DE69622489T2 - Zeitbereichfilter für Kommunikationskanal - Google Patents

Description

• Die Erfindung betrifft allgemein Verbesserungen bei elektronischen Filtern und insbesondere, aber nicht als Beschränkung, auf Verbesserungen bei elektronischen Filtern, die für den Einsatz in einem Lesekanal eines Plattenlaufwerks mit Teilantwort und maximaler Wahrscheinlichkeit (disc drive PRML read channel) verwendet werden können.
• Bei Plattenlaufwerken, die zum Speichern von Computer- Dateien verwendet werden, werden die Dateien entlang konzentrischer Bahnen, die in magnetisierbaren Beschichtungen auf Oberflächen sich drehender Platten festgelegt sind. Zu diesem Zweck sind Schreibköpfe benachbart den Plattenoberflächen positioniert und sind radial bewegbar, um mit einer ausgewählten Spur ausgerichtet zu werden, um eine Datei zu speichern, so dass die Spur durch Durchlaufen lassen von Strom durch den Schreibkopf magnetisiert werden kann. Die Richtung, in der die Plattenspur magnetisiert wird, wird durch die Richtung des Stroms durch den Schreibkopf bestimmt, so dass eine Datei durch Magnetisieren der Spur in einem Muster gespeichert werden kann, das von der Datei hergeleitet wird. Genauer gesagt wird der Schreibkopfstrom einem Schreibtreiber zugeführt, an den eine von der Datei hergeleitete Bit-Sequenz getaktet wird, und die Richtung des Stroms in jeder Datentaktperiode wird durch die Logikwerte der von dem Schreibtreiber empfangenen Bits bestimmt. Dementsprechend werden aufeinanderfolgende Segmente der Datenspur in einem Muster magnetisiert, das den Inhalt der Datei widerspiegelt. Die magnetisierten Spursegmente oder Datenelemente erzeugen ihrerseits ein Magnetfeld, das durch einen Lesekopf abgefühlt werden kann, um ein elektrisches Signal zu erzeugen, das sich mit der Zeit in einer Art ändert, welche die Sequenz der Datenelemente entlang der Datenspur widerspiegelt, um das Wiederherstellen der Datei zu ermöglichen.
• Bei einem herkömmlichen Plattenlaufwerk kehrt der Schreibtreiber die Richtung des Stroms durch den Schreibkopf jedes Mal dann um, wenn eine logische 1 in der Bit-Sequenz auftaucht, die von dem Schreibtreiber empfangen wird, um seinerseits die Richtung der Magnetisierung des magnetischen Mediums entlang der Spur umzukehren, jedes Mal dann, wenn eine logische 1 in der Sequenz erfolgt. Während des darauf folgenden Lesens gibt jede Umkehr der Magnetisierung der Datenspur, nämlich ein sogenannter Flux-Übergang, Anlass zu einem Peak bzw. einer Spitze in dem Signal, das von dem Lesekopf erzeugt wird, und eine Peak-Detektionsschaltung wird verwendet, um die Peaks innerhalb eines "Lesefensters" zu bringen, das durch eine Phasenregelschleife bestimmt ist, welche Signale von der Peak-Detektionsschaltung empfängt, um einen Lesetakt festzulegen, der mit dem Durchgang der Flux- Übergänge durch den Lesekopf synchron ist. Genauer gesagt, das Auftreten eines Signal-Peaks innerhalb eines Lesefensters ist ein Indikator für einen Flux-Übergang entlang der Datenspur. Da die Flux-Übergänge durch logische 1-en in dem codierten Benutzer-File erzeugt werden, zeigt dementsprechend das Auftreten eines Signal-Peaks eine logische 1 in der Sequenz für Daten-Bits an, die von dem Schreibtreiber empfangen wurden. Eine Lesephasenregelschleife wird dann verwendet, um die logischen 1-en für jene Lesefenster, indenen Peaks detektiert wurden, und logische 0-en für jene Lesefenster, in denen keine Peaks detektiert wurden, an eine Schaltung zu takten, welche die gespeicherte Datei wieder herstellt.
• Während herkömmliche Laufwerke, die das oben genannte Schema verwenden, in der Lage waren, zuverlässig beim Speichern großer Datenmengen zu arbeiten, wurde es zunehmend schwierig, die Datenspeicherkapazität von Plattenlaufwerken dieses Typs auf immer höhere Pegel zu steigern, wie sie von den Benutzern von Plattenlaufwerken gefordert werden. Genauer gesagt, die Datenspeicherkapazität eines Plattenlaufwerks hängt von der Daten-Bit-Übertraguncrsrate zwischen dem Schreibkopf und einer Datenspur und zwischen der Datenspur und einem Lesekopf ab, und Probleme traten mit dem Erhöhen der Übertragungsraten der Treiber dieses generischen Typs auf.
• Verschiedene Effekte neigen zur Begrenzung der Übertragungsrate bei herkömmlichen Plattenlaufwerken. Die Synchronisation zwischen dem Lesetakt und dem Durchgang der Flux-Übergänge durch den Lesekopf hängt von der Übereinstimmung zwischen Peaks in dem in dem Lesekopf induzierten Signal und dem Durchgang eines einzelnen Flux- Übergangs durch den Lesekopf ab. Jedoch ist das Magnetfeld, aus dem das Lesekopfsignal hergeleitet wird, eine Überlagerung der magnetischen Felder, die von allen Flux- Übergängen der Platte erzeugt werden. Dem entsprechend verursacht, wenn die Übertragungsrate erhöht wird, um den Abstand von Flux-Übergängen entlang einer Datenspur zu verringern, sogenannte "Intersymbol-Interferenz", das heißt, eine signifikante Überlagerung von Magnetfeldern von aufeinander folgenden Flux-Übergängen an einer Datenspur, Peaks in dem Lesesignal, die in der Zeit verschoben sind, gegenüber den Zeiten, zu denen die Peaks für einen isolierten Flux-Übergang auftreten würden. Während die Effekte der Peak- Verschiebung minimiert werden können, beispielsweise durch Pulse-Slimming, Codierung von Benutzerdaten und Pre-write- Kompensation, verbleibt ein Problem mit Peak- Detektionsplattenlaufwerken, das die Übertragungsrate der Daten in einem solchen Plattenlaufwerk begrenzt.
• Darüber hinaus gibt die Überlagerung von Magnetfeldern aufeinander folgender Flux-Übergänge Anlass zu einem zweiten Problem. Die durch benachbarte Flux-Übergänge erzeugten Felder überlagern sich destruktiv, so dass die Größe bzw. Magnitude des Signals, das in einem Lesekopf durch Durchgang des Flux-Übergangs erzeugt wird, mit steigender Übertragungsrate abnimmt. Dementsprechend nimmt das Signalrauschverhältnis der Ausgabe des Lesekopfes mit zunehmender Übertragungsrate ab, so dass die Zahl von Fehlern erhöht wird, die während des Lesens von Daten auftreten. Während, wie im Fall der Peak-Verschiebung Korrekturmaßnahmen, wie beispielsweise adaptives Signalfiltern und der Einsatz von F'ehlerdetektions- Korrekturschaltungen, vorgenommen werden können, wird es zunehmend schwierig, diese Maßnahmen einzusetzen, wenn die Übertragungsrate erhöht wird. Das Gesamtergebnis ist, dass, obwohl Raum zur Verbesserung von Plattenlaufwerken, die Peak- Detektionsschaltungen verwenden, weiterhin vorhanden ist, die Verbesserungen nur durch Maßnahmen erzielt werden können, die zunehmend schwierig und teuer in der Anwendung sind.
• Aufgrund der Schwierigkeit beim Erhöhen der Datenübertragungsrate in Plattenlaufwerken mit Peak-Detektion in dem Lesekanal sind die Anwender in den letzten Jahren zu dem Einsatz von sogenannten Lesekanälen mit Teilantwort und maximaler Wahrscheinlichkeit (partial response, maximum likelihood read channels) in Plattenlaufwerken übergegangen. Der Begriff "Teilantwort" (partial response) zeigt an, dass die Antwort eines Signal-Bits zur Übertragung binärer Information auf benachbarte Bit-Intervalle verteilt ist; das heißt, nur ein Teil der Bit-Antwort ist innerhalb eines entsprechenden nominalen Bit-Intervalls. Bei Plattenlaufwerken dieses Typs wird Teilantwortsignalisierung zur Steuerung verwendet, anstatt zur Unterdrückung von Intersymbol-Interferenz (ISI), und der Effekt des Rauschens wird minimiert, indem die Maximal-Wahrscheinlichkeits- Detektion der Magnetisierung der Sequenzen von Segmenten der Datenspur verwendet wird. Zu diesem Zweck werden Signale entsprechend den jeweiligen Flux-Übergängen zu einem Signal gefiltert, das in der Abwesenheit von Rauschen, eine Nominalform haben würde, und die Signale werden dann zu Zeiten abgetastet, die in Bezug auf die Nominalform der Maximal-Wahrscheinlichkeits-Detektion bestimmt sind, wobei jedes Bit codierter Daten in dem Kontext der Sequenz von Bits wiedergewonnen wird, die auf die Platte geschrieben ist, um den Effekt des Rauschens zu verringern.
• Der Einsatz von Teilantwort-Signalisierung und Maximal- Wahrscheinlichkeits-Detektion in einem Plattenlaufwerk legt außerordentlich enge Anforderungen an das Filtern des Signals, das im Lesekopf erzeugt wurde (bevor die Maximal- Wahrscheinlichkeits-Detektion erfolgt). Um zufriedenstellende Ergebnisse zu erzielen, ist zu verstehen, dass das Filtern sowohl in der Frequenzdomäne, zum Verringern des Rauschens, als auch in der Zeitdomäne, zum Erhalten eines bestimmten Signalverlaufs mit bekanntem und gesteuertem ISI, durchgeführt werden muss. Während die Maximal- Wahrscheinlichkeits-Detektion den Effekt von zufälligem Rauschen in dem Lesen eines Datenblocks von einer Platte beschränkt, werden Schwankungen zwischen der Nominalform, auf welche die in dem Lesekopf induzierte Signale idealerweise gefiltert werden, und dem tatsächlich gefilterten Signal systematisches Rauschen bilden, das Fehler in den Daten erzeugen kann, die eventuell von einer Datenspur wiedergewonnen werden. Dementsprechend spielt elektronisches Filtern des Signals, das von dem Lesekopf induziert wird, eine Rolle im Betrieb eines Plattenlaufwerks, das PRML einsetzt.
