DE69221753T2

DE69221753T2 - Datenempfänger mit einer Regelschleife mit verringerter Abtastfrequenz

Info

Publication number: DE69221753T2
Application number: DE69221753T
Authority: DE
Inventors: Johannes Wilhelmus Ma Bergmans
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1991-03-15
Filing date: 1992-03-06
Publication date: 1998-02-26
Anticipated expiration: 2012-03-07
Also published as: EP0503728B1; DE69221753D1; US5311558A; EP0503728A2; EP0503728A3

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Datenempfänger mit einem adaptiven System zum Schätzen mindestens eines Maßes für eine charakteristische Größe eines einem Eingang des Datenempfängers zugeführten Eingangssignals, wobei dieses adaptive System mit den nachfolgenden Mitteln versehen ist:
- Fehlerbestimmungsmitteln zum Bestimmen eines Fehlers in der Schätzung des Maßes für die charakteristische Größe des Eingangssignals;
- Anpassungsmitteln zum zu diskreten Zeitpunkten Anpassen der Schätzung des Maßes für die charakteristische Größe des Eingangssignals;
wobei
- der Eingang des Datenempfängers mit einem ersten Eingang der Fehlerbestimmungsmittel gekoppelt ist;
- ein Fehlerausgang der Fehlerbestimmungsmittel zum Liefern des Fehlers mit einem Eingang der Anpassungsmittel gekoppelt ist zum mit einer Periode nT periodischen Weiterleiten des Fehlers, wobei n eine ganze Zahl und T ein Rationalbruchteil des Intervalls zwischen empfangenen Symbolen ist;
- wenigstens ein Ausgang der Anpassungsmittel mit einem Ausgangssignal, das ein Maß ist für die charakteristische Größe des Eingangssignals, mit einem zweiten Eingang der Fehlerbestimmungsmittel gekoppelt ist;
- die Anpassungsmittel ibr Ausgangssignal zu diskreten Zeitpunkten anpassen, damit der Fehler minimiert wird.
Ein derartiges adaptiven System ist aus der Europäischen Patentschrift Nr.0 065 796 bekannt.
Bei der Übertragung von Signalen über ein Übertragungsmedium, beispielsweise einer Teilnehmerleitung des öffentlichen Fernsprechnetzes, oder bei der Speicherung von Signalen auf einem Aufzeichnungsmedium, beispielsweise auf einem Magnetband oder einer Magnetscheibe, ist es beim Empfangen bzw. Wiedergeben dieser Signale im allgemeinen notwendig, die empfangenen Signale zu bearbeiten, bevor die gewünschten Ausgangssignale verfügbar sind.
Die erforderliche Signalverarbeitung wird meistens bestimmt durch die Eigenschaften des Übertragungs- bzw. Speichermediums, wie beispielsweise die Frequenzkennlinie, die Eigenschaften des Signals selbst, wie beispielsweise die spektrale Leistungsdichte, oder durch die Eigenschaften etwaiger auftretender Störsignale, wie beispielsweise Rauschen oder Übersprechen.
Wenn die genannten Eigenschaften des Mediums, des Signals oder der Störsignale im voraus bekannt sind und sich in der Zeit nicht ändem, kann die Signalverarbeitung, erforderlich zum Erhalten des gewünschten Ausgangssignals auf feste Weise durchgeführt werden.
Diese Eigenschaften werden aber meistens nicht im voraus bekannt sein oder im Laufe der Zeit sich ändem.Die Verwendung eines Systems, das die erforderliche Signalverarbeitung auffeste Art und Weise durchführt, wird nun im allgemeinen zu einer nicht optimalen Rückgewinnung des gewünschten Ausgangssignals führen.
Um dies zu vermeiden werden oft adaptive Systeme benutzt, die imstande sind, die Signalverarbeitung an die Eigenschaften des Übertragungskanals, an die Eigenschaften der gesendeten Signale oder an die Störsignale anzupassen.
Beispiele derartiger Systeme sind adaptive Ausgleichsschaltungen, adaptive Echokompensatoren, und Taktimpulsrückgewinnungssysteme. Diese Systeme enthalten eine Fehlerbestimmungseinheit, die aus dem Eingangssignal und aus der Schätzung einer charakteristischen Größe des Eingangssignals einen Fehler herleiten, der ein Maß für die Abweichung der Schätzung der charakteristischen Größe des Eingangssignals gegenüber der reellen charakteristischen Größe des Eingangssignals ist. Eine charakteristische Größe kann beispielsweise die in dem Eingangssignal vorhandene Intersymbolinterferenz, oder es können Übersprechsignale oder Echosignale sein.
Wenn die charakteristische Größe des Eingangssignals Eigenschaften eines in diesem Eingangssignal vorhandenen Störsignals betrifft (beispielsweise Echos oder Intersymbolinterferenz), kann mit Hilfe einer durch die Schätzung der charakteristischen Größe steuerbaren Signalverarbeitungseinheit dieses Störsignal ausgetastet werden, so daß ein Ausgangssignal erhalten werden kann, das nahezu störsignalfrei ist.
In dem Empfänger nach dem Stand der Technik, wie dieser in Fig. 1 dargestellt ist, ist die zu schätzende charakteristische Größe des Eingangssignals ein in diesem Eingangssignal vorhandenes Echosignal des von der betreffenden Station gesendeten Signals. Dieses Echosignal entsteht durch Übersprechen der Gabelschaltung und durch Reflexion des gesendeten Signals an der fernen Gabelschaltung. Dieses Echosignal wird in dem adaptiven System durch die Parameterwerte des Filters E dargestellt, die notwendig sind zum Erhalten einer Replik dieses Echosignals.
In dem Datenempfänger mit dem Echokompensator nach dem Stand der Technik nach Fig. 1 umfaßt die Fehlerbestimmungsemheit das digitale Filter E, den Digital-Analog-Wandler F, das Filter 6, die Subtrahierschaltung H, die Abtast-und- Halteschaltung 5 und denjenigen Teil der Schaltungsanordnung Q, in dem der Fehler aus den Eingangssignalen der Schaltungsanordnung Q bestimmt wird. Anhand des Fehlers ^r (t) kann nun die Schätzung der charakteristischen Größe des Eingangssignals nachgeregelt werden, damit der Fehler minimiert wird. Bei dem bekannten Datenempfänger erfolgt diese Nachregelung durch die Anpassungsmittel Q, welche die Parameter des Filters E anhand des Signals ^r (i), das durch den Digital-Analog-Wandler N und den Schalter P aus dem Fehler ^r (t) hergeleitet wird.
Im allgemeinen wird der Fehler periodisch mit einer Periode T bestimmt und es wird eine gewünschte Anpassung von Parametern der Signalverarbeitungseinheit durchgeführt. Es geschieht also alle T Sekunden eine Anpassung dieser Parameter.
Der Empfänger nach dem Stand der Technikenthält weiterhin einen Multiplizierer XM mit einem Multiplikationsfaktor M, und ein Tiefpaßfilter D.h. Symbole und Signale werden durch a(k) und b(k), und e(t), r(t) bzw. s(t) angegeben. Ein Taktsignal wird durch 1/Ts angegeben.
