DE69226004T2

DE69226004T2 - Bootstrapschaltung zum Treiben von einem Leistungs-MOS-Transistor in einem Erhöhungsmode

Info

Publication number: DE69226004T2
Application number: DE69226004T
Authority: DE
Inventors: Massimiliano I-95040 Catania Belluso; Mario I-95037 San Giovanni La Punta Paparo (Catania); Michele I-97013 Comiso Zisa (Ragusa)
Original assignee: CORIMME Consorzio per Ricerca Sulla Microelettronica nel Mezzogiorno; SGS Thomson Microelectronics SRL; SGS Thomson Microelectronics Inc
Current assignee: STMicroelectronics SRL; CORIMME Consorzio per Ricerca Sulla Microelettronica nel Mezzogiorno; STMicroelectronics lnc USA
Priority date: 1991-07-24
Filing date: 1992-07-17
Publication date: 1999-02-11
Anticipated expiration: 2012-07-18
Also published as: JPH05252006A; JP3528854B2; EP0525869B1; DE69226004D1; IT1251097B; EP0525869A1; ITMI912045A0; ITMI912045A1; US5381044A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Bootstrapschaltung zum Treiben eines Leistungs-MOS-Transistors in Hochseitentreiberanordnung.
Der Betrieb bei niedriger Versorgungsspannung diskreter Einrichtungen als auch integrierter Schaltungen, die bei hohen Frequenzen arbeiten, die einen Leistungs-MOS-Transistor in der sogenannten "Hochseitentreiber"-Anordnung benutzen, ist begrenzt bei den klassischen Treiberanordnungen durch die Schwellenspannung des Leistungs-MOS-Transistors, das heißt durch die minimale Spannung, die zwischen dem Gate und der Source des Leistungs-MOS- Transistors selbst anzulegen ist, so daß der Strom beginnen kann, zwischen der Drain und der Source zu fließen.
Eine klassische Technologie realisiert zum Beispiel Leistungs- MOS-Einrichtungen mit einer Schwellenspannung von ungefähr 3,5 V. Es folgt, daß zum Erzielen eines zuverlässigen Betriebes des Leistungs-MOS-Transistors selbst als Schalter es notwendig ist, zwischen seinem Gate und seiner Source eine Spannung anzulegen, die mindestens zweimal so groß wie die Schwellenspannung ist, in dem speziellen Beispiel dafür mehr als 7 V.
Da eine auf klassische Weise realisierte Bootstrapschaltung das Anlegen einer Spannung gleich der Versorgungsspannung abzüglich der durch die Schaltung selbst eingeführten Verluste zwischen dem Gate und der Source des Leistungs-MOS-Transistors erlaubt, folgt, daß zum Erzielen eines zuverlässigen Betriebes des Leistungs-MOS- Transistors der minimale Wert der Versorgungsspannung für die Schaltung notwendigerweise höher als 7 V sein muß.
Zwei klassische Schaltungsanordnungen sind zum Treiben eines Leistungs-MOS-Transistors bekannt:
- der Bootstrap, der bei einer Frequenz gleich der Schaltfrequenz des Leistungs-MOS-Transistors tätig ist,
- die Ladungspumpenschaltung, die bei einer Frequenz sehr viel höher als die des Leistungs-MOS-Transistors tätig ist.
Beispiele dieser Schaltungen sind in dem Artikel "Drive Technics for High Side N-Channel-MOSFETs" von Warren Schultz, Motorola Inc. SPS beschrieben, der in dem Magazin PCIM vom Juni 1987 enthalten war.
Die US-4 049 979 offenbart eine Bootstraptreiberschaltung für einen Leistungs-MOS-Transistor in Hochseitentreiberanordnung, wie sie in dem Oberbegriff der unabhängigen Ansprüche 1 und 2 definiert ist.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Bootstrapschaltung zum Treiben eines Leistungs-MOS-Transistors in Hochseitenkonfiguration zu realisieren, die den Betrieb bei niedrigen Pegeln der Versorgungsspannung ausführen kann, wenn der Leistungs- MOS-Transistor bei hohen Schaltfrequenzen tätig sein soll.
Gemäß der Erfindung wird solch eine Aufgabe gelöst mit einer Bootstrapschaltung für einen Leistungs-MOS-Transistor in der Hochseitenkonfiguration, wie sie in den unabhängigen Ansprüchen 1 und 2 definiert ist.
Die Merkmale der vorliegenden Erfindung werden ersichtlicher durch Ausführungsformen davon, die als Beispiele in den begleitenden Zeichnungen gezeigt sind, in denen:
Fig. 1 eine erste Ausführungsform der Schaltung gemäß der Erfindung zeigt;
Fig. 2 eine zweite Ausführungsform der Schaltung gemäß der Erfindung zeigt;
Fig. 3 das Signalmuster auf dem Gate und der Source des Leistungs-MOS-Transistors und über den zweiten Kondensator in der ersten Ausführungsform der Bootstrapschaltung gemäß der Erfindung zeigt;
Fig. 4 die gleichen Muster wie in Fig. 3 in einer klassischen Bootstrapschaltung zeigt;
Fig. 5 den Vergleich zwischen den Signalmustern auf dem Gate und der Source des Leistungs-MOS-Transistors in den Schaltungen von Fig. 1 und 2 zeigt.
Es wird Bezug genommen auf Fig. 1, gemäß einer ersten Ausführungsform ist die Bootstrapschaltung aus zwei Blöcken zusammengesetzt, die durch gestrichelte Linien dargestellt sind und durch die Bezugszeichen 1 und 2 identifiziert sind.
Der Block 1 stellt eine klassische Schaltung für einen n-Kanal- Leistungs-MOS-Transistor T1 dar. Sie enthält einen bipolaren npn- Transistor T4, dessen Basis mit einem Eingang U1 für ein invertiertes PWM-Signal verbunden ist, der Emitter mit Masse verbunden ist, der Kollektor auf einer Seite mit einem Widerstand R1 verbunden ist, der wiederum mit einer Versorgungsspannung Vcc verbunden ist, auf der anderen Seite mit dem Gate eines n-Kanal-MOS- Transistors T3 verbunden ist.
Die Source des Transistors T3 ist auf Masse, und die Drain ist auf einer Seite mit einem Widerstand R2 verbunden und auf der anderen Seite mit dem Gate eines p-Kanal-MOS-Transistors T2 verbunden. Der R2 Widerstand ist wiederum mit der Versorgung Vcc durch eine Diode D1 verbunden, die zwischen die Widerstände R1 und R2 geschaltet ist.
Die Source des Transistors T2 ist durch die Diode D1 mit der Versorgung Vcc verbunden. Die Drain des Transistors T2 ist durch ei ne Diode D4 mit dem Gate des Leistungs-MOS-Transistors T1 verbunden. Mit dem Gate des Leistungstransistor T1 ist ebenfalls eine Abschaltschaltung SWOFF für den Leistungstransistor T1 verbunden, die das oben erwähnte Gate mit der Masse verbindet, wenn das invertierte PWM-Signal auf den hohen Pegel steigt. Der Block 2 enthält einen bipolaren npn-Transistor T5, dessen Basis mit einem Eingang U2 für ein PWM-Einschaltsignal verbunden ist, dessen Emitter mit Masse verbunden ist, dessen Kollektor mit der Versorgung durch einen Widerstand R3 verbunden ist. An einem Schaltungsknoten N1, der zwischen dem Kollektor des Transistors T5 und dem Widerstand R3 vorgesehen ist, ist ein Widerstand R4 verbunden, der wiederum mit der Basis eines bipolaren npn-Transistors T6 verbunden ist. Der Emitter des Transistors T6 ist mit Masse verbunden, während der Kollektor auf der einen Seite mit der Versorgung Vcc durch einen Widerstand R6 verbunden ist und auf der anderen Seite mit der Basis eines bipolaren npn-Transistors T9. Der Emitter des Transistors T9 ist mit der Versorgung Vcc verbunden, während der Kollektor mit einem npn-Transistor T8 verbunden ist. Der Emitter des Transistors T8 ist mit Masse verbunden, und die Basis ist mit einem Zwischenknoten N2 zwischen einem Widerstand R7 und dem Kollektor eines bipolaren npn-Transistors T7 verbunden. Der Emitter des Transistors T7 liegt auf Masse, während die Basis über einen Widerstand R5 mit dem Knoten N1 verbunden ist.
Mit einem Zwischenknoten N3 zwischen den Kollektoren der Transistoren T8 und T9 ist ein Kondensator C2 verbunden. Auf der anderen Seite ist der Kondensator C2 an einem Schaltungsknoten N4 mit einer Diode D2 verbunden, die wiederum mit der Versorgung Vcc verbunden ist.
Der Kondensator C2 ist ebenfalls durch eine Diode D3 mit einer Seite des Kondensators C1 verbunden, der außerhalb der Bootstrapschaltung ist, und dann mit der Versorgung Vcc.
Auf der anderen Seite ist der Kondensator C1 mit der Source des Transistors T1 und durch eine Widerstands/Induktionslast L1 mit Masse verbunden.