• Ein komplizierender Faktor bei dem Filtern des in dem Plattenlaufwerk-Lesekopf induzierten Signals auf eine Nominalform ist, dass die Form des induzierten Signals in dem jeweiligen Lesekopf, auch ohne Rauschen, von Kopf zu Kopf und auch mit dem Radius der Datenspur, auf der die gelesenen Daten gespeichert sind, schwankt. Solche Änderungen, die mit dem Zunehmen des Spurumfangs mit dem Spurradius zusammenhängen, beruhen auf dem Einsatz von Magnetwechselwirkung zwischen dem Lesekopf und der Magnetisierung der Datenspur, welche es ermöglicht, dass die Datenspur gelesen wird, und ist dementsprechend eine innere Charakteristik der in einem Lesekopf induzierten Signale.
• Aus ökonomischen Gründen erfordert das Erhalten hinreichender Produktionsergebnisse bei der Herstellung von Plattenlaufwerken die Freigabe relativ geringer Toleranzen bei den Schwankungen der Kopf/Medium-Komponenten und die Fähigkeit der Kanalelektronik zum Ausgleich der Effekte dieser Schwankung. Somit muss das Filter in einem PRML- Lesekanal nicht nur in der Lage sein, das in einem Lesekopf induzierte Signal zu einer hinnehmbaren Annäherung eines speziellen Signalverlaufs zu filtern, sondern muss auch in der Lage sein, adaptiv zu sein, und dies bei niedrigen Kosten.
• In der Vergangenheit war es der bevorzugte Ansatz, zum Durchführen der adaptiven Filterung, die bei einem Plattenlaufwerk mit Teilantwort-Signalisierung und Maximal- Wahrscheinlichkeits-Detektion benötigt wird, der Einsatz von digitaler Elektronik bei der Konstruktion des Zeitdomänenfilters. Solche Filter enthalten im Allgemeinen einen Analog/Digital-Wandler (ADC), der das Signal nach stattgefundener Teilfilterung digitalisiert, und einen Transversal- oder Querentzerrer (transversal equalizer), der Register als Verzögerungselemente verwendet, so dass das Filtern durch Hinzufügen aufeinander folgender Probenabtastwerte mit geeigneten Gewichtungen zu den Abtastwerten erfolgen kann. Genauer gesagt, das rohe Analogsignal von dem Lesekopf wird nach einer preliminären Domänenfrequenzfilterung (zur Verringerung des Rauschens) abgetastet und zu einer digitalen Form durch den ADC umgewandelt, der mit der Kanal-Bit-Rate getaktet wird. Der ADC liefert eine Eingabe an einen herkömmlichen digitalen Transversalentzerrer, der eine digitale Verzögerung verwendet, wie die vorgenannten Schieberegister, die mit dem gleichen Takt getaktet werden. Als nächstes findet eine Digitalsignalverarbeitung durch das Hinzufügen aufeinander folgender Abtastwerte von Zellen des Schieberegisters statt, die geeignet durch Digitalmultiplizierung gewichtet sind, um Abtastwerte des entzerrten Signals zu liefern. Diese Abtastwerte wurden dann für die Datenwiederherstellung und für die Selbst-Synchronisation verwendet. Für eine zusätzliche Diskussion bezüglich digitaler Querentzerrung siehe auch das US-Patent Nr. 4 146 840 mit dem Titel "Technique for Obtaining Symbol Timing for Equalizer Weights", erteilt am 27. März 1979 für McRae u. a.
• Jedoch hat der Einsatz von Digitalsignalverarbeitung auf diese Art zu den folgenden Problemen bezüglich der Systemleistung und der Wirtschaftlichkeit geführt. Zunächst erfordert die Digitalsignalverarbeitung und eine inhärente Verzögerung in dem Transversalentzerrer zumindest mehrere zusätzliche Taktzyklen. Dies führt zusätzliche Verarbeitungszeit in die Zeitsteuerungsschaltung (Phasenregelschleife oder PLL; phased locked loop) ein, die den Abtasttakt für den ADC liefert, mit dem Ergebnis, dass die Zeitkorrektur bezüglich der Zeiten verzögert ist, zu der die Abtastungen abgenommen wurden. Solch eine Verzögerung wird üblicherweise als "transportation lag" oder "dead time" in der Steuertheorie bezeichnet, siehe beispielsweise K. Ogata, "Modern Control Engineering", Prentice-Hall, Englewood Cliff, 1970, Seiten 346-350. Diese Totzeit beeinträchtigt negativ die Stabilität der PLL. Dem entsprechend benötigt der Einsatz digitaler Filterung, dass Kompromisse zwischen dem Ausmaß getroffen werden, zu dem gefilterte digitale Signale die optimalen Signalverläufe annehmen, und dem Wert der erlaubten Verzögerung, die durch die Zeitsteuerungsschaltung eingeführt wird.
• Ein zweiter Nachteil, der mit dem Einsatz einer solchen Digitalsignalverarbeitung verbunden ist, ist mit wirtschaftlichen Betrachtungen verbunden. Nach Anforderung ist die Übertragungsrate der Kanäle in Plattenlaufwerken konstant angestiegen (200 Mbits/Sekunde wurde heutzutage erreicht), was erfordert, dass die Digitalsignalverarbeitung mit einer sehr hohen Geschwindigkeit ausgeführt wird. Dies erfordert extrem schnelle und große Schaltungen mit einem entsprechend großen Leitungsverlust. Im Ergebnis wird der Leistungsverbrauch in dem Lesekanal ein beschränkender Faktor bei preiswerten kleinen Plattenlaufwerken mit geringer Leistung, was den Einsatz digitaler Signalverarbeitung bei dieser Filterung bei extrem hohen Übertragungsraten unpraktisch macht.
• Diese Nachteile, die aus der digitalen Filterung von PRML-Kanälen herrühren, führten zu Ansätzen, die Digital- Zeitdomänenfilterung durch Analog-Zeitdomänenfilterung mit dem Einsatz von Analog-Transversalentzerrern zu ersetzen. Eine detailliertere Diskussion analoger Transversalentzerrer mit idealen Verzögerungselementen, siehe A. Gersho, "Adaptive Equalization of Highly Dispersive Channels for Data Transmissions", Bell System Technical Journal, Jan. 1969, Seiten 55-69, was hier durch Bezugnahme aufgenommen wird. Jedoch waren Ansätze zum Implementieren analoger Transversalentzerrer in Plattenlaufwerk-Lesekanälen in großem Ausmaß auf Grund von wirtschaftlichen Gesichtspunkten erfolglos. Wie gut bekannt ist, breiten sich elektrische Signale mit einer Geschwindigkeit aus, die in der Nähe der Lichtgeschwindigkeit ist, aber bekannte Vorrichtungen (wie etwa analoge Verzögerungsleitungen), die große programmierbare Signalverzögerungen in elektrischen Schaltungen emulieren, sind zu teuer und groß, um sie in preiswerten kleinen Plattenlaufwerken zu implementieren.
• Die Probleme, die mit solchen analogen Transversalentzerrern des Standes der Technik verbunden sind, sind in dem US-Patent Nr. 5 325 130, mit dem Titel "Ghost Canceller", erteilt am 28. Juni 1994 an R. Miller, dargelegt. Dieses Dokument beschreibt einen programmierbaren Analog- Transversalentzerrer für Anwendungen bei hochauflösendem Digitalfernsehen (HDDT = high definition digital television). Aufgrund des Fehlens geeigneter elektrischer Verzögerungselemente verwendet der Entzerrer ein "exotisches" elektroakustisches Verzögerungselement, um eine hinreichende Leistung der Schaltung, einschließlich gleichbleibender Verzögerungen, zu erzielen. Während solch ein Einsatz für HDDT-Anwendungen gerechtfertigt sein kann, ist er für den Einsatz in einem Plattenlaufwerk-Lesekanal nicht praktikabel, sowohl auf Grund der Größe als auch auf Grund der Kostenbeschränkung.
• J. P. Roesgen, u. a. offenbaren in "An Analog Front End Chip for V.32 Modems", Proceedings of the Custom Integrated Circuits Conference, San Diego, 15,.-18. Mai 1989, No. Con. 11, 15. Mai 1989, Institute of Electrical and Electronics Engineers, Seiten 1611-1615, ein Analog-Adaptivfilter für die Echomodulation und -auslöschung in Modems. Das Analog- Adaptivfilter enthält eine Anzahl von Filterabschnitten, die während der Anschaltphase (power on) des Modems getuned werden. Die Filterabschnitte sind "getapped" bzw. versetzt. Die getappten Signale werden multipliziert und dann zur Erzeugung der Ausgabe des Analog-Adaptivfilters addiert.
• Die Erfindung liefert ein voll adaptives Filtersystem, das zum Filtern des Digitalsignals verwendet werden kann, das in dem Lesekopf eines Plattenlaufvaerks induziert wird, um möglichst nahe an einer Annäherung des nominalen Signalverlaufs zu sein, der für die Maximal- Wahrscheinlichkeits-Detektion abgetastet wird, wie es gewünscht wird, ohne Probleme bei der Zeitsteuerung der Abtastung des gefilterten Signals zu verursachen. Insbesondere wird das Filtern vollständig durchgeführt, bevor das Signal abgetastet wird, so dass die Schaltung, welche die Taktsignale erzeugt, die bei den Abtastvorgängen erzeugt werden, ohne nennenswerte Verzögerung zwischen der Erzeugung der Abtastung und der Korrektur jedes Zeitsteuerungsfehlers, die in der Abtastung vorhanden sein können, arbeitet. Ein Beispiel solch einer Schaltung ist in dem US-Patent Nr. 5 459 757 mit dem Titel "Timing and Gain Control Circuit for a PRML Read Channel", erteilt am 17. Oktober 1995 an Minuhin u. a., offenbart, wobei dessen Lehre hier durch Bezugnahme aufgenommen ist.
• Das Filtersystem gemäß der Erfindung liefert eine Flexibilität bei der Bauweise, die es der Erfindung ermöglicht, leicht angepasst zu werden, nicht nur bei Plattenlaufwerken, die verschiedene Arten von Leseköpfen oder verschiedene Arten von Teilantwort-Signalisierungen verwenden, sondern auch bei Plattenlaufwerken, die mit verschiedenen Unterbrechungsraten arbeiten, oder sogar bei mehreren Übertragungsraten. Es wird offensichtlich, dass beachtliche wirtschaftliche Vorteile bei der Herstellung mit einer Frequenzdomänen-Verzögerungsschaltung erzielt werden, die adaptive Frequenzdomänenfilter verwendet, um verzögerte Signale bereitzustellen, die gewichtet und addiert werden können, um die endgültige Zeitdomänenfilterung auf den Nominalsignalverlauf durchzuführen. Genauer gesagt, der Einsatz von Filtern als Verzögerungselemente beschränkt das Filtern, das ausgeführt wird, bevor die Verzögerungssignale erzeugt werden, und die Adaption der so eingesetzten Filter liefert eine Flexibilität beim Filtern des Signals, das in den Lesekopf induziert wurde, was es ermöglicht, dass die Anzahl der Filter minimiert wird, ohne die Fähigkeit des Filtersystems zu verlieren, eine Annäherung des Nominalsignalverlaufs für jeden Datenspurradius zu erzielen, um im wesentlichen für jede Datenübertragungsrate, die für Maximal-Wahrscheinlichkeits-Detektion des gefilterten Signals ausreicht, um Daten wieder herzustellen, die auf dem Plattenlaufwerk gespeichert wurden.