Zur Beschränkung der Komplexität derartiger adaptiver Systeme wird in dem, aus der bereits genannten Patentschrift bekannten Empfänger die Schätzung der charakteristischen Größe nicht periodisch mit der Periode T angepaßt, sondern dies geschieht mit einer Periode nT anhand des Fehlers, der periodisch mit einer Periode nT bestimmt wird. Dies ist oft erlaubt, weil die charakteristische Größe des Eingangssig nal in vielen Fällen nur langsam sich in der Zeit ändert. In dem Datenempfänger nach dem Stand der Technik nimmt die Abtast-und-Halteschaltung S alle nT Sekunden einen Abtastwertdes Differenzsignals. Bei geringen Übertragungsraten kann dieser Wert von n beispielsweise 10 betragen, aber bei sehr hohen Übertragungsraten kann n beispielsweise größer sein als 1000.
Es hat sich versuchsweise herausgestellt, daß Konvergenz zu einer minimalen Differenz zwischen dem geschätzten charakteristischen Wert des Eingangssignals und dem reellen charakteristischen Wert des Eingangssignals bei einigen adaptiven Systemen der eingangs erwähnten Art nicht auftritt.
Es ist nun u.a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein adaptives System der eingangs erwähnten Art zu schaffen, bei dem Konvergenz zu einer minimalen Differenz zwischen dem geschätzen charakteristischen Wert des Eingangssignal und dem reellen charakteristischen Wert des Eingangssignals gewährleistet ist.
Dazu weist die Erfindung das Kennzeichen auf, daß der Datenempfänger mit einem Decoder versehen ist zum Decodieren eines Codes, der zu einem zyklostationären Datensignal führt mit einer Periode der Zyklostationarität mT, wobei m eine ganze Zahl ist, und daß der größte gemeinsame Teiler von n und m gleich 1 ist.
Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß optimale Konvergenz nur dann fortbleibt, wenn das Eingangssignal zyklostationäre Elemente aufweist. Ein Signal ist zyklostationär, wenn die statischen Eigenschaften, wie beispielsweise der Mittelwert oder die Autokorrelationsfüiiktion, periodisch von der Zeit abhängig sind. Ein wichtiges Beispiel eines zyklostationären Signals ist das Ausgangssignal eines Blockcoders, in dem aufeinanderfolgende Reihen von p Eingangssymbolen in aufeinanderfolgende Reihen von q Ausgangssymbolen umgewandlet werden.
Wenn das Signal zyklostationär ist mit der Periode mT und die Schätzung der charakteristischen Größe des Eingangssignals nur alle nT Sekunden angepaßt wird, ist es möglich, daß nicht nur einige Phasen des zyklostationären Signals abgetastet werden. Es wird beispielsweise vorausgesetzt, daß m gleich 6 ist und daß n gleich 9 ist. Das zyklostationäre Signal hat dann 6 Phasen (mit der Rangnummer 0 bis einschließlich 5) mit verschiedenen statistischen Eigenschaften. Es wird nun vorausgesetzt, daß zu einem bestimmten Zeitpunkt ein Abtastzeitpunkt nT der Phase mit der Rangnummer 0 des zyklostationären Signals entspricht. Der Abtastzeitpunkt (n+1)T wird nun der Phase mit der Rangnummer (0+9) mod 6=3 entsprechen. Der Abtastzeitpunkt (n+2)T wird nun mit der Phase mit der Rangnummer (3+9) mod 6=0 zusammenfallen. Der nächste Abtastzeitpunkt wird nun wieder mit der Phase 3 zusammenfallen usw.
Es stellt sich heraus, daß nun nur Information aus zwei der sechs Phasen des zyklostationären Signals auf das Adaptationsverfahren Einfluß haben. Der Grund dazu ist, daß der größte gemeinsame Teiler von 6 und 9 gleich 3 ist statt 1. Dadurch ist die Adaptation optimal für diese zwei Phasen, aber dadurch kann die Adaptation auch überhaupt nicht optimal sein für die anderen Phasen, wodurch der Fehler nach wie vor groß sein kann.
Wenn die erfindungsgemäßen Maßnahmen angewandt werden, stellt es sich heraus, daß alle Phasen des zyklostationären Signals das Adaptationsverfahren beeinflußen. Betrachten wir beispielsweise den Fall mit m gleich 3 und n gleich 4 (der größte gemeinsame Teiler von 3 und 4 ist 1).
Wenn nun vorausgesetzt wird, daß zu einem bestimmten Zeitpunkt ein Abtastzeitpunkt nT mit der ersten Phase des zyklostationären Signals zusammenfällt, dann wird der Abtastzeitpunkt (n+1)T mit der Phase (0+4) mod 3=1 zusammenfallen. Der Abtastzeitpunkt (n+2)T fällt dann mit der Phase (1+4) mod 3=2 zusammen. Der Abtastzeitpunkt (n+3)T fällt dann mit der Phase (2+4) mod 3=0 zusammen. Daraus folgt, daß nun alle Phasen des zyklostationären Signals Einfluß auf das Adaptationsverfahren haben.
Eine erste Ausführungsform der Erfindung weist das Kennzeichen auf, daß die charakteristische Größe in dem Eingangssignal vorhandene Intersymbolinterferenz umfaßt.
Bei der Übertragung digitaler Symbole über ein Übertragungsmedium oder bei der Speicherung digitaler Symbole auf einem Speichermedium werden die zu sendenden bzw. zu speichernden digitalen Symbole in analoge Impulse umgewandelt, die nacheinander dem Übertragungsmedium bzw. dem Aufzeichnungsmedium zugeführt werden.
Im allgemeinen werden die Impulse einander in der Zeit Im allgemeinen werden die Impulse einander in der Zeit überlappen. Wenn das Medium eine begrenzte Bandbreite hat, werden die Impulse einander überlappen, was oft dazu führen wird, daß ein zu einem bstimmten Zeitpunkt empfangener Abtastwert nicht nur abhängig ist von nur einem digitalen Signal, sonder auch von zeitlich benachbarten digitalen Symbolen. Dieser Effekt wird als Intersymbolinterferenz bezeichnet.
Das Vorhandensein von Intersymbolinterferenz wird in vielen Fällen zu einer Steigerung der Symbolfehlerrate fllhren.
Eine Möglichkeit, die Steigerung der Bitfehlerrate durch Intersymbolinterferenz zu beschränken ist die Verwendung eines Glättungsfilters mit einer Übertragungsfunktion, die annähernd zu der Übertragungsfknktion des Mediums invers ist. Dadurch, daß dieses Filter mit dem Medium in Kaskade geschaltet wird, wird eine annähernd flache Übertragungskennlinie erhalten, so daß die Intersymbolinterferenz verschwindet.
Eine andere Möglichkeit, Intersymbolinterferenz zu verringern ist die Verwendung eines entscheidungsrückgekoppelten Intersymbolinterferenzkompensator. Darin wird anhand getroffener Entscheidungen in bezug auf bereits empfangener Datensymbole ein Ausgleichssignal von den neu empfangenen Signalabtastwerten subtrahiert, wobei dieses Ausgleichssignal dadurch erhalten wird, daß die getroffenen Entscheidungen einem Glättungsfilter mit einer Stoßantwort zugeführt werden, die fur die von nur einem Impuls herrührende Intersymbolinterferenz repräsentativ ist.
In den beiden obenstehenden Fällen wird die zu schätzende charakteristische Größe (=Intersymbolinterferenz) des Eingangssignals durch die Parameter des Filters, das die Intersymbolinterferenz ausgleichen soll, dargestellt.