Es wird Bezug genommen auf den Block 1, der Bootstrap wird durch ein invertiertes PWM-Signal betätigt, das aus dem PWM-Signal abgeleitet wird, das den Block 2 betätigt. Dieses Signal ist logischerweise ebenfalls entgegengesetzt dem Spannungswert, der an der Last L1 des Leistungs-MOS-Transistors T1 in dem Sinne vorhanden ist, daß ein hoher Wert der Spannung, die an der Last L1 vorhanden ist, das heißt mit dem MOS-Leistungstransistor T1~in Leitung, es ein niedriger Wert des invertierten PWM-Signales an dem Eingang U1 entspricht.
Es sei angenommen, daß das an der Basis des Transistors T4 vorhandene invertierte PWM-Signal niedrig ist. In diesem Zustand ist der Transistor T4 ausgeschaltet.
Das Gate des n-Kanal-MOS-Transistors T3 ist durch den Widerstand R1 mit der Versorgungsspannung Vcc verbunden, daher ist der Transistor T3 eingeschaltet, was bewirkt, daß das Gate des p-Kanal- MOS-Transistors T2 auf niedrig geht.
Der MOS-Transistor T2 wird dann eingeschaltet, und in diesem Zustand ist er möglich, die Ladung des Kondensators C1 durch den Transistor C2 selbst und die Diode D4 zu dem Gate des Leistungs- MOS-Transistors T1 zu übertragen, der eingeschaltet wird.
Während dieser Phase ist die Diode D1 rückwärts vorgespannt, da folgendes gilt:
an der Anode die Versorgungsspannung Vcc
an der Kathode eine Spannung, die die Summe der Spannung Vcc - Vdson (Vdson = Drain-Source-Spannung, wenn der Transistor leitet), die an der Source des Leistungs-MOS-Transistors T1 zu dem Zeitpunkt des Einschaltens vorhanden ist, und der Spannung Vcc, die über dem Kondensator C1 liegt und zu dem Gate des Leistungs- MOS-Transistors T1 übertragen wird, ist,
und sie entkoppelt die über den Kondensator C1 liegende Spannung von der Versorgungsspannung Vcc.
Es wird Bezug genommen auf den Block 2, es sei immer noch der Fall gegeben, in dem das invertierte PWM-Signal an dem Eingang des Blockes 1 niedrig ist, das entsprechende PWM-Signal an dem Eingang U2 des Blockes 2 ist hoch.
Der Transistor T5 wird eingeschaltet, und folglich werden, da der Kollektor des Transistors T5 auf niedrig geht, die Transistoren T6 und T7 ausgeschaltet.
Das Signal an dem Kollektor des Transistors T6 ist hoch, so daß der pnp-Transistor T9, dessen Basis durch den Kollektor des Transistors T6 getrieben wird, ausgeschaltet wird. Im Gegensatz wird, da der Transistor T7 ausgeschaltet ist, der Transistor T8 eingeschaltet, da seine Basis mit der Versorgungsspannung Vcc durch den Widerstand R7 verbunden ist.
Unter diesen Bedingungen lädt der Kondensator C2 bis zu der Spannung Vcc - Vbe (D2) auf, wenn die Sättigungsspannung des Transistors T8 als vernachlässigbar angesehen wird.
Zurückkehrend zu dem Block 1, es sei angenommen, daß das invertierte PWM-Signal an dem Eingang U1 von niedrig auf hoch umschaltet; der Transistor T4 geht in Leitung, wodurch der Transistor T3 direkt und der Transistor T2 indirekt durch T3 abgeschaltet werden. Als Konsequenz wird der Kondensator C1 von dem Gate des Leistungs-MOS-Transistors T1 getrennt, dessen Gate auf Masse durch die Ausschaltschaltung SWOFF gebracht wird.
Zu der gleichen Zeit soweit der Block 2 betroffen ist, schaltet das entsprechende PWM-Signal an dem Gate des Transistors T5 von hoch auf niedrig. Unter dieser Bedingung wird der Transistor T5 angeschaltet, während die Transistoren T6, T7 eingeschaltet werden, da ihre Basen mit der Versorgungsspannung Vcc durch die Reihe der Transistoren R4 + R3 bzw. R5 + R3 verbunden sind.
Das Signal an dem Kollektor des Transistors T6 ist niedrig, so daß der Transistor T9, dessen Basis durch den Kollektor des Transistors T6 getrieben wird, eingeschaltet wird. Im Gegensatz wird, da der Transistor T7 eingeschaltet ist, der Transistor T8 ausgeschaltet, da seine Basis niedrig ist.
Unter diesen Bedingungen geht der Anschluß des Kondensators C2, der mit dem Kollektor des Transistors T9 verbunden ist, abgesehen von Vcesat (T9) auf die Versorgungsspannung Vcc, und daher wird der andere Anschluß, der bereits auf die Spannung Vcc - Vbe (D2) aufgeladen war, auf die Spannung:
Vcc + Vcc - Vbe (D2)
aufgeladen.
Es sei in dem speziellen Fall angenommen, daß C2 viel größer als C1 ist, dann lädt der Kondensator C1 durch die Diode D1 auf eine Spannung ungefähr gleich zu:
2 Vcc - Vbe (D2) - Vbe (D3)
so auf, wenn das PWM- und das invertierte PWM-Signal zurück zu dem hohen bzw. niedrigen Pegel schalten, der Kondensator C1 zwischen das Gate und die Source des Leistungs-MOS-Transistors T1 eine Spannung Vgs gleich:
2 Vcc - Vbe (D2) - Vbe (D3) - Vbe (D4)
anlegt, und daher das Zurückschalten des Leistungstransistors anstoßen kann, selbst in dem Fall einer niedrigen Versorgungsspannung Vcc.
In dem Fall, in dem die Bootstrapschaltung nur aus dem Block 1 bestehen würde, wie es bei dem Stand der Technik der Fall ist, würde während des Zeitintervalles, in dem das invertierte PWM- Signal hoch ist, der Kondensator C1 durch die Diode D1 auf eine Spannung Vcc - Vbe (D1) aufgeladen werden. Während des Zurückschaltens des invertierten PWM-Signales von hoch auf niedrig würde diese Ladung dann zu der Basis des Transistors T1 zurück übertragen werden. Der würde dann mit einer Spannung Vgs = Vcc - Vbe (D1) - Vbe (D4) eingeschaltet werden, was daher eine sehr viel niedrigere Einschaltspannung ergeben würde als bei der Benutzung der Bootstrapschaltung in Übereinstimmung mit der Erfindung und nicht in der Lage wäre, das Zurückschalten des Leistungstransistors im Falle niedriger Spannung der Versorgung Vcc zu ermöglichen.
Mit der Schaltung von Fig. 1 ist es dagegen möglich, falls C2 sehr viel größer als C1 ist, eine Zunahme der Spannung zu erhalten, die zum Bringen des Transistors T1 in Leitung notwendig ist. Natürlich nimmt die Wirksamkeit der Schaltung mit dem Verhältnis der Werte der Kondensatoren C2/C1 ab, wenn die Spannung über C1 damit abnimmt.
Eine Besonderheit dieser ersten Ausführungsform der Bootstrapschaltung ist es, daß das Laden des Kondensators C2 in einer Phase stattfindet, in der der Leistungs-MOS-Transistor T1 eingeschaltet ist.
Bei diese Schaltung dienen die Dioden D2 und D3 weiter zum Trennen des Kondensators C2 von der Versorgungsspannung Vcc bzw. von dem Kondensator C1 in dem Moment, wenn der Kondensator C1 seine Ladung zu dem Gate des Leistungs-MOS-Transistors T1 überträgt.
In Fig. 3 und 4 zeigen die Kurven a, b, c die Muster der Spannung an dem Gate des Transistors T1, an der Source des Transistors T1 bzw. an den Anschlüssen des Kondensators C2 an dem Schaltungsknoten N3 in einer Bootstrapschaltung gemäß der Erfindung und bei einem klassischen Typ ohne dem Block 2 mit der Zeit, wobei die Spannung Vcc gleich 4 V ist.
Ein Vergleich zwischen den zwei Figuren erlaubt es, die Wirkung des Vorhandenseins des Blockes 2 zu realisieren, was, wie oben beschrieben wurde, in einer Zunahme der Gate-Source-Spannung für das Einschalten des Leistungs-MOS-Transistors T1 resultiert.
Gemäß diese ersten Ausführungsform der Bootstrapschaltung gemäß der Erfindung wird der Kondensator C1 daher geladen, wobei ein Kondensator C2 parallel dazu angeordnet ist.
Als eine Alternative kann die Bootstrapschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform realisiert werden in einer Weise, daß der Kondensator C1 und ein in Reihe geschalteter Kondensator C2 aufgeladen werden.
Die Bootstrapschaltung in ihrer zweiten Ausführungsform, die in Fig. 2 gezeigt ist, unterscheidet sich von der in Fig. 1 gezeigten insoweit, wie die Realisierung des Blockes 2 und das Fehlen der Diode D3 betroffen sind. Der Block 2 enthält insbesondere einen bipolaren npn-Transistor T10, dessen Basis durch einen Widerstand R8 mit dem Eingang U2 des PWM-Signales verbunden ist, dessen Emitter mit Masse verbunden ist, dessen Kollektor mit dem Gate eines p-Kanal-MOS-Transistors T11 und einem Widerstand R9 verbunden ist. Der Widerstand R9 ist wiederum an einer Seite mit der Source des Transistors T11 und an der anderen Seite mit der Versorgungsspannung Vcc verbunden.