• Bei einem ersten Aspekt liefert die Erfindung einen verallgemeinerten analogen adaptiven Transversalentzerrer, der gekennzeichnet ist durch:
• eine Verzögerungsschaltung mit einer Mehrzahl in Reihe geschalteter, analoger Frequenz-Domänenfilterabschnitte, wobei eine Übertragungsfunktion für jeden Filterabschnitt angepasst ist, um kontinuierlich in Übereinstimmung mit einem adaptiven Parametersignal anpassbar zu sein;
• eine Mehrzahl analoger Multiplizierer mit Steuereingängen, wobei die Multiplizierer mit ausgewählten Abgriffstellen (tap locations) der Verzögerungsschaltung verbunden sind, wodurch die Ausgaben der Multiplizierer Signale sind, welche Amplituden haben, die ein Vielfaches der Amplituden der Signale bei den Abgriffstellen sind und von Abgriffgewichtssignalen bestimmt werden, welche von den Steuereingängen der Multiplizierer empfangen werden, und mit Analog-Summiermittel, die mit den Multiplizierern zum Addieren der Ausgaben der Multiplizierer verbunden sind.
• Bei einem zweiten Aspekt liefert die Erfindung ein Verfahren zum Entzerren eines Eingangssignals in einen Kommunikationskanal, das gekennzeichnet ist durch die Schritte:
• kontinuierliches Bestimmen und Ausgeben eines adaptiven Parametersignals,
• sequentielles Filtern des Eingabesignals in einer Mehrzahl in Reihe geschalteter analoger Filterabschnitte, wobei jeder analoge Filterabschnitt das Eingangssignal in Übereinstimmung mit einer Übertragungsfunktion filtert, die in Übereinstimmung mit dem adaptiven Parametersignal bestimmt wird, und wobei das adaptive Parametersignal die gewünschten zeitverzögerungen für jeden analogen Filterabschnitt steuert,
• Bereitstellen von Abgriffsignalen von Abgriffstellen zwischen benachbarten analogen Filterabschnitten,
• Bereitstellen von Abgriffgewichtungssignalen entsprechend jeder der Abgriffstellen,
• Multiplizieren der Abgriffsignale mit den jeweiligen Abgriffgewichtungssignalen zur Erzeugung multiplizierter Ausgabesignale, und
• Summieren der multiplizierten Ausgabesignale, um ein entzerrtes Ausgabesignal bereitzustellen.
• Somit liefert in einem Aspekt des Filtersystems der Erfindung einen flexiblen, robusten, preiswerten, kleinen, leicht herzustellenden, verallgemeinerten, analogen, adaptiven Transversalentzerrer, der für eine programmierbare Adaption an die gewünschte Signalform in einem preiswerten Kommunikationskanal geeignet ist. Der Begriff "verallgemeinert", wie er im Anschluss verwendet wird, zeigt an, dass der Entzerrer eine "Verallgemeinerung" enthält, in dem ideale Verzögerungselemente durch leicht zu verwirklichende, nicht-ideale LSI-Frequenzdomänenfilter (large scale integration frequency-domain filters) mit relativ geringen Toleranzanforderungen ersetzt werden.
• Entsprechend einem anderen Aspekt liefert die Erfindung ein Filtersystem für einen PRML-Kanal in einem Plattenlaufwerk mit einem adaptiven, analogen Vorfilter mit einem Ansprechverhalten, das kontinuierlich mit der Anregung des Vorfilters entsprechend einer Übertragungsfunktion sich ändert, die durch zumindest einen adaptiven Parameter bestimmt wird, der von dem Vorfilter empfangen wird, in Kombination mit einem analogen, adaptiven, verallgemeinerten Transversalentzerrer, der in Reihe geschaltete Frequenzdomänenfilterabschnitte als Verzögerungsschaltung verwendet, die "tapped" sind, um gewichtete Summen der Verzögerungssignale zu addieren, die von dem Signal hergeleitet werden, welches von dem analogen, adaptiven, verallgemeinerten Transversalentzerrer empfangen wird. Mit der Analogschaltung zum Durchführen der Filterung wird das Filtern vollständig beendet, bevor die Abtastung des Signals ausgeführt wird, so dass keine Interferenz oder Störung zwischen dem Filtern des in dem Lesekopf erzeugten Signals auf den Nominalsignalverlauf und der Abtastung des Signalverlaufs existiert. Somit besteht keine Beschränkung bezüglich des Ausmaßes, in dem das Filter der Erfindung in bezug auf die Umstände angepasst werden kann, unter denen das Filter verwendet wird. Somit kann das Filter zum Einsatz bei verschiedenen Arten von Lesekanälen und Klassen von Teilantwort-Signalisierung verwendet werden, oder es kann bei ziemlich allen Übertragungsraten bei allen Spurradien verwendet werden.
• Bei einem weiteren Aspekt der Erfindung sind die Filterabschnitte der Verzögerungsschaltung des analogen, adaptiven, verallgemeinerten Transversalentzerrers adaptive Filter, die auswählbare Verzögerungen des von dem Transversalentzerrer empfangenen Signals ermöglichen. Somit können die Verzögerungen experimentell optimiert werden, um nicht nur die Anzahl der Filterabschnitte zu beschränken, die benötigt werden, um den Signalverlauf zu erzielen, der hinreichend nahe an dem Nominalsignalverlauf für die effektive maximale Wahrscheinlichkeits-Detektion ist, sondern des weiteren zur Beschränkung der Komplexizität, die ansonsten für das Vorfilter benötigt würde.
• Entsprechend einem weiteren Aspekt der Erfindung sind die ersten Filterabschnitte des analogen, adaptiven, verallgemeinerten Transvesalentzerrers Tiefpassfilter, die des weiteren die Vereinfachung des Vorfiltrers ermöglichen. Genauer gesagt wird in einem PRML-System betrachtet, dass das Spektrum des vorgefilterten Signals eine Abschneidefrequenz haben wird, die die Hälfte der Abtastrate ist, und der Einsatz von Tiefpassfiltern als Filterabschnitte des Transversalentzerrers hat den Effekt der Erhöhung der Ordnung des Tiefpassfilterns, das durch das Filtersystem insgesamt durchgeführt werden kann. Dem entsprechend kann die Schaltung, die ansonsten auf das Tiefpassfiltern des in dem Lesekopf induzierten Signals gerichtet wäre, ganz vermieden oder vereinfacht werden.
• Eine Aufgabe der Erfindung ist es, ein Filtersystem für einen PRML-Lesekanal bereitzustellen, das unabhängig von Schaltungen arbeitet, die Zeitsteuerungssignale für den Lesekanal erzeugen.
• Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, ein Filtersystem für eine PRML-Lesekanal bereitzustellen, das auf ziemlich jede Art von PRML-Lesekanal angepasst werden kann, mit dem zusammen das Filtersystem verwendet werden kann.
• Noch eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, ein Filtersystem für einen PRML-Lesekanal bereitzustellen, das preiswert herzustellen ist.
• Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, die Komplexität des Filtersystems bei PRML-Lesekanälen zu begrenzen.
• Vorzugsweise wird der adaptive Transversalentzerrer oder das Verfahren zum Entzerren der Erfindung im Zusammenhang mit einem analogen, adaptiven Vorfilter verwendet.
• Weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung ersichtlich, wenn diese im Zusammenhang mit den Zeichnungen und beiliegenden Ansprüchen gelesen wird.
• Ausführungsformen der Erfindung werden nun beispielhaft unter Bezugnahme auf die beiliegenden diagrammartigen Figuren beschrieben, in denen zeigt bzw. zeigen:
• Fig. 1 ein Blockdiagramm eines Filtersystems, das entsprechend der Erfindung aufgebaut ist,
• Fig. 2 ein Blockdiagramm des Frequenzdomänenvorfilters des Filtersystems, das in Fig. 1 gezeigt ist,
• Fig. 3 ein Blockdiagramm einer Stufe des in Fig. 2 gezeigten Vorfilters,
• Fig. 4 eine Kurve, die das Spektrum eines typischen Signals von dem Lesekopf eines Plattenlaufwerks mit dem Spektrum eines Klasse IV-Teilantwort-Signals vergleicht,
• Fig. 5 ein Blockdiagramm eines verallgemeinerten Transversalentzerrers des Filtersystems, das in Fig. 1 gezeigt ist,
• Fig. 6 eine grafische Darstellung der Signale, die an den fünf "Taps" oder Ab^griffsstellen des analogen verallgemeinerten Transversalentzerrers erhalten werden, auf den in Fig. 5 Bezug genommen wird,
• Fig. 7 ein Flussdiagramm, das eine Reihe von Schritten zum Durchführen der Entzerrung eines PRML-Lesekanals in dem Fall einer einmaligen Off-line-Adaption während der Plattenlaufwerkherstellung entsprechend der Erfindung zeigt, und
• Fig. 8 eine grafische Darstellung eines gewünschten Zielpulses (target pulse) und eines entzerrten Pulses, die mit dem Entzerrer aus Fig. 5 und der Reihe von Schritten aus Fig. 7 erhalten werden.
• Wie es vorangehend ausgeführt wurde, überwindet die Erfindung die Nachteile des Standes der Technik und liefert einen programmierbaren (adaptierbaren), preiswerten, kleinen LSI-implementierten, analogen, adaptiven, verallgemeinerten Transversalentzerrer mit geringem Leistungsverbrauch, der im Allgemeinen bei einem Kommunikationskanal und insbesondere bei einem Plattenlaufwerk Lese-Kanal-Kanal einsetzbar ist. Bei der Implementierung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird eine Verallgemeinerung vorgenommen, wobei ideale Verzögerungselemente des Standes der Technik durch nicht-ideale, verallgemeinerte Verzögerungselemente ersetzt werden, die leicht zu verwirklichende LSI-Frequenzdomänenfilter enthalten. Diesen verallgemeinerten Verzögerungselementen kann es ermöglicht werden, relativ große Toleranzen und Ausgabe-Antwortvariationen aufzuweisen - einschließlich nicht-gleichmäßiger Magnitudenantwort, nicht-linearer Phasenantwort und beachtlich veränderbarer Verzögerung. Wie es anschließend diskutiert wird, gleicht die Fähigkeit des Bereitstellens adaptiver Entzerrung die Effekte all dieser Imperfektionen und Variationen bzw. Schwankungen in den Verzögerungselementen aus.