Es sind mehrere Verfahren bekannt, aus dem empfangenen Signal den fehler und daraus die Schätzung der richtigen Parameter des Glättungsfilters herzuleiten. Diese bekannten Verfahren sind u.a. in dem Buch:"Digital Communication" von E.A. Lee und D.h. G. Messerschmitt, Kluwer Academic Publishers 1990 beschrieben.
Wenn dieses Anpassen mit Hilfe eines adaptiven Systems nach dem Stand der Technik erfolgt, kann es passieren, daß wenn das Eingangssignal zyklostationär ist, nur eine beschränkte Anzahl Phasen des zyklostationären Signals das Adaptationsverfahren beeinflußen. In diesem Anwendungsbereich kann dies dazu führen, daß die Übertragungsfunktion des Glättungsfilters nach wie vor von der Übertragungs funktion des Mediums stark abweicht, so daß es nach wie vor eine beträchtliche Intersymbolinterferenz gibt, was zu einer größeren Fehlerrate führt.
Eine zweite Ausführungsform der Erfindung weist das Kennzeichen auf, daß den Fehlerbestimmungsmitteln auch ein zu sendendes Signal zugeführt wird und daß die charakteristische Größe ein Echosignal des zu sendenden Signals ist.
Bei Voll-Duplexdatenübertragung passiert es oft, daß in dem Eingangssignal des Datenempfängers einer Station nebst dem zu empfangenden Signal auch ein Echosignal des von der betreffenden Station gesendeten Signals vorhanden ist.
Bei Voll-Duplexübertragung über Fernsprechleitungen entsteht dieses Eche auch durch Übersprechen der Gabelschaltung, wie oben bereits erläutert.
Dieses Echo kann auf bekannte Weise mittels eines adaptiven Echokompensators ausgeglichen werden. Dazu werden die zu sendenden Symbole außer der Übertragungsleitung auch einem Adaptivfilter zugeführt, das aus den zu sendenden Symbolen eine Schätzung des Echosignals erzeugt. Diese Schätzung des Echosignals wird von dem empfangenen Signal subtrahiert, wodurch ein Signal erhalten wird, daß nahezu echofrei ist.
Ein wichtiges Qualitätsmaß eines Echokompensators ist der Restwert des Echosignals, nachdem der Echokompensator eingeregelt ist. Bei Echokompensatoren wird oft ein adaptives Transversalfilter verwendet, dessen Koeffizienten mit Hilfe des LMS-Algorithmus angepaßt werden.
Für das mittlere Quadratdes Restsignals gilt dann anähernd:
In (1) ist µ die Adaptationskonstante des LMS-Algorithmus, M ist die Anzahl Verzögerungselemente des Transversalfilters und n² ist die Leistung von Rausch- oder anderen rauschartigen Störsignalen, wie beispielsweise Übersprechen an dem Eingang des Adaptivfilters. Der LMS-Algorithmus und der Aufbau von Transversalfiltern sind in dem bereits genannten Buch von Lee und Messerschmitt beschrieben.
Wenn das Störsignal hauptsächlich aus Übersprechen besteht und dis Leitungssignale infolge der Korrelation zwischen aufeinanderfolgenden Symbolen zugleich zyklostationär sind, wird das Störsignal auch zyklostationär sein. Wenn das Anpassen der Koeffizienten des Transversalfilters nach dem Stand der Technik erfolgt, kann es passieren, daß nur diejenigen Phasen dieses zyklostationären Störsignals abgetastet werden, deren mittlere Leistung die größte ist, wodurch n² größer sein wird als wenn auch andere Phasen abgetastet werden. Dies führt zu einem größeren Wert des Restes &epsi;² als möglich ist.
Wenn das Anpassen erfindungsgemäß erfolgt, wird die Leistung des Störsignals über eine Anzahl zyklostationärer Perioden gemittelt, was zu einer niedrigeren mittleren Störsignalleistung führt, wodurch der Wert des Restes niedriger sein wird.
Eine dritte Ausfühngsform der Erfindung weist das Kennzeichen auf, daß die charakteristische Größe die Lage der Abtastzeitpunkte umfaßt, wobei die Gefahr vor fehlerhafter Symboldetektion minimal ist. In diesem Fall äußert sich der Einfluß von Störsignalen in der Form von Phasen- und Frequenzjitte in der Schätzung von Phase und Frequenz des empfangenen Signals. Das mittlere Jitterquadrat ist der Leistung dieses Störsignals proportional. Nach einer gleichen Begründung wie bei Echokompensation, gilt, daß bei Anwendung der Erfindung das Phasenjitter kleiner sein wird als wenn das zyklostationäre Störsignal zu Phasen abgetastet wird, wo die mittlere Leistung maximal ist.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 einen Datenempfänger nach dem Stand der Technik,
Fig. 2 zeitdiskrete Signale, die bem Abtasten eines zyklostationären Signals nach dem Stand der Technik und nach der Erfindung auftreten,
Fig. 3 ein Blockschaltbild eines adaptiven Entzerrers, wobei die Parameter des Glättungsfilters erfindungsgemäß angepaßt werden,
Fig. 4 ein Flußdiagramm eines Programms für den Mikroprozessor in der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 zum Anpassen der Koeffizienten des Entzerrers,
Fig. 5 Augenmuster, die beim Anpassen der Parameter des Glättungsfilters nach dem Stand der Technik und nach der Erfindung auftreten,
Fig. 6 einen Echokompensator in Kombination mit einem entscheidungsrückgekoppelten Entzerrer, wobei die Koeffizienten des Adaptivfilters in dem Echokompensator nach der Erfindung angepaßt werden,
Fig. 7 eine Schaltungsanordnung zum mit Hilfe eines erfindungsgemäßen Systems Erzeugen eines Taktsignals zum Gebrauch in einem Empfänger nach Fig. 6.
Fig. 2-a zeigt Symbolintervalle eines zyklostationären Eingangssignals. In diesem Beispiel hat das Eingangssignal eine zyklostationäre Periode des vierfachen Symbolintervalls (m=4). In Fig. 2-a sind vier verschiedene mögliche Phasen des zyklostationären Signals durch 0, 1, 2 und 3 bezeichnet.
In Fig. 2-b sind die Zeitpunkte angegeben, an denen der Fehler zu den Anpassungsmitteln weitergeleitet werden. In disem Beispiel geschieht die Weiterleitung des Fehlers alls sechs Symbolintervalle (n=6). Aus Fig. 2-b ist ersichtlich, daß die Weierleitung des Fehlers wechselweise zu den Phasen 0 und 2 erfolgt, wodurch der Fehler zu den Phasen 1 und 3keinen Einfluß auf die Schätzung der charakteristischen Eigenschaften des Eingangssignals hat.
In Fig. 2-c sind die Zeitpunkte angegeben, wo der Fehelr zu den Anpassungsmitteln weitergeleitet wird, wobei diese Zeitpunkte nach dem Erfindungsgedanken gewählt worden sind. In diesem Beispiel erfolgt das Weiterleiten des Fehlers alle fiinf Symbolintervalle (n=5). Aus Fig. 2-c ist nun ersichtlich, daß die Weiterleitung des Fehlers wechselweise zu den Phasen 0, 1, 2 und 3 erfolgt, wodurch der Fehler aller Phasen einen Einfluß auf die Schätzung der charakteristischen Größe des Eingangssignals hat.