Die Drain des Transistors Tll ist mit einem Schaltungsknoten N6 an einer Seite des Kondensators C2 und an der anderen Seite mit dem Kollektor eines bipolaren npn-Transistors T12 verbunden. Der Kondensator C2 ist wiederum an einem Schaltungsknoten N5 mit einer Diode D2 verbunden, die an dem anderen Ende mit der Versorgung Vcc verbunden ist. Der Emitter des bipolaren Transistors T12 ist auf Masse, und die Basis ist an einer Seite durch einen Widerstand R10 mit der Versorgung Vcc und an der anderen Seite mit dem Kollektor eines bipolaren npn-Transistors T13 verbunden.
Der Emitter des Transistors T13 liegt auf Masse, und die, Basis ist durch einen Widerstand R11 mit dem Eingang U2 des PWM- Signales verbunden.
Bezüglich des Betriebes, die Schaltung von Fig. 2 ist wie folgt tätig.
In dem Fall, in dem das an dem Eingang U2 des Blockes 2 vorhandene PWM-Signal niedrig ist (in diese Phase ist, wie zuvor unter Bezugnahme auf den Betrieb der in Fig. 1 gezeigten Schaltung gezeigt wurde, der MOS-Transistor T11 ausgeschaltet), sind die Transistoren T10 und T13 ausgeschaltet, da ihre Basis niedrig ist.
Der Transistor T12 ist eingeschaltet, da seine Basis mit der Versorgung durch den Widerstand R10 verbunden ist. Der Kondensator C2 lädt sich auf den Wert auf:
Vcc - Vbe (D2) - Vcesat (T12).
Der Kondensator C1 lädt sich statt dessen auf den Wert auf:
Vcc - Vbe (D1).
Wenn das PWM-Signal an dem Eingang U2 des Blockes 2 hoch geht, werden die Transistoren T10 und T13 eingeschaltet. In diesem Fall schaltet der Transistor T12, dessen Basis auf niedrig gebracht wird, da sie mit dem Kollektor des Transistors T13 verbunden ist, ab, während der p-Kanal-MOS-Transistor T11, der an dem Gate durch den Kollektor des Transistors T10 getrieben wird, ein.
Auf solche Weise werden die zwei Kondensatoren C10 und C2, die durch T11 in Reihe geschaltet sind, zusammen auf die Spannung:
2 Vcc - Vbe (D1) - Vbe (D2) - Vcesat (T12)
aufgeladen.
In diesem Fall verbindet die durch den Block 1 dargestellte klassische Bootstrapschaltung die zwei Kondensatoren C1 und C2 in Reihe mit dem Gate des Leistungs-MOS-Transistors T1, der bei der Spannung:
Vgson = ((2Vcc - Vbe (D1) - Vbe (D2) - Vcesat (T12)) - Vbe (D4)
eingeschaltet wird.
Im Gegensatz zu der Schaltung in Übereinstimmung mit der ersten Ausführungsform findet bei dieser Schaltung das Laden des Kondensators C2 in entgegengesetzter Phase zu dem Einschalten des Leistungs-MOS-Transistors T1 statt.
In Fig. 5 sind als eine Funktion der Zeit Muster verschiedener Gatespannungen der Bootstrapschaltungen gemäß der ersten Ausführungsform, Kurve d, und gemäß der zweiten Ausführungsform, Kurve e als auch die Muster, die gleichen in den zwei Fällen der Sourcespannung des Leistungstransistors T1, Kurve f, gezeigt.
Es ist möglich, den Anstieg der Gatespannung zu bemerken, der mittels der Benutzung der Bootstrapschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform erhalten wird, das heißt mit der Verbindung in Reihe der zwei Kondensatoren C1 und C2.
Im allgemeinen verbessert die Bootstrapschaltung sowohl in der Ausführungsform von Fig. 1 als auch ihrer Variation von Fig. 2 die Wirksamkeit einer klassischen Bootstrapschaltung zum Treiben des Leistungs-MOS-Transistors in der Hochseitentreiberkonfiguration, wodurch der Betrieb der Vorrichtung, die die Bootstrapschaltung und den Leistungs-MOS-Transistor enthält, bei Werten einer Versorgungsspannung von niedriger als 7 V ermöglicht wird, wenn der MOS-Transistor bei hohen Frequenzen tätig ist, wie zum Beispiel in der Schaltphase.
Der Block 2 kann ebenfalls gesamt oder teilweise mit MOS- Einrichtungen realisiert werden.
Zusätzlich können die in Fig. 1 und 2 gezeigten Schaltungen gesamt in bipolare Technologie, MOS-Technologie, gemischter (bipolare, CMOS, DMOS) Technologie integriert werden oder mit diskreten Komponenten realisiert werden.