• Bevor die Bauweise und der Betrieb der bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung diskutiert wird, wird eine allgemeine Übersicht der verallgemeinerten Transversal- Entzerrungstheorie diskutiert. Es wird für den Fachmann hilfreich sein, die folgende Diskussion dieser Theorie mit der Theorie des Standes der Technik zu vergleichen, die in dem vorangehend durch Bezugnahme aufgenommenen Gersho- Dokument vorgestellt ist.
• Die Ausgabe Yn (zu den Zeitpunkten nT abgetastet) eines verallgemeinerten Transversaltentzerrers mit m Abgriffstellen ist die Summe dergewichteten Signale aller Abgriffstellen k, die wie folgt gegeben ist:
• Yv = C&sub1;X1n + C&sub2;X2n + ... + CkXkn + ... + CmXmn (1)
• wobei Yn die Ausgabe des Entzerrers, Xkn, die Signale an der Abgriffstelle k zu den Zeitpunkten nT und wobei Ck die Koeffizienten (Abgriffstellengewichte) an der Abgriffstelle k sind. Es sei angemerkt, dass T ein beliebiges Abtastintervall ist, und dass es den Abgriffstellenstellen Xkn ermöglicht ist, verschiedene Signalverläufe für unterschiedliches k zu haben (Störungen und Filterung durch nicht-ideale Verzögerungselemente), im Gegensatz zu Gersho, der Abtastwerte exakt mit der Bit-Rate liefert, und wobei die Abgriffstellensignale identisch in der Form sind (keine Störungen und ideale Verzögerung).
• Die Summe der Fehlerquadrate (dieses Fehlerkriterium ist identisch zu dem Gersho-Dokument) wird gegeben durch:
• ε = (Yn - dn)² (2)
• wobei dn die Sequenz der gewünschten (abgetasteten) Werte eines ideal entzerrten Ausgabesignals zum Zeitpunkt nT ist.
• Die Fehlerfunktion (2) ist eine Funktion von m Abgriffgewichten und bildet eine kontinuierliche Oberfläche auf einer m-dimensionalen Hyperebene. Diese Funktion hat ein Minimum an dem Punkt, an dem alle Ableitungen ihrer relativen Abgriffstellengewicht Ck:
• im Wesentlichen gleich Null sind (Einsetzen von Yn aus (1) in (3)).
• (Yn - dn)Xkn = 0 ....... für .... 1 ≤ k ≤ m (4)
• Der Ausdruck (4) ist das System von m linearen Gleichungen für m unbekannte Abgriffstellengewichten Ck. Dem entsprechend liefert die Lösung dieser Gleichungen die optimalen Abgriffstellenkoeffizienten, die das kleinste Fehlerquadrat der Entzerrung (LMS; least mean square) ergeben.
• Es ist zu erkennen, dass es zwei beachtliche Unterschiede zwischen der vorangehenden Diskussion und jener des Gersho-Dokuments gibt. Erstens wird es dem Xkn erlaubt, für verschiedene Abgriffstellen unterschiedlich zu sein (Störungen und Filtervorgänge werden mit nicht-idealen Verzögerungselementen durchgeführt), und zweitens werden die Abtastungen bei beliebigen Abtastintervallen ausgeführt.
• Somit ist die vorliegende Diskussion eine Verallgemeinerung der bekannten Theorie und Technik und hat praktische Auswirkungen und Vorteile gegenüber dem Stand der Technik, wie sie anschließend diskutiert werden.
• Die Gleichungen (4) haben auch eine weitere Interpretation: Die linken Seiten sind eine deterministische Kreuzkorrelation zwischen der Entzerrerausgabefehlersequenz Yn-dn und Abgriffstellensignalsequenzen Xkn. Die Gleichungen. (4) zeigen, dass diese Kreuzkorrelationen Nullwerte haben müssen, was auch für den verallgemeinerten Fall und nicht nur für den Fall des Standes der Technik gilt. Dementsprechend liefern sie den Hebel für eine adaptive Lösung des Systems der linearen Gleichungen (4) ohne Kennunis der Koeffizienten der Gleichungen. Die Lösung wird durch eine iterative Reduktion aller Kreuzkorrelationen (Gleichungen (4)) auf Null durch kleine Änderungen der Abgriffstellengewichtungswerte erzielt.
• Die beschriebene verallgemeinerte Transversalentzerrung hat beachtliche Vorteile bezüglich des Standes der Technik, nicht nur was Kosten, Größe und Einfachheit betrifft. Es hat eine bessere Gesamtleistung, da es eine zusätzliche Signalfilterung in der Frequenzdomäne liefert (zusätzliche Unterdrückung von Rauschen bei nicht-idealen Verzögerungsfiltern).
• Bezugnehmend auf die Zeichnungen im Allgemeinen und auf Fig. 1 im Besonderen ist dort allgemein durch das Bezugszeichen 10 ein Blockdiagramm eines Filtersystems gezeigt, das entsprechend der Erfindung aufgebaut ist. Es wird betrachtet, dass das Filtersystem auf einem einzelnen Siliziumchip ausgebildet ist, zusammen mit weiteren Abschnitten eines (nicht gezeigten) PRML-Lesekanals, und dass es adaptive Eigenschaften hat, die im Anschluss beschrieben werden. Es wird weiter betrachtet, dass bei der Implementation dieser Merkmale das Filtersystem 10 digital ausgedrückte adaptive Parameter von einem (nicht gezeigten) Mikroprozessor über eine Kanalschnittstelle 12 empfangen wird, die eine Mehrzahl von (nicht gezeigten) Halteelementen (latches) zum Speichern der Parameter umfasst. Diese Parameter werden im Anschluss diskutiert.
• In ähnlicher Weise wird betrachtet, dass die Adaption des Filtersystems 10 zu der Zeit aasgeführt wird, zu der das Plattenlaufwerk mit dem PRML-Lesekanal, von dem das Filtersystem 10 ein Teil ist, hergestellt wird, und dass eine solche Adaption das Messen von Signalen an verschiedenen Stellen des Filtersystems 10 enthält. Somit kann die Kanalschnittstelle 12 des Weiteren (nicht gezeigte) elektrische Verbindungen (electrical connectors) enthalten, mit denen externe Ausrüstung für das Messen dieser Signale verbunden werden kann.
• Wie es in Fig. 1 gezeigt ist, enthält das Filtersystem 10 im Allgemeinen ein adaptives Analogvorfilter 14, das das zu filternde Signal an einem Signalweg 16 von einem programmierbaren Verstärker mit einem (nicht gezeigten) veränderbarem Verstärkungsfaktor (programmable gain amplifier) empfängt, der auf dem gleichen Chip wie das Filtersystem gebildet ist, und - ähnlich dem Filtersystem 10 - ein Teil des PRML-Lesekanals für ein Plattenlaufwerk ist. Für den Zweck der folgenden Diskussion wird das nichtgefilterte Signal am Signalweg 16 ebenfalls der Kanalschnittstelle 12 über den Signalweg 18 für die Übertragung an externe Ausrüstung zugeführt, die bei der Adaption des Fehlersystems verwendet wird.
• Die Ausgabe des Vorfilters 14 wird über einen Signalweg 20 zu dem Eingang eines analogen verallgemeinerten adaptiven Transversalentzerrers 22 geliefert, und der Transversalentzerrer 22 liefert das gefilterte Signal über den Signalweg 24 zu (nicht gezeigten) Abtastvorrichtungen, die ein Teil einer Zeitsteuerungs- und Verstärkungsfaktor- Steuerschaltung sein können, wie es in dem vorgenannten US- Patent Nr. 5 459 757 von Minuhin u. a. beschrieben ist, die auf dem gleichen Chip ausgebildet sind. Das gefilterte Signal kann auch zu einem (nicht gezeigten) elektrischen Verbinder (Connector) in der Kanalschnittstelle 12 über einen Signalweg 26 für einen noch zu beschreibenden Zweck übertragen werden.
• Wie es vorangehend erwähnt wurde, sind sowohl das Vorfilter 14 als auch der Transversalentzerrer 22 adaptiv, so dass ihre Filtercharakteristiken über adaptive Parameter eingestellt werden können, die von einem Mikroprozessor geliefert werden. Es wird betrachtet, dass diese Parameter als analoge Signale an dem Vorfilter 14 und Transversalentzerrer 22 ausgedrückt sind, und dass Digital/Analog- Wandleranordnungen 28, 34 und 42 zum Umwandeln der binären Ausdrücke dieser Parameter zu analogen Parametersignalen für die Verwendung in dem Vorfilter 14 und dem Transversalentzerrer 22 vorgesehen sind, wobei sie in dem Mikroprozessor gespeichert und an Halteelemente in der Kanalschnittstelle 12 ausgegeben werden.
• Insbesondere enthält das Filtersystem 10 eine Vorfilterübertragungs-Funktionseinstellungs-DAC-Anordnung 28, die eine Mehrzahl Digital/Analog-Wandler (nicht gezeigt) umfasst, die binär ausgedrückte adaptive Parameter von der Kanalschnittstelle 12 über einen Bus 30 empfangen und analoge adaptive Parametersignale, die die Parameter für das Vorfilter 14 ausdrücken, entlang den Signalwegen ausgeben, die insgesamt als ein Bus 32 in Fig. 1 bezeichnet sind. Für die bevorzugte Ausführungsform des Vorfilters 14, die anschließend diskutiert wird, sind die adaptiven Parametersignale, die von der DAC-Anordnung 28 ausgegeben werden, elektrische Ströme mit Magnituden, die durch Binärwerte bestimmt sind, welche von der DAC-Anordnung 28 empfangen werden. In ähnlicher Weise werden digital ausgedrückte Abgriffstellengewichte (tap weights) an eine Mehrzahl von Digital/Analog-Wandlern (nicht gezeigt) in einer Entzerrer-Abgriffstellengewichtungs -DAC-Anordnung 34 entlang einem Bus 36 von der Kanalschnittstelle 12 bereitgestellt, in der DAC-Anordnung 34 in Analogsignale umgewandelt und an den Transversalentzerrer 22 über eine Mehrzahl von Signalwegen, die kollektiv als Analogbus 38 in Fig. 1 bezeichnet sind, übertragen. Wie es anschließend diskutiert wird, enthält der Transversalentzerrer 22 eine Mehrzahl von Adaptivfilterabschnitten. Analogsignale, die von einer Entzerrer- Verzögerungseinstellung-DAC-Anordnung 42 zum Einstellen der Charakeristika dieser Filterabschnitte verwendet werden, werden von dem Transversalentzerrer 22 an einer Mehrzahl von Signalwegen empfangen, die zusammen als Analogbus. 40 in Figur. 1 bezeichnet werden. Digitale Ausdrücke dieser Signale werden an die DAC-Anordnung 42 über einen Bus 44 geliefert.