In dem Entzerrer nach Fig. 3 ist der Ausgang eines Wiedergabekopfes 1 mit dem Eingang eines Tiefpaßfilters 2 verbunden. Der Ausgang des Tiefpaßfilters 2 ist mit dem Eingang eines einstellbaren Dämpfers 5 und mit einem Eingang eines Verzögerungselementes 3 verbunden. Der Ausgang des Verzögerungselementes 3 ist mit dem Eingang eines Verzögerungselementes 4 und mit dem positiven Eingang einer Addierschaltung 7 verbunden. Der Ausgang des Verzögerungselementes 4 ist mit einem ersten negativen Eingang der Addierschaltung 7 verbunden. Der Ausgang des Dämpfers 6 ist mit einem zweiten negativen Eingang der Addierschaltung 7 verbunden.
Der Ausgang der Addierschaltung 7 ist mit einem Eingang eines Entscheidungsschalters 8 und mit dem positiven Eingang einer Vergleichsschaltung 9 verbunden. An dem Ausgang des Entscheidungsschalters 8 sind die Ausgangssymbole ^b (k-1) verfügbar. Der Ausgang des Entscheidungsschalters 8 ist auch mit dem Eingang einer Flip-Flop-Schaltung 12 verbunden.
Der Ausgang der Vergleichsschaltung 9 ist mit einem Eingang einer Flip-Flop-Schaltung 10 verbunden. Der Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 10 mit dem Ausgangssignal e ist mit einem ersten Eingang eines Mikroprozessors 13 verbunden. Der Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 12 mit dem Ausgangssignal dist mit einem zweiten Eingang des Mikroprozessors 13 verbunden. Ein erster Ausgang des Mikroprozessors 13 mit dem Ausgangssignal a ist mit einem Digital-Analog-Wandler 11 verbunden. Der Ausgang des Digital-Analog-Wandlers 11 ist mit dem negativen Eingang der Vergleichsschaltung 9 verbunden. Ein zweiter Ausgang des Mikroprozessors 13 mit dem Ausgangssignal α&sub1; ist mit einem Steuereingang des Dämofers 5 und mit einem Steuereingang des Dämpfers 6 verbunden.
Der Ausgang eines Taktoszillators 14 ist mit einem Takteingang des Entscheidungsschalters 8, mit einem Takteingang der Vergleichsschaltung 9 und mit einem Takteingang eines Frequenzteilers 15 mit einem Dividenden n, der nach dem Erfindungsgedanken gewählt worden ist, verbunden. Ein erster Ausgang des Frequenzteilers 15 ist mit dem Takteingang der Flip-Flop-Schaltung 10 verbunden. Einzweites Ausgangssignal des Frequenzteilers 15 ist mit dem Takteingang der Flip-Flop Schaltung 12 und mit einem Unterbrechungseingang des Mikroprozessors 13 verbunden.
Das adaptive System nach Fig. 3 wird in einem digitalen Videorecorder mit einer effektiven Übertragungsrate von 64 Mbit/s verwendet. Zum Erhalten eines DC-freien Signals zur Aufzeichnung auf einem magnetischen Medium wird das aufzu zeichnende Signal mittels eines sog. Miller squared"-Kanalcodes in ein Signal umgewandelt, das dem Schreibkopf des Recorders zugeführt wird. Dabei wird ein Eingangsbit in zwei Ausgangsbits umgewandelt, wodurch die Übertragungsrate in dem Kanal 128 Mbit/s beträgt. Der "Miller-squared"-Code ist u.a. in dem Zeitschriftartikel: "A Partial-Response Receiver for Miller-Squared Encodes signals with Half the Usual Operating Speed" von J.W.M. Bergmans in "IEEE Transactons On Magnetics" Heft 26, Nr.5, September 1990 beschrieben worden.
Bei der Wiedergabe eines auf Band aufgezeichneten Signals wird in der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 das von dem Wiedergabekopf 1 herrührende Signal durch ein Vorentzerrungsfilter gefiltert. Dieses Filter macht die Intersymbolinterferenz rückgängig, die unter normalen Kanalbedingungen auftritt. Außerdem unterdrücht dieses Filter das Rauschen, das außerhalb des Duchlaßbandes des Mediums liegt.
Die Fehlerbestimmungsmittel werden hier durch ein adaptives Transversalglättungsfilter gebildet, das aus den Verzögerungselementen 3 und 4, den Dämpfern 5 und 6, und der Addierschaltung 7 besteht, durch den Digital-Analog-Wandler 11, die Vergleichsschaltung 9, die Flip-Flop-Schaltung 10 und durch einen Teil eines Programms für den Mikroprozessor 13, wobei dieser Teil aus den Signalen e und d den Fehler berechnet. Die Anpassungsmittel werden durch den Mikroprozessor 13 gebildet, der dazu auf geeignete Weise programmiert ist.
Das Ausgangssignal des Vorentzerrungsfilters 2 wird dem adaptiven Glättungsfilter zugeflihrt. Wegen der hohen Übertragungsrate ist das Vorentzerrungsfilter 2 und das adaptive Glättungsfilter mit Hilfe analoger Schaltungsanordnungen verwirklicht worden. Das Ausgangssignal der Addierschaltung 7 ist im Idealfall frei von Intersymbolinterferenz, wodurch die Entscheidungsschaltung 8 eine gute Entscheidung in bezug auf den logischen Wert des empfangenen Symbols treffen kann. An dem Ausgang des Entscheidungsschalters 8 ist dann das Symbol ^b(k-1) vorhanden. Dieses Symbol ist verfligbar bis die Entscheidung über das nächste Symbol getroffen worden ist.
Der Taktgenerator 14 liefert ein Taktsignal mit der richtigen Frequenz und Phase um die Entscheidung in bezug auf das empfangene Symbol zu dem richtigen Zeitpunkt zu treffen. Zu diesem Zeitpunkt wird von der Vergleichsschaltung 9 auch das Eingangssignal des Entscheidungsschalters mit einem von dem Digital- Analog-Wandler 11 herrührenden Bezugswert vergleichen. Dieser Bezugswert ist eine Schätzung der mittleren Amplitude des Eingangssignals des Entscheidungsschalters zu den Entscheidungszeitpunkten.
Das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 9 ist für das Vorzeichen der Differenz zwischen der Amplitude des Eingangssignals des Entscheidungsschalters 8 und der Bezugsspannung repräsentativ, wobei diese Differenz ein Maß für die Rest- Intersymbolinterferenz ist. Dies gilt aber nur für positive Werte des Eingangssignals des Entscheidungsschalters, so daß nur dann das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 9 zur Anpassung der Eigenschaften des adaptiven Glättungsfilters benutzt werden kann. Dadurch, daß das Ausgangssignal der Flip-Flop-Schaltung 10 nur bei positiven Werten des empfangenen Symbols zum Anpassen der Koeffizienten des Transversalfilters verwendet wird, ist es nun nicht notwendig, den Absolutwert des Eingangssignals des Entscheidungsschalters zu bestimmen, was eine geringere Komplexität ergibt.
Das Taktsignal kann auf bekannte Weise aus dem empfangenen Signal hergeleitet werden. Dies ist beispielsweise in dem bereits genannten Buch von Lee und Messerschmitt beschrieben.
Um das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 9 sowie das Ausgangssymbol des Entscheidungsschalters 8 nur zu den Abtastzeitpunkten nT zu den Anpassungsmitteln weiterzuleiten, wird der Frequenzteiler 15 aus dem Eingangssignal ein Taktsignal mit einer Frequenz hergeleitet, die um einen Bruchteil n niedriger ist. Mit diesem Taktsignal werden die betreffenden Eingangssignale der Flip-Flop- Schaltungen 10 und 12 gespeichert. In der Flip-Flop-Schaltung befindet sich dann das Signal sign[e(k)] und in der Flip-Flop-Schaltung 12 befindet sich dann das Signal sign[d(k-1)], wobei die Funktion sign[x) dem Wert+1 für ein positives Argument und dem Wert-1 für ein negatives Argument entspricht.