Claims

1. Bootstrapschaltung für einen Leistungs-MOS-Transistor in Hochseitentreiberanordnung, mit:

einem ersten Kondensator (C1), der auf eine erste Spannung aufladbar ist, die etwas geringer als die Versorgungsspannung (Vcc) des Leistungstransistors (T1) ist, und

einem zweiten Kondensator (C2),

wobei die Schaltung eine zweite Spannung höher als die Versorgungsspannung und die Schwellenspannung des Leistungs-MOS- Transistors (T1) an seinem Gate bereitstellt, dadurch gekennzeichnet,

daß der erste Kondensator (C1) einen mit der Last (L1) verbundenen ersten Anschluß und einen zweiten Anschluß aufweist, der mit der Versorgungsspannung (Vcc) durch eine erste Diode (T1) und mit dem Gate des Leistungs-MOS-Transistors (T1) durch ein durch ein Aktivierungssignal (PWM) gesteuertes erstes Schaltmittel (T2) verbunden ist, und

daß der zweite Kondensator (C2) einen mit der Versorgungsspannung durch eine zweite Diode (D2) verbundenen ersten Anschluß, der mit dem zweiten Anschluß des ersten Kondensators (C1) durch eine dritte Diode (D3) verbunden ist, und einen mit Masse durch ein zweites Schaltmittel (T8) verbundenen zweiten Anschluß aufweist.

2. Bootstrapschaltung für einen Leistungs-MOS-Transistor in Hochseitentreiberanordnung, mit:

einem ersten Transistor (C1), der auf eine erste Spannung aufladbar ist, die etwas geringer als die Versorgungsspannung (Vcc) des Leistungstransistors (T1) ist, und

einem zweiten Kondensator (C2),

wobei die Schaltung eine zweite Spannung höher als die Versorgungsspannung und die Schwellenspannung des Leistungs-MOS- Transistors (T1) an seinem Gate bereitstellt,

dadurch gekennzeichnet,

daß der erste Kondensator (C1) einen mit der Last (L1) verbundenen ersten Anschluß und einen zweiten Anschluß aufweist, der mit der Versorgungsspannung (Vcc) durch eine erste Diode (D1) und durch Schaltmittel (T3, T2, T4) verbunden ist, das zwischen einen ersten Anschluß des zweiten Kondensators (C2) und das Gate des Leistungs-MOS-Transistors (T1) eingefügt ist,

daß der zweite Kondensator einen mit der Versorgungsspannung durch eine zweite Diode (D2) verbundenen ersten Anschluß aufweist und

daß der zweite Kondensator (C2) mit dem zweiten Anschluß des ersten Kondensators (C1) durch einen Transistor (T11) verbunden ist und

daß die zweite Spannung über die Kondensatoren (C1, C2) genommen wird.