• Wie es anschließend diskutiert wird, erzeugen die Filterabschnitte des Transversalentzerrers 22 Signale, die in der Zeit bezüglich jenen Signale verzögert sind, die diese Abschnitte empfangen, und diese verzögerten Abschnittsignale können an die Kanalschnittstelle 12 über eine Mehrzahl von Signalwegen übertragen werden, die zusammen als Bus 46 in Fig. 1 bezeichnet sind, um von einem außerhalb des Chips vorgesehenen Geräts gemessen zu werden, das mit der Kanalschnittstelle 12 verbunden ist.
• In den Fig. 2 und 3 ist die Bauweise des Vorfilters 14 der Erfindung gezeigt. Wie es in Fig. 2 gezeigt ist, enthält das Vorfilter eine Mehrzahl von in Reihe geschalteten Stufen, von denen drei dargestellt und durch die Bezugszeichen 48, 50 und 52 bezeichnet sind. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, die für den Einsatz bei einem Plattenlaufwerk mit Teilantwort-Signalisierung der Klasse IV ausgestattet ist, ist eine geeignete Anzahl von Stufen für das Vorfilter 14 gleich fünf, wobei jedoch erkennbar für den Fachmann ist, dass eine andere Anzahl an Stufen verwendet werden kann. Insbesondere betrachtet die Erfindung, dass die Anzahl der Stufen des Vorfilters 14 und die Bauweise jeder Stufe geändert werden kann, um das Vorfilter 14 an das Plattenlaufwerk, in dem das Filtersystem 10 verwendet wird, anzupassen. Somit kann beispielsweise die Anzahl der Stufen und die Bauweise jeder Stufe geändert werden, um Unterschiede in den Signalen Rechnung zu tragen, die in den verschiedenen Arten von Leseköpfen erzeugt werden, die in einem Plattenlaufwerk enthalten sein können, oder um das Vorfilter 14 anzupassen, um verschiedene Klassen von Teilantwort- Signalisierung zu verwenden, die in einem Plattenlaufwerk verwendet werden können.
• Eine bevorzugte Ausführungsform ausgewählter Stufen des Vorfilters 14 wurde in Fig. 3 gezeigt, in der solch eine Stufe durch das allgemeine Bezugszeichen 54 bezeichnet ist. Wie es gezeigt ist, enthält die Stufe 54 ein analoges, in der Phase lineares Tiefpassfilter 56 in einem Zweig 58 der Stufe 54 und ein analoges, in der Phase lineares Hochpassfilter 60, das in Reihe mit einem Verstärker 62 mit programmierbarem Verstärkungsfaktor in einem zweiten Zweig 64 der Stufe 54 geschaltet ist, der parallel mit dem ersten Zweig 58 geschaltet ist. Die Eingaben der Filter 56 und 60 werden miteinander verbunden, um das Signal an dem Eingang der Stufe 54 zu empfangen, und die Ausgaben des Tiefpassfilters 56 und des Verstärkers 62 mit programmierbarem Verstärkungsfaktor werden durch die Summierschaltung 66 addiert oder subtrahiert, um die Antwort der Stufe 54 zu liefern.
• Bei einer bevorzugten Ausführungsform des oben erwähnten Vorfilters 14 sind die Filter 56 und 60 der ersten vier Stufen des Vorfilters 14 Filter zweiter Ordnung mit linearer Phasencharakteristik, so dass jede dieser Stufen die Magnitude des von dem Vorfilter 14 empfangenen Signals in einem ausgewählten Frequenzsignal durch Addition der Ausgabe des Tiefpassfilters 56 und des Verstärkers 62 mit programmierbarem Verstärkungsfaktor verringern kann, oder die Magnitude eines solchen Signals, wiederum in einem ausgewählten Frequenzbereich, durch. Subtraktion der Ausgabe des Verstärkers 62 mit programmierbaren Verstärkungsfaktor von der Ausgabe des Tiefpassfilters 56 in solchen Stufen erhöhen kann.
• Es wird weiter betrachtet, dass das Tiefpaßfiltr 56 und das Hochpassfilter 60 jeder Stufe 54 adaptive Filter mit Übertragungsfunktion sind, die in Abhängigkeit von adaptiven Parametersignalen eingestellt werden können, die von Analogbussen 68 bzw. 70 empfangen werden, die Teil des Busses 32 in Fig. 1 bilden. Filter mit dieser Fähigkeit sind in dem US-Patent Nr. 5 392 171 mit dem Titel "Fully Integrated Programmable Filters for Disc Drive Subsystems", erteilt am 21. Februar 1995 an Kovner, Minuhin und Srinivasan, offenbart, das dem Inhaber der vorliegenden Erfindung übertragen wurde und hier durch Bezugnahme aufgenommen wird, sowie in dem Artikel "Active Filter Design Using Operational Transconductance Amplifiers; A Tutorial", von R. K. Geiger und E. Sanchez-Sinencio, IEEE Circuits and Devices Magazine, Bd. 1, Nr. 2, März 1985, offenbart. Wie in diesem Artikel offenbart ist, kann der Verstärkuncisfaktor des durchleitenden Operationsverstärkers (operational transconductance amplifier) durch einen elektrischen Strom eingestellt werden, der von dem Verstärker empfangen wird, und diese Eigenschaften können zur Konstruktion von Filtern verwendet werden, wobei eine Anzahl hiervon in dem Artikel dargestellt ist, für welche die Koeffizienten der Frequenz in den Übertragungsfunktionen solcher Filter durch Ströme eingestellt werden können, die von den durchleitenden Operationsverstärkern geliefert werden.
• Der Verstärker mit programmierbarem Verstärkungsfaktor 62, der ebenfalls mit durchleitenden Operationsverstärkern gebaut werden kann, empfängt in ähnlicher Weise zumindest ein adaptives Parametersignal an einem Signalweg 72, der Teil eines Abschnitts des Busses 32 aus Fig. 1 ist, um die Relativamplituden der Signale innerhalb des Passbandes der Filter 56 und 60 einzustellen. Demzufolge können Abschnitte des Spektrums eines von einer Stufe 54 empfangenen Signals gedämpft oder verstärkt werden und entsprechen den Mengen, die von dem Verstärker 62 mit programmierbarem Verstärkungsfaktor ausgebildet sind. Die Endstufe der bevorzugten Ausführungsform ist, wie vorangehend erwähnt, ein adaptives Tiefpassfilter erster Ordnung, dessen Übertragungsfunktion in ähnlicher Weise in Abhängigkeit von einem Strom eingestellt werden kann, der von einer Stufe an einem Signalweg 74 (Fig. 2) in Abhängigkeit von einem adaptiven Parameter empfangen wird, der von einem Mikroprozessor an die Vorfilter-Übertragungsfunktions -DAC- Anordnung 28, die in Fig. 1 gezeigt ist, ausgegeben wird. Dementsprechend kann die Übertragungsfunktion des Vorfilters 14 durch Ströme eingestellt werden, die den Stufen des Vorfilters 14 Analogbussen zugeführt werden, die mit 76 und 78 in Fig. 2 gezeigt sind, um die Übertragungsfunktionen der Hoch- und Tiefpassfilter, die in diesen Stufen enthalten sind, durch Ströme einzustellen, die den Stufen des Vorfilters 14 Analogsignalwegen zugeführt werden, die für zwei Stufen mit 80 und 82 in Fig. 2 eingestellt sind, um die Ansprech-Charakteristik der Relativamplituden der Hoch- und Tieffrequenz dieser Stufen einzustellen, und durch einen Strom, der der letzten Stufe über einen Analogsignalweg 74 zugeführt wird, um die Übertragungsfunktion der letzten Stufe des Vorfilters 14 einzustellen.
• Der Zweck des Vorsehens des Vorfilters 14 mit adaptiven Eigenschaften kann am besten im Zusammenhang mit den Signal- Charakteristika verstanden werden, die in Fig. 4 dargestellt sind. Dort ist eine Kurve 84 der Magnituden-Charakterstik des Signals gezeigt, das in einem typischen Dünnfilmlesekopf beim Durchgang eines isolierten Magnetisierungsimpulses an einer Datenspur durch den Lesekopf als eine Funktion der Frequenz erzeugt wird. Im Allgemeinen und wie gezeigt steigt dies Charakteristik schnell von Null bei Frequenz Null an und fällt im Allgemeinen bei höheren Frequenzen auf Null ab. Im Gegensatz dazu nimmt der Einsatz der Teilantwort- Signalisierung im Lesekanal eines Plattenlaufwerks an, dass das Spektrum des Signals, das von einem isolierten Magnetisierungsimpulses herrührt, das heißt, dass das abgetastete Signal eine spezifische Form haben wird, die von der Klasse der Teilantwort-Signalisierung abhängt, die in dem Plattenlaufwerk verwendet wird. Beispielsweise wenn eine Teilantwort-Signalisierung der Klasse IV in einem Plattenlaufwerk verwendet wird, wird von dem Signalverlauf, der abgetastet wird, gefordert, dass er ein Spektrum hat, das im Allgemeinen durch die Kurve 86 in Fig. 4 gezeigt ist, wobei T die Zeit zwischen aufeinander folgenden Abtastungen ist. Für eine solche Klasse von Signalisierungen kann gesehen werden, dass das in dem Lesekopf erzeugte Signal im Allgemeinen größere Magnituden-Charakteristika bei niedrigeren Frequenzen als gewünscht und kleinere Magnituden- Charakteristika bei höheren Frequenzen als gewünscht zeigt. Darüber hinaus enthält das Spektrum des in dem Kopf induzierten Signals Hochfrequenzkomponenten, die sich jenseits der Abschneidefrequenz der Teilantwort- Signalisierung der Klasse IV erstrecken.
• Der Zweck des Filtersystems 10 ist es, das von dem Lesekanal kommende Signal so zu bearbeiten, dass es eine gute Annäherung an den Signalverlauf für die Teilantwort- Signalisierung der ausgewählten Klasse ist, die in dem Lesekanal eines Plattenlaufwerks verwendet werden soll, und die Erfindung betrachtet es, dass eine solche Bearbeitung teilweise durch das Vorfilter 14 ausgeführt wird. Insbesondere wird betrachtet, dass das Vorfilter 14 im Allgemeinen eine Tieffrequenzkerbe (low frequency notch), eine starke Verstärkung (boost) bei höheren Frequenzen und eine beachtliche Dämpfung oberhalb der Abschneidefrequenz des Teilantwort-Signals zur Einstellung der Kreuzmagnituden- Charakteristik des Signals hat. Die Zeitformung des Signals zu einer guten Annäherung des gewünschten Signalverlaufs wird dann mit dem Transversalentzerrer 22 ausgeführt, der detaillierter in Fig. 5 gezeigt ist.