Weil die zyklostationäre Periode m des Ausgangssignals des Wiedergabekopfes dem Wert 2 entspricht, wird die Anforderung nach dem Erfindungsgedanken erfüllt, wenn n als ungerade gewählt wird. Denn der größte gemeinsame Teiler einer ungeraden Zahl und 2 ist gleich 1. In dem betreffenden Ausführungsbeispiel ist n gleich 1047. Das Taktsignal n*T wird zugleich zu dem Mikroprozessor 13 weitergeleitet um zu signalisieren, daß es in den Flip-Flop-Schaltungen 10 und 12 neue Daten gibt.
Der Dämfiuigswert der Dämpfer 5 und 6 wird von dem Mikroprozessor auf einen gleichen Wert α&sub1; eingstellt. Dies geschieht, weil bekannt ist, daß die Impulsantwort des Kanals um den Hauptimpuls herum symmetrisch ist. Der Wert von 0:1 kann in diesem Ausführungsbeispiel 8 verschiedene Werte annehmen.
In dem Flußdiagramm nach Fig. 3 haben die numerierten Instruktionen die Bedeutung nach der untenstehenden Tafel:
Das Programm nach dem Flußdiagramm nach Fig. 3 wird gestartet, wenn ein Impuls aus dem Frequenzteiler dem Eingang c des Mikroprozessors angeboten wird, als Zeichen dafür, daß es in den Flip-Flop-Schaltungen 10 und 11 neue Information gibt. Es wird davon ausgegangen, daß das Programm nach Fig. 3 auf Basis der Unterbrechung arbeitet. In der Instruktion 20 werden alle verwendeten Lokal- Variablen wieder aufgerufen. In der Instruktion 21 wird der Wert des Eingangssignals d von dem Mikroprozessor ausgelesen und in die Variable H gegeben.
In der Instruktion 22 wird überprüft, ob H dem Wert+1 entspricht. Wie bereits vorher erläutert wurde, enthält das Signal e nur dann das Vorzeichen der Differenz zwischen der Amplitude des Eingangssignals des Entscheidungsschalters 8 und der Bezugsspannung a'. Wenn H dem Wert+1 entspricht, ist e ein Maß für den fehler in der charakteristischen Größe α und in der Instruktion 23 wird der Wert dieses Eingangssignals e zu der Variablen SUME hinzuaddiert. In der Instruktion 24 wird der Wert von N um 1 erhöht. Wenn es sich in der Instruktion 22 herausstellt, daß h ungleich+1 ist, wird zu dem Ende der Instruktion gesprungen.
In der Instruktion25 wird N mit 256 vergleichen. Wenn N dem Wert 256 entspricht, ist in der Variablen SUME die Summe von 256 Abtastwerten des Signals e zu einem empfangenen Symbol mit dem Symbolwert +1 gehörend, vorhanden. Dadurch, daß die Summe der Fehlersignale bestimmt wird, wird der Einfluß des Rauschens und anderer Störsignale auf dieses mittlere Signal verringert. Die Summierung einer Anzahl Fehlersignale in adaptiven Systemen um den Einfluß von Rauschen zu verringern ist beispielsweise in dem Zeitschriftartikel: "Techniques for Adaptive Equalisation of Digital Communication Systems" von R. W. Lucky in "The Bell System Technical Journal", Februar 1966 beschrieben worden.
Wenn N dem Wert 256 entspricht, wird danach in der Instruktion 26 der neue Wert von α bestimmt. Dies geschieht nach dem sog. "sign"-Algorithmus, der von dem LMS-Algorithmus abgeleitet ist. Der LMS-algorithmus sowie der Sign- Algorithmus sind in dem Zeitschriftartikel: "Cornparision of the convergence of two algorithms for adaptive FIR digital filters" von T.A.C.M. Claasen und W.F.J. Mecklenbräuker in "IEEE Transactions on Circuits and Systems", CAS-28, Nr.6, Juni 1981, Seiten 510-518 beschrieben worden.
In der Instruktion 27 wird der Wert von α quantisiert auf einem von 8 etwaigen Werten.
In der Instruktion 28 wird der Wert des Bezugssignals a angepaßt. Dies geschieht dadurch, daß zu dem alten Wert von a ein Bruchteil hinzuaddiert wird, der dem Produkt aus einer Adaptationskonstanten θ und einem Mittelwert der Vorzeichenfkktion von e entspricht. Dabei ist e die Differenz der Amplitude des Eingangssignals des Entscheidungsschalters 8 in Fig. 2 und des alten Wertes von a, so daß der Wert von a in der Richtung der Amplitude des Eingangssignals des Entscheidungsschalters 8 nachgeregelt wird.
Nach der Anpassung werden in der Instruktion 29 der Wert der Variablen N und SUME wieder dem Wert 0 entsprechend gemacht, damit nachher wieder eine nachfolgende Summe von 256 Werten von e bestimmt wird.
Wenn in der Instruktion 25 der Wert von N ungleich 256 ist, wird unmittelbar zu dem Anfang der Instruktion 30 gesprungen. In der Instruktion 30 werden die Lokal-Variablen wieder zum Gebrauch, wenn das Unterbrechungsprogramm später wieder angerufen wird, gespeichert.
In Fig. 5 sind mehrere Augenmuster dargestellt, die bei der Verwendung eines "Miller squared"-Codes auftreten können. In Fig. 5-a ist das Augenmuster für einen "Miller squared"-Code dargestellt für einen Idealkanal ohne Intersymbolinterferenz, ohne Rauschen oder andere Störsignale. Die optimalen Momente, wo eine Entscheidung in bezug auf den Wert eines empfangenen Symbols gatroffen werden kann, sind durch punktierte Linien angegeben.
In Fig. 5-b ist ein simuliertes Augenmuster für einen "Miller squared"- Code dargestellt, das bei der Wiedergabe eines Signals auftritt mit Hilfe der Schaltungsanordnung nach Fig. 2, wobei der Kanal nach Vorentzerrung eine eine Dämofung von 8 dB auf der Nyquistfrequenz 1/(2T) aufweist. Dabei war der Faktor n gleich 1048. In Fig. 5-b ist ersichtlich, daß das Augenmuster völlig geschlossen ist, wodurch keine einwandfreie Symboldetektion möglich ist. Dies kommt dadurch, daß bei dem gegebenen Wert von n nur die Hälfte der Phasen des zyklostationären Eingangssignals Einfluß auf die Anpassung des adaptiven Glättungsfilters haben.
In Fig. 5-c ist das Augenmuster dargestellt, das auftritt, wenn n gleich 1047 gewählt wird, bei weiterhin ungeänderten Umständen. In Fig. 5-c ist deutlich ersichtlich, daß das Augenmuster nun gut geöfihet ist, wodurch nun eine einwandfreie Symboldetektion möglich ist.
In Fig. 6 ist ein Datenempfanger mit einem adaptiven Echokompensator versehen und mit einem adaptiven entscheidungsrtickgekoppelten Intersymbolinterferenzkompensator dargestellt. Die zu sendenden digitalen Symbole a(k) werden dem Eingang eines Sendefilters 39, dem Eingang eines adaptiven Filters 43 und einem Eingang der LMS-Schaltungsanordnung 48 zugeflihrt. Der Ausgang des Sendefilters 39 ist mit einem Eingang einer Gabelschaltung 40 verbunden.
Ein kombimerter Ein/Ausgang der Gabelschaltung 40 ist mit einer Übertragungsleitung 50' verbunden. Ein weiterer Ausgang der Gabelschaltung 40 ist mit einem Empfangsfilter 41 verbunden. Der Ausgang ds Empfangsfilters 41 ist mit einem Eingang eines Analog-Digital-Wandlers 42 verbunden. Der Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 42 ist mit einem positiven Eingang einer ersten Subtrahierschaltung 44 verbunden. Der Ausgang des adaptiven Filters 43 ist mit einem negativen Eingang der ersten Subtrahierschaltung 44 verbunden.
Der Ausgang der ersten Subtrahierschaltung 44 ist mit einem positiven Eingang einer zweiten Subtrahierschaltung 45 und mit einem Kontakt a eines Wechselschalters 49 verbunden. Der Ausgang der Subtrahierschaltung 45 ist mit dem Eingang eines Entscheidungsschaltwers 46, mit dem Eingang eines Amplitudendetektors 47 und mit einem negativen Eingang einer Subtrahierschaltung 51 verbunden.
Der Ausgang des Entscheidungsschalters 46 ist mit einem ersten Eingang einer Multiplizierschaltung 50 verbunden, mit einem ersten Eingang von Anpassungsmitteln 52 und mit dem Eingang eines steuerbaren Rückkopplungsfilters 53 verbunden. Der Ausgang des Amplitudendetektors 47 ist mit einem zweiten Eingang der Multiplizierschaltung 50 verbunden. Der Ausgang der Multiplizierschaltung so ist mit einem positiven Eingang der Subtrahierschaltung 51 verbunden. Der Ausgang der Subtrahierschaltung ist mit einem zweiten Eingang der LMS-Schaltung 52 und mit einem Kontakt b des Schalters 49 verbunden. Der Ausgang der LMS-Schaltungsanordnung 52 ist mit einem Steuereingang des Rückkopplungsfilters 53 verbunden. Der Ausgang des Rückkopplungsfilters 53 ist mit einem negativen Eingang der Subtrahierschaltung 45 verbunden. Ein Taktsignal mit der Periode nT wird der LMS- Schaltungsanordnung 48, dem Amplitudendetektor 47, dem Multiplizierer 50 und der LMS-Schaltungsanordnung 52 zugefhhrt.
In der Schaltungsanordnung nach Fig. 6 werden die zu sendenden Symbole über das Filter 39 und die Gabelschaltung 40 der Übertragungsleitung 50 zugefhhrt. Das Filter 39 verwandelt die Datensymbole in ein analoges Signal, das sich dazu eignet, über die Übertragungsleitung gesendet zu werden. Das von der Übertragungsleitung herrührende Signal wird über das Empfangsfilter 41 zu dem Eingang des Analog-Digital-Wandlers 42 weitergeleitet. Die Gabelschaltung 40 dient dazu, eine Duplexübertragung über eine Zweidrahtverbindung zu ermöglichen. Das Empfangsfilter hat nun zur Aufgabe, außerhalb des betreffenden Durchlaßbandes liegende Störsignale zu entfernen. Der Analog-Digital-Wandler 42 verwandelt das Eingangssignal an dem Eingang in ein digitales Signal, damit die weitere Signalverarbeitung digital durchgeführt werden kann.
Durch Leckverlust der Gabelschaltung wird das Echosignal des Ausgangssignals des Sendefilters auch an dem Eingang des Empfangsfilters vorhanden sein. Dieses Echosignal kann sogar stärker sein als das von dem anderen Ende empfangene Signal.
Nebst dem Echosignal wird das Eingangssignal auch noch unerwünschte Intersymbolinterferenz aufweisen. Damit Echosignale sowie Intersymbolinterferenz ausgeschaltet werden, gibt es nun zwei adaptive Systeme nach der Erfindung. Wenn der Schalter 49 in der Stellung a steht, werden die Fehlerbestimmungsmittel des adaptiven Systems zum Unterdrücken von Echos durch das Filter 43, die Subtrahierschaltung 44 und denjenigen Teil der LMS-Schaltung gebildet, der den Fehler aus den Signalen e(k) und a(k) berechnet. Die Anpassungsmittel dieses adaptiven Systems werden dann durch den restlichen Teil der LMS-Schaltung 48 gebildet. Um dieses Echosignal zu entfernen erzeugt das adaptive Filter 43 eine Replik des Echosignals, wobei diese Replik mit Hilfe der Subtrahierschaltung 44 con dem Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers 42 subtrahiert wird, so daß an dem Ausgang der Subtrahierschaltung ein Ausgangssignal verfügbar ist, das nahezu echofrei ist. Dieses Ausgangssignal ist das Restsignal. Das Ermitteln des Fehlers und die Anpassung der parameter des Filters 43 erfolgt anhand des Restsignals und der gesendeten Symbole b, wenn der Schalter 49 in der Stellung a steht. Wenn das Filter 43 mehr als nur einen einstellbaren Parameter hat ist es selbstverständlich notwendig, aus dem restsignal und den gesendeten Symbole a mehr Fehler zu berechnen.
Wenn der Schalter 49 in der Stellung b steht, wird das Signal e' statt des Signals e verwendet. Die Fehlerbestimmungsmittel umfassen nun außerdem auch noch alle Elemente, die auf der rechten Seite der Linie A dargestellt sind.
Damit die Intersymbolinterferenz aus dem Signal entfernt wird, ist ein zweites adaptives System vorgesehen. Die Fehlerbestimmungsmittel bestehen hier aus der Entscheidungsschaltung 46, der Multiplizierschaltung 50, dem Amplitudendetektor 47, der Subtrahierschaltung 51 und demjenigen Teil der LMS-Schaltung, der aus den Symbolen b (k) und dem Signal e' den Fehler bestimmt. Die Anpassungsmittel bestehen hier aus dem restlichen Teil der LMS-Schaltung 52.
Das adaptive System ist hier ein entscheidungsrückgekoppeher Entzerrer. Dadurch, daß dem Rückkopplungsfilter 48, das eine Impulsantwort hat, die eine Schätzung der Impulsantwort des Übertragungskanals ist, die empfangenen Symbole zugeführt werden, wird eine Schätzung der gesamten Intersymbolinterferenz erhalten. Dadurch, daß diese Schätzung mit Hilfe der Subtrahierschaltung 45 von dem Signal e(k) subtrahiert wird, wird ein Signal erhalten, das nahezu Intersymbolinterferenz-frei ist. Das Signal e' wird nun dadurch bestimmt, daß die Differenz eines rekonstruierten Datensignals des Entscheidungsschalters 46 und des Eingangssignals des Entscheidungsschalters 46 berechnet wird. Diese Differenz wird durch die Subtrahierschaltung 47 bestimmt. Das rekonstruierte Datensignal wird dadurch bestimmt, daß die Amplitude des Eingangssignals des Entscheidungsschalters mit dem Symbolwert multipliziert wird. Dies geschieht durch die Multiplizierschaltung 50. Die Amplitude des Eingangssignals des Entscheidungsschalters 46 wird mit Hilfe des Amplitudendetektors 47 bestimmt. Die Bestimmung der Amplitude des Eingangssignals kann auch auf eine Art und Weise bestimmt werden, wie dies in der veröffentlichten Europäischen Patentanmeldung EP 0 157 598 beschrieben ist.
Beim Starten des Empfangs wird der Schalter 47 in der Stellung a stehen. Das Restsignal für die LMS-Schaltung enthält nun das von der anderen Seite her gesendete Signal, ein Restsignal des Echosignals, Intersymbolinterferenz und Störsignale, von denen bei Übertragung über Femsprechleitungen Übersprechen von Signalen aus anderen Aderpaaren die bedeutendste Störung ist. Der LMS-Schaltung 48 wird ein Taktsignal mit der Periode nT zugeführt, damit die LMS-Schaltungen alle nT Sekunden nur einmal das Signal e übemehinen. Der Multiplizierschaltung 50, dem Amplitu dendetektor 47 und der LMS-Schaltung 52 wird ein Taktsignal mit der Periode nT zugeführt um das Signal e' alle nT Sekunden nur einmal zu berechnen und von der LMS-Schaltung übernehmen zu lassen.