• In Fig. 5 enthält der analoge, adaptive, verallgemeinerte Transversalentzerrer 22 der Erfindung eine Verzögerungsschaltung, die allgemein mit 90 angegeben ist, die eine Reihe Analogfrequenz-Domänenfilterabschnitte 92, 94, 96 und 98 enthält, die jeweils eine kontinuierliche Antwort auf eine kontinuierliche Anregung liefern, die in der Zeit bezüglich der Anregung in einem Ausmaß weiter verzögert wird, das von der Übertragungsfunktion jedes Filters abhängt. Die Verzögerungsschaltung 90 ist "tapped" an dem Eingang des Filterabschnitts 92, an dem Ausgang des Filterabschnitts 98 und zwischen jedem Paar von Filterabschnitten 92, 94, 96 und 98 (Abgriffsstellen) und die Signale an den Abgriffstellen werden an Analogmultiplizierer 100, I02, 104, 106 und 108 geliefert, die in Fig. 5 gezeigt sind.
• Die Koeffizienten der Multiplikation der Multiplizierer 100, 102, 104, 106 und 108 werden durch Analog-Abgriffstellengewichtungssignale bestimmt, die an Signalwegen 110, 112, 114, 116 bzw. 118 empfangen werden, die den Bus 38 in Fig. 1 bilden, so dass die Antworten der Multiplizierer 100, 102, 104, 106 und 108 Signale sind, die Amplituden haben, welche Vielfache der Signale an den Abgriffstellen und der Abgriffstellengewichte sind, die von dem Mikroprozessor über die Kanalschnittstelle 12 an der Entzerrer-Abgriffstellengewichtungs-DAC-Anordnung 34 empfangen werden. Die Multiplizierer 100, 102, 104, 106 und 108 sind vorzugsweise Gilbert-Zellen-Multiplizierer. In diesem Fall werden die Abgriffstellengewichte, die digital in der Kanalschnittstelle 12 ausgedrückt werden, in analoge Signale durch die Transversalentzerrer-Abgriffstellengewichtungs-DAC-Anordnung 34 aus Fig. 1 umgewandelt. Somit werden die Ausgaben der Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor 100, 102, 104, 106 und 108 durch eine Analog-Summierschaltung 120 empfangen, die das Ansprechverhalten des Filtersystems 10 auf das von dem Lesekopf empfangene Signal (über einen Verstärker mit veränderbarem Verstärkungsfaktor (nicht gezeigt)) an dem Signalweg 16 aus Fig. 1 liefert.
• Während das bisher beschriebene Filtersystem 10 eine Schaltung zum Erzielen des Teilantwort-Signalverlaufs liefert, der in einem Plattenlaufwerk für maximale Wahrscheinlichkeit-Detektion abgetastet wird, enthält das Filtersystem 10 zusätzliche Merkmale, die zum Optimieren der Bauweise und der Fähigkeiten des Filtersystems 10 verwendet werden. Eines dieser Merkmale ist die Verwendung von adaptiven Frequenzdomänenfiltern für die Filterabschnitte 92, 94, 96 und 98, die in Fig. 5 gezeigt sind. Genauer gesagt, die Erfindung betrachtet, dass die Filterabschnitte 92, 94, 96 und 98 mit durchleitenden Operationsverstärkern aufgebaut sind, so dass die Übertragungsfunktionen der Filterabschnitte 92, 94, 96 und 98 mit Bezug auf Ströme angepasst werden kann, die von der Transversalentzerrer-Verzögerungseinstell-DAC- Anordnung 42 über den Analogbus 40 aus Fig. 1 empfangen wird, der in Fig. 5 gezeigt wird. Wie es durch die Verwendung eines einzelnen Busses angezeigt ist, ist es vorzuziehen, dass die Filterabschnitte 92, 94, 96 und 98 gleichzeitig mit einem einzelnen DAC eingestellt werden, welcher Signale an alle Filterabschnitte 92, 94, 96 und 98 liefert, um die Zeit zu begrenzen, die zum Bestimmen der adaptiven Parameter für die Einstellung des Filtersystems 10 benötigt wird. Jedoch betrachtet die Erfindung, dass ein getrenntes Einstellen der Filterabschnitte 92, 94, 96 und 98 ausgeführt werden kann. Insbesondere, wenn die Art des Lesekopfs oder die Wahl der Teilantwort-Signalisierung, die in einem Plattenlaufwerk zu verwenden ist, es vorteilhaft machen, getrennte Adaptionen der Filterabschnitte 92, 94, 96 und 98 zu verwenden, kann eine solche getrennte Adaption leicht mit den Verfahren zur Auswahl der Filterparameter durchgeführt werden, die anschließend diskutiert wird. Somit sind im Gegensatz zum Stand der Technik der Transversalentzerrer die Verzögerungszeiten, die von den Filterabschnitten 92, 94, 96 und 98 geliefert werden, kontinuierlich veränderbar, um das zusammengesetzte Signal an der Ausgabe der Summierschaltung 120, das gewichtete Summen der Signale enthält, die durch beliebige Zeiten verzögert sind, ermöglicht, die beste Annäherung an den Nominalsignalverlauf zu geben, zu dem in dem Lesekopf induzierte Signale zu filtern sind. Zusätzlich eliminiert die Adaptivität der Filterabschnitte 92, 94, 96 und 98 die Anforderung für außergewöhnliche Herstellungstoleranzen, die ansonsten für das Filtersystem 10 erforderlich wären, um die Ergebnisse zu liefern, für die es ausgestaltet ist.
• Ein zweites Merkmal des Filtersystems 10 im Allgemeinen und des Transversalentzerrers 22 insbesonderen ist, dass die Filterabschnitte Tiefpassfilter sind; beispielsweise Tiefpassfilter sechster Ordnung - bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung - wie es vorangehend erwähnt ist. Somit werden die Filterabschnitte 92, 94, 96 und 98 zu der gewünschten Dämpfung der Hochfrequenzkomponenten des in dem Lesekopf induzierten Signals beitragen, um die Anforderungen zu minimieren, die dem Vorfilter 14 auferlegt werden, um so weitere Wirtschaftlichkeit bei der Herstellung des Filtersystems 10 zu ermöglichen.
• Ein optionales Merkmal des Filtersystems 10 ist das Aufweisen elektrischer Verbinder (connectors) in der Kanalschnittstelle 12, die Zugriff auf die Abgriffstellen des Transversalentzerrers 22 liefern. Wenn ein solches Merkmal verwendet wird, wird der Zugriff der Signalwege 130, 132, 134, 136 und 138, einschließlich des Busses 46 in Fig. 1, geliefert, die die Eingänge der Multiplizierer 100, 102, 104, 106 und 108 verbinden. Dieses Merkmal hat den Vorteil, die Bestimmung der adaptiven Parameter des Filtersystems zu beschleunigen, erfordert aber zusätzliche Verbindungen auf dem Chip, auf dem das Filtersystem 10 ausgebildet ist. Dem entsprechend wird die Bestimmung der adaptiven Parameter für den Fall im Anschluss diskutiert, bei dem der Zugriff auf die Abgriffstellen nicht für eine externe Ausrüstung bereitgestellt wird.
Bestimmung der adaptiven Parameter
• Bevor die Art diskutiert wird, in der die adaptiven Parameter zur Einstellung der Abgriffstellengewichte des verallgemeinerten Transversalentzerrers 22 und der Übertragungsfunktionen der Stufen des Vorfilters 14 und der Verzögerungsabschnitte des verallgemeinerten Transversalentzerrers 22 bestimmt werden, ist es hilfreich, zuvor die Verwendung von dem Filtersystem 10 in einem Plattenlaufwerk zu diskutieren, das einen PRML-Lesekanal enthält, von dem das Filtersystem 10 ein Teil ist. Wie vorangehend erwähnt wurde, ist es der Zweck des Filtersystems, das in einem Lesekopf induzierte Signal auf einem Nominalsignalverlauf zu bearbeiten, der für die Maximal- Wahrscheinlichkeits-Detektion abgetastet werden kann.
• Bei der Erfindung wird betrachtet, dass die Übertragungsrate über die Plattenoberfläche verändert werden kann, wobei Verfahren verwendet werden, die in dem US-Patent Nr. 4 799 112, das am 17. Januar 1989 an Bremmer u. a. erteilt wurde und in dem US-Patent Nr. 5 087 992, das am 11. Februar 1992 an Dahandeh u. a. erteilt wurde, beschrieben sind, um die Maximierung der Fähigkeit zum Speichern von Daten auf einem Plattenlaufwerk zu ermöglichen, das die Erfindung benutzt. Dem entsprechend werden die adaptiven Parameter nicht nur durch Einstellen des Filtersystems 10 zum Ausgleich von Variationen bzw. Schwankungen im Spektrum des in dem Lesekopf induzierten Signals mit dem Datenspurradius eingestellt, sondern auch, um es dem Filtersystem zu ermöglichen, für die Schwankung der Übertragungsräte über die Platte eingestellt zu werden. Sind die adaptiven Parameter einmal bestimmt, werden sie auf speziellen Spuren auf einer oder mehreren Platten in dem Plattenlaufwerk gespeichert, um darauffolgend während des Hochfahrens des Plattenlaufwerks gelesen und verwendet zu werden.
• Wie vorangehend dargelegt, enthalten die Verzögerungselemente des analogen, adaptiven, verallgemeinerten Transversalentzerrers 22, der in Fig. 5 gezeigt ist, Frequenzdomänenfilterabschnitte 92 bis 98, die beachtliche Schwankungen der Betriebs-Charakteristik haben können. Zur Verdeutlichung zeigt Fig. 6 eine grafische Darstellung von Analogsignal-Impulsen, die von Abgriffstellen der Filterabschnitte 92 bis 98 aus Fig. 5 erhalten werden. Genauer gesagt zeigt der analoge Signalimpuls 152 aus Fig. 6 das erste Abgriffstellensignal oder einen Impuls von dem Eingabesignalweg 20 (wie es in Fig. 1 gezeigt ist) zu dem ersten Verzögerungs-Filterabschnitt 92 (aus Fig. 5). Die darauf folgenden analogen Signalimpulse 154, 156, 168 bzw. 160 zeigen Störungen, die in dem analogen Signalimpuls 152 als ein Ergebnis der Ausbreitung über die nicht-idealen Verzögerungs-Filterabschnitte 92 bis 98 auftreten. Wie es in Fig. 6 gezeigt ist, ergeben sich beachtliche Störungen in der Signalform, einschließlich der Magnitude, und Phasenstörungen als Ergebnis der Ausbreitung des Impulses durch diese nicht- idealen Verzögerungselemente. Natürlich ermöglicht die Erfindung den Einsatz solcher nicht-idealer Verzögerungselemente in der verallgemeinerten Transversalentzerrer- Schaltung und gleicht diese Störungen aus, um präzise Zeitdomänenfilterung für den PRML-Lesekanal zu liefern.