Nach einiger Zeit werden die beiden adaptiven Filter nachgeregelt sein und der Schalter 47 kann in die Stellung b gebracht werden. Das Eingangssignal der Schaltungsanordnung 48 enthält nun nur ein restsignal des Echosignals, ein Rastsignal der Intersymbolinterferenz und die übrigen Störsignale, wodurch dieses Signal sich mehr eignet zum Anpassen der Parameter des adaptiven Filters 43 als das Signal e. Die Wahl eines anderen Restsignals bei der Echokompensation beim Einregeln und beim Nachregeln eines Echokompensators ist aus dem Artikel von Falconer: "Adaptive Reference Echo Cancellation" in "IEEE Transactions on communications" COM-30, Nr. 9, September 1982 bekannt.
Wenn die verwendeten Codes zu zyklostationären Datensignalen mit einer zyklostationären Periode mT wird das Übersprechsignal auch zyklostationär mit derselben zyklostationären Periode m sein, weil in benachbarten Aderpaaren derselbe Code verwendet wird. Diese Zyklostationarität führt dazu, daß die Leistung des Störsignals abhängig ist von der Taktphase, mit der das Eingangssignal abgetastet wird. Wenn der Fehler nur alle nT Perioden weitergeleitet wird, ist es möglich, daß nur einige oder sogar nur eme einzige Phase des Störsignals zu den Anpassungsmitteln 48 weitergeleitet wird. Wenn auf dieser Phase die Leistung des Störsignals zufälligerweise maximal ist, wird dies den restwert des Echosignals steigern, wie in der Formel (1) bereits angegeben ist.
Wird n jedoch nach dem Erfindungsgedanken gewählt, so kommen alle Phasen des zyklostationären Störsignals an die Reihe, so daß die Leistung des Storsignals niemals maximal sein wird, sondern immer den über alle Phasen gemittelten Wert annimmt.
In der nachfolgenden Tafel ist das Verhältnis des Maximalwertes der Leistung des Übersprechsignals und des Mittelwertes der Leistung des Übersprechsignals für eine Anzahl bekannter Übertragungscodes gegeben.
Diese Werte sind durch Simulierungen ermittelt worden, wobei das verwendete Kanalmodell und das verwendete Übersprechmodell in "ANSI-Standard T1.601-1988 Integrated Services Digital Network, Basis Acces Interface for use on metallic loops for Application on the network side of the NT-layer 1 specification" beschrieben sind. Die Werte sind für die Stellung a sowie für die Stellung b des Schalters 47 gegeben.
Der 282T- und der 282TA-Code sind in dem Artikel :"Two new ternary line codes" in "Electronics Letters" Heft 26, Nr.24, November 1990 beschrieben. Der PST-Code, der M543-Code, der 483T-Code und der FOMOT-Code sind in dem Artikel: "Line Coding for Digital Data Transmission" in "Austral. Telecommun. Res.", Heft 11, Nr.2, 1977 beschrieben.
Aus den Simulierungsergebnissen stellt es sich heraus, daß je nach dem verwendeten Code durch Anwendung der Erfindung eine Verringerung des Restfehlers des Echokompensators um einige Zehntel dB bis zu einigen dB möglich ist. Für die Codes mit einer zyklostationären Periode gleich zwei muß nach dem Erfindungsgedanken für n ein ungerader Wert gewählt werden. Für die Codes mit einer zyklostationären Periode gleich drei muß nach dem Erfindungsgedanken für n ein Wert gewählt werden, der nicht durch 3 teilbar ist.
In Fig. 7 wird das Signal e' aus Fig. 6 einem Verzögerungselement 60 mit einer Verzögerungszeit T zugeführt. Der Ausgang des Verzögerungselementes 60 ist mit einem ersten Eingang der Multiplizierschaltung 61 verbunden. Das empfangene Symbol b aus Fig. 6 wird einem zweiten Eingang einer Multiplizierschaltung 61 zugeführt. Der Ausgang der Multiplizierschaltung 61 ist mit dem Eingang eines Tiefpaßfilters 62 verbunden. Der Ausgang des Tiefpaßfilters 62 ist mit einem Steuereingang eines in der Frequenz steuerbaren Oszillators 63 verbunden. Der Ausgang des in der Frequenz steuerbaren Oszillators 63 mit einem Ausgangssignal mit der Periode T ist mit dem Eingang eines Frequenzteilers 64 verbunden. Diese Frequenzteiler hat ein Ausgangssignal mit einer periode nT.
In der Schaltungsanordnung nach Fig. 7 wird davon ausgegangen, daß durch das Filter 41 (Fig. 6) ein Nulidurchgang in einem zu einem einzigen Symbol gehörenden, empfangenen Impuls forciert wird zu einem Zeitpunkt T vor dem Zeitpunkt, wo eine Entscheidung über den Wert eines zu diesem Impuls gehörenden Symbols getroffen wird. Dieser Nulldurchgang ermöglicht es dann, das sog. "Precursor Synchronisationsverfahren" anzuwenden. Dieses Verfahren beinhaltet, daß das Produkt e(k-1) ^b(k) ein Maß für die Abweichung des Abtastzeitpunktes gegenüber dem idealen Abtastzeitpunkt. Dieses Verfahren wird in der Niederländischen Patentanmeldung 8800490 (PHE 88002) naher beschrieben.
Die Verzögerungsschaltung (60) liefert das Signal e'(k-1). Dadurch, daß dieses Signal mit Hilfe der Multiplizierschaltung 61 mit dem Symbolwert b (k) multipliziert wird, wird der Fehler in dem Abtastzeitpunkt kT erhalten. Diese Multiplikation erfolgt nur einmal je n Abtastzeitpunkte, wobei n nach dem Erfindungsgedanken gewählt worden ist.
Der auf diese Weise erhaltene Fehler wird durch das Filter 62 gemittelt und danach einem Steuereingang eines in der Frequenz einstellbaren Oszillators 63 zugeflihrt, um die Abtastzeitpunkte nachzuregeln. Die Frequenz und die Phase des Ausgangssignals des Oszillators 63 bilden die Schätzung der charakteristischen Größen (optimale Abtastfrequenz und Phase) des Eingangssignals.
Bei zyklostationären Störsignalen mit einer zyklostationären Periode trit, wie beispielsweise Übersprechen gilt nun auch, daß das mittlere Quadrat des Phasenjitters der Leistung dieses Störsignals proportional ist. Wenn n derart gewählt ist, daß die Abtastwerte des Fehlers zu Phasen der zyklostationären Störsignale mit einer maximalen Leistung genommen werden, ist das Phasenjitter in dem Taktsignal unnötig groß. Dadurch, daß n nach dem Erfindungsgedanken gewählt wird, ist die Leistung des Störsignals immer gleich dem Mittelwert über alle Phasen. Für die Codes mit einer zyklostationären Periode gleich zwei muß nach dem Erfindungsgedanken hier auch für n ein ungerader Wert gewählt werden. Für die Codes mit einer zyklostationären Periode gleich drei muß nach dem Erfindungsgedanken hier auch für n ein Wert gewählt werden, der nicht durch 3 teilbar ist. Die für eine Anzahl Übertragungscodes erzielbare Verbesserung läßt sich aus der nachfolgenden Tafel lesen.

Claims

1. Datenempfänger mit einem adaptiven System zum Schätzen mindestens eines Maßes für eine charakteristische Größe eines einem Eingang des Datenempfängers zugeffilirten Eingangssignals, wobei dieses adaptive System mit den nachfolgenden Mitteln versehen ist:

- Fehlerbestimmungsmitteln zum Bestimmen eines Fehlers in der Schätzung des Maßes für die charakteristische Größe des Eingangssignals;

- Anpassungsmitteln zum zu diskreten Zeitpunkten Anpassen der Schätzung des Maßes für die charakteristische Größe des Eingangssignals;

wobei

- der Eingang des Datenempfängers mit einem ersten Eingang der Fehlerbestimmungsmittel gekoppelt ist;

- ein Fehlerausgang der Fehlerbestimmungsmittel zum Liefern des Fehlers mit einem Eingang der Anpassungsmittel gekoppelt ist zum mit einer Periode nT periodischen Weiterleiten des Fehlers, wobei n eine ganze Zahl und T ein Rationalbruchteil des Intervalls zwischen empfangenen Symbolen ist;

- wenigstens ein Ausgang der Anpassungsmittel mit einem Ausgangssignal, das ein Maß ist für die charakteristische Größe des Eingangssignals, mit einem zweiten Eingang der Fehlerbestimmungsmittel gekoppelt ist;

- die Anpassungsmittel ihr Ausgangssignal zu diskreten Zeitpunkten anpassen, damit der Fehler minimiert wird,

dadurch gekennzeichnet, daß der Datenempfänger mit einem Decoder versehen ist zum Decodieren eines Codes, der zu einem zyklostationären Datensignal flihrt mit einer Periode der Zyklostationarität mT, wobei m eine ganze Zahl ist, und daß der größte gemeinsame Teiler von n und m gleich list.

2. Datenempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die charakteristische Größe in dem Eingangssignal vorhandene Intersymbolinterferenz umfaßt.

3. Datenempfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß den Fehlerbestimmungsmitteln auch ein zu sendendes Signal zugeführt wird und daß die charakteristische Größe ein Echosignal des zu sendenden Signals ist.

4. Datenempfänger nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die charakteristische Größe die Lage der Abtastzeitpunkte umfaßt, wobei die Gefahr vor fehlerhafter Symboldetektion minimal ist.