• Entsprechend der Beschreibung der Bauweise und des Betriebs der Schaltung aus Fig. 5, die vorangehend gegeben wurde, werden die in Fig. 6 gezeigten Impulse an die Gilbert- Zellen-Multiplizierer 100, 102, 104, 106 bzw. 108 geliefert. Die entsprechenden fünf Steuereingaben an den Signalwegen 110, 112, 114, 116 und 118 liefern die Multiplikationskoeffizienten der Multiplizierer, um entweder One-Time- Adaption (wie etwa während der Plattenherstellung) oder Real- Time-Continuous-Adaption zu ermöglichen, wenn Daten von der Platte gelesen werden.
• Während der One-Time-Adaption wird der verallgemeinerte Transversalentzerrer 22 anfänglich adaptiert, um eine gewünschte Ausgabesignalform in Abhängigkeit von einem spezifischen Eingabe-Impuls oder Sequenz von Impulsen zu liefern. Insbesondere Fig. 7 liefert ein vereinfachtes Flussdiagramm, das die Schritte darstellt, die während einer solchen Offline-One-Time-Adaption der Schaltung durchgeführt werden.
• Fig. 7 zeigt den verallgemeinerten Verfahrensfluss dieser One-Time-Adaption, die bei Block 162 beginnt, wo die Abgriffstellensignale oder Tap-Signale von dem Transversalentzerrer 22 digitalisiert werden. Genauer gesagt wird eine Testausrüstung außerhalb des Plattenlaufwerks (wie etwa ein Oversampling-Digitalisierer mit einer Abtastrate, die wesentlich höher als die des PRML-Kanals im Plattenlaufwerk ist) zum sequentiellen Digitalisieren der Abgriffstellensignale verwendet, wobei ein gemeinsamer Synchronisationspunkt und ein vorgegebener injizierter Testimpuls oder eine Sequenz von Impulsen verwendet wird. Während der Digitalisierung sind die Ausgaben des Multiplizierers (100, 102, 104, 106 und 108 aus Fig. 5) alle auf Null eingestellt, mit Ausnahme des Multiplizierers entsprechend der Abgriffstelle, die gemessen wird, die auf ein Maximum gesetzt wird.
• Wenn einmal die Abgriffstellensignale im Block 162 digitalisiert sind, geht der Verfahrensfluss weiter mit Block 164, wobei ein Zeitbezug entsprechend der Maximalenergie eines Signals an der mittleren Abgriffstelle des Entzerrers bestimmt wird. Dieser Zeitbezug wird als ein Bezugspunkt für die Mitte des Target-Type-Signals verwendet, wie etwa ein Signal der Klasse PR4 (entweder ein Einzelimpuls oder eine spezielle Sequenz). Wenn einmal dieser Bezugspunkt bestimmt ist, geht der Verfahrensfluss mit Block 166, wie gezeigt, weiter, wobei ein minimales LMS-Fehlerkriterium (kleinstes Fehlerquadrat) spezifiziert wird. Genauer gesagt enthält der Block 166 das Festlegen eines LMS-Fehlers zwischen einer zentrierten Target-Form (siehe vorangehend "dn"-Größen in Gleichung (2)) und einem tatsächlichen entzerrten Ausgabesignal zu Zeiten entsprechend den Kanaldatenraten- Abtastpunkten.
• Block 168 zeigt, dass wenn einmal das LMS- Fehlerkriterium festgelegt ist, die optimalen Abgriffstellengewicht aus einer Reihe linearer Gleichungen (siehe vorangehend Gleichungen (4)) bestimmt werden. Es ist zu erkennen, dass die linearen Gleichungen (siehe vorangehend Gleichung (4)), die das Verhalten des verallgemeinerten Transversalentzerrers zeigen, unterschiedlich und komplexer sind als für Transversalentzerrer des Standes der Technik, und dass die Überabtastung, die durch den Block 162 (aus Fig. 7) geliefert wird, zum Bestimmen der Koeffizienten dieser linearen Gleichungen nötig ist. Ein wichtiger Unterschied des verallgemeinerten Transversalentzerrer-Falls ist, dass keine Annahmen bezüglich der Werte der Verzögerung der verallgemeinerten Verzögerungselemente gemacht werden, statt dessen wird auf die tatsächlichen Daten vertraut, die von den Abgriffstellensignalen erhalten werden, um geeignete Abgriffstellengewichte zu bestimmen. Des weiteren wurde gefunden, dass der verallgemeinerte Transversalentzerrer 22 der Erfindung relativ große Ausmaße von Verzögerungsschwankungen aufnehmen kann (bis zu 50% der Bit- Verzögerung in einem PRML-Lesekanal). Wenn einmal die Abgriffstellengewichte identifiziert sind, geht der Fluss aus Fig. 7 weiter mit Block 170, wobei die Abgriffstellengewichte eingestellt werden und anschließend Signale durch den Transversalentzerrer 22 durchgeleitet werden, um das korrekte Verhalten der Schaltung zu überprüfen, das heißt um zu bestimmen, ob die erhaltenen Abgriffstellengewichte zu geeigneten Zeitdomänenfiltern der Eingangsimpulse führen. Wenn gewünscht können die tatsächlichen entzerrten gefilterten Impulse mit einem Ziel-Impuls verglichen werden, um zu bestimmen, ob die Entzerrung in annehmbare Grenzen fällt. Wenn die Abgriffstellengewichte als richtig befunden werden, werden dann die Abgriffstellengewichte durch das Plattenlaufwerk gespeichert, wie es im Block 172 gezeigt ist. Ansonsten kann es nötig sein, die Parameter des Vorfilters 14 (aus Fig. 1) zu ändern, um eine zufriedenstellende Entzerrung zu erhalten.
• In Fig. 8 sind grafische Darstellungen entzerrter gefilterter Impulse 174 gezeigt, die vom Block 170 aus dem Fluss von Fig. 7 erhalten wurden, sowie von Ziel-Impulsen 176. Wie es in Fig. 8 gezeigt ist, stimmt der gefilterte Impulse 174 sehr gut mit dem Ziel-Impuls 176 überein, auch wenn nicht-ideale Verzögerungselemente in den Transversalentzerrer 22 verwendet werden, die gestörtes Ansprechverhalten haben, wie es in Fig. 6 gezeigt ist. Genauer gesagt zeigt eine Betrachtung der Fig. 6 und 8 die Unterschiede zwischen dem herkömmlichen analogen Transversalentzerrer des Standes der Technik und dem verallgemeinerten Transversalentzerrer der Erfindung. Das heißt, wie es vorangehend erläutert wurde, der Stand der Technik erfordert den Einsatz genauer, annähernd idealer Verzögerungselemente, um effektive Entzerrung zu liefern, wobei die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung, wie es in Fig. 6 und 8 gezeigt ist, ausgezeichnete Zeitdomänenfilterung mit nicht-idealen Verzögerungselementen bereitstellen kann. Nach Ende der Durchsicht der Off-line-On-Time-Adaption ist zu erkennen, dass andere Modi der Adaption verwendet werden können, einschließlich Echtzeit-Adaption in einem PRML- Lesekanal eines Plattenlaufwerks. Im Allgemeinen ist zu erkennen, dass bei der Mehrzahl der praktischen Systeme ein grundlegender LMS-Fehlerkriterium-Ansatz bei verschiedenen Modus-Modifikationen und -Kombinationen verwendet werden kann, einschließlich "Blind"-LMS-Entzerrung (bei den Daten), LMS-Entzerrung beruhend auf Trainingsmustern und verschiedenen Vorzeichen-LMS-Entzerrungen. Jedoch liefert die folgende Beschreibung eine verallgemeinerte Ansicht der adaptiven Echtzeit-Entzerrung, die bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, wie sie vorangehend dargelegt wurde, verwendet werden kann.
• Wie es in dem Gersho-Dokument dargelegt ist, verwendet der bekannte analoge adaptive Transversalentzerrer ideale Verzögerungen, adaptive Echtzeit-Entzerrung und eine Abtastrate in einem Kommunikationssignal, die gleich der Kanal-Bit-Rate ist. Das Durchführen einer adaptiven Echtzeit- Zeitdomänenentzerrung für solch ein System entsprechend dem Gersho-Dokument umfasst das Herausfinden einer iterativen Lösung eines Systems linearer Gleichungen, die das Verhalten des Entzerrers regeln, ohne dass Kenntnis der Koeffizienten der zugrundeliegenden Gleichung erforderlich wäre. Alles was nötig ist, ist es, alle Kreuzkorrelationen zwischen den Werten des Entzerrungsfehlers an der Entzetrer-Ausgabe und der Werte der Abgriffstellensignale bei den Abtastmomenten auf Null (iterativ) zu reduzieren.
• Daher, wenn die Ausgabe des Signalpfads 24 des verallgemeinerten Transversalentzerrers 22 aus Fig. 5 mit der Bit-Rate abgetastet wird, und die mittlere Verzögerung der nicht-idealen Verzögerungsfilterabschnitte 92 bis 98 gleich dem Bit-Intervall ist, kann der gleiche iterative Ansatz bei dem verallgemeinerten Transversalentzerrer 22 zum Durchführen der Echtzeit-Adaption verwendet werden. Somit kann, um effektiv Echtzeit-Adaption bei dem verallgemeinerten Transversalentzerrer 22 mit der Bit-Ratenabtastung zu implementieren, es wünschenswert sein (im Vergleich zu der Off-line-One-Time-Adaption), die Toleranz beim Mittelwert der Verzögerungen der Filterabschnitte 92 bis 98 beizubehalten, um so diese gleich einem Bit-Intervall und relativ konstant während der Betriebszustände des Plattenlaufwerks zu erhalten. In allen anderen Aspekten können die Filterabschnitte 92 bis 98 weiterhin in großem Ausmaß nicht perfekte Ansprech-Charakteristik haben.
• Es ist klar, dass die Erfindung gut ausgestaltet ist, um die Aufgaben zu erzielen, und um die Zwecke und Vorteile zu erreichen, die erwähnt wurden, wie auch solche, die inhärent sind. Während eine gegenwärtig bevorzugte Ausführungsform zum Zwecke der Offenbarung beschrieben ist, können verschiedene Änderungen vorgenommen werden, die sich dem Fachmann von selbst zeigen und im Geist der Erfindung mit umfasst sind, wie sie offenbart und in den beiliegenden Ansprüchen festgelegt ist.
• Die vorangehende Beschreibung wurde nur als Beispiel gegeben und es wird vom Fachmann wahrgenommen, dass Modifikationen vorgenommen werden können, ohne vom Rahmen der Erfindung abzuweichen.

Claims (10)

1. Verallgemeinerter analoger adaptiver Transversal- Entzerrer (22), gekennzeichnet durch:

eine Verzögerungsschaltung (90) mit einer Mehrzahl in Reihe geschalteter analoger Frequenz-Domän-Filterabschnitte (92, 94, 96, 98) und adaptiven Parametersignal- Bestimmungsmitteln zum kontinuierlichen Bestimmen und Ausgeben eines adaptiven Parametersignals für jeden Filterabschnitt, bei dem eine Übertragungsfunktion für jeden Filterabschnitt angepasst ist, so dass sie kontinuierlich in Übereinstimmung mit dem adaptiven Parametersignal veränderbar ist;

eine Mehrzahl analoger Multiplizierer (100, 102, 104, 106, 108) mit Steuereingängen, wobei die Multiplizierer mit ausgewählten Abgriffstellen der Verzögerungsschaltung verbunden sind, wodurch die Ausgaben der Multiplizierer Signale sind, welche Amplituden haben, die Vielfaches der Amplituden der Signale bei den Abgriffstellen sind, die von Abgriffgewichtssignalen bestimmt werden, welche von den Steuereingängen der Multiplizierer empfangen werden; und

Analog-Summiermittel (120), die mit den Multiplizierern zum Addieren der Ausgaben der Multiplizierer verbunden sind.

2. Verallgemeinerter analoger adaptiver Transversal- Entzerrer nach Anspruch 1, bei dem die analogen adaptiven Filterabschnitte ausgewählt sind aus Tiefpaßfiltern, Bandpaßfiltern und Tiefpaßfiltern mit einem Boost im Durchlaßband.

3. Verallgemeinerter analoger adaptiver Transversal- Entzerrer nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Übertragungsfunktion für jeden Filterabschnitt angepaßt ist, um unabhängig von einer Datenrate des Entzerrers kontinuierlich veränderbar zu sein.

4. Verallgemeinerter analoger adaptiver Transversal- Entzerrer nach einem der vorangehenden Ansprüche, der des weiteren umfaßt: Abgriffgewichtsignal-Bestimmungsmittel zum kontinuierlichen Bestimmen und Ausgeben von Abgriffgewichtsignalen.

5. Verallgemeinerter analoger adaptiver Transversal- Entzerrer nach Anspruch 4, bei dem das adaptive Parameter Signalbestimmungsmittel angepaßt ist, um ein oder mehrere Sätze von adaptiven Parametern für jeden Filterabschnitt auszugeben, und wobei jeder dieser Sätze von adaptiven Parametern einem Datenratenband des Entzerrers entspricht.

6. Filtersystem mit:

einem Pre-Filter-Adaptivparametersignal- Bestimmungsmittel zum kontinuierlichen Bestimmen und Ausgeben eines Pre-Filter-Adaptivparametersignals;

einem analogen adaptiven Pre-Filter, das zum Empfang des Pre-Filter-Adaptivparametersignals angepasst ist, wobei eine Übertragungsfunktion des Pre-Filters angepasst ist, so dass sie kontinuierlich in Übereinstimmung mit dem Pre-Filter- Adaptivparametersignal veränderbar ist; und

einem verallgemeinerten analogen adaptiven Transversal- Entzerrer nach einem der vorangehenden Ansprüche, der zum Empfang einer Ausgabe des analogen adaptiven Pre-Filters ausgestaltet.

7. Filtersystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem Eigenschaften des analogen adaptiven Pre-Filters und des verallgemeinerten analogen adaptiven Entzerrers im wesentlichen unabhängig von Toleranzen ihrer Bauteile sind.

8. Filtersystem nach Anspruch 6 oder 7, bei dem das Filtersystem Teil eines PRML-Lesekanals (partial response maximal likelyhood-Lesekanal) für ein Plattenlaufwerk bildet.

9. Filtersystem nach einem der Ansprüche 6 bis 8, bei dem das adaptive Parametersignal in einem magnetischen Datenspeichermittel gespeichert wird.

10. Verfahren zum Entzerren eines Eingangssignals in einem Kommunikationssignal, gekennzeichnet durch das Umfassen der Schritte:

kontinuierliches Bestimmen und Ausgeben eines adaptiven Parametersignals;

sequentielles Filtern des Eingabesignals in einer Mehrzahl in Reihe geschalteter analoger Filterabschnitte (92, 94, 96, 98), wobei jeder analoge Filterabschnitt das Eingangssignal in Übereinstimmung mit einer Übertragungsfunktion filtert, die in Übereinstimmung mit dem adaptiven Parametersignal bestimmt wird, und wobei das adaptive Parametersignal die gewünschten Zeitverzögerungen für jeden analogen Filterabschnitt steuert;

Bereitstellen von Abgriffsignalen von Abgriffstellen zwischen benachbarten analogen Filterabschnitten;

Bereitstellen von Abgriffgewichtungssignalen (110, 112, 114, 116) entsprechend jeder der Abgriffstellen;

Multiplizieren der Abgriffsignale mit den jeweiligen Abgriffgewichtssignale zur Erzeugung multiplizierter Ausgabesignale; und

Aufsummieren der mulitplizierten Ausgabesignale, um ein entzerrtes Ausgabesignal (24) bereitzustellen.