DE69218725T2

DE69218725T2 - Spannungsregler

Info

Publication number: DE69218725T2
Application number: DE69218725T
Authority: DE
Inventors: Werner Elmer
Original assignee: Texas Instruments Deutschland GmbH
Current assignee: Texas Instruments Deutschland GmbH
Priority date: 1991-11-15
Filing date: 1992-11-11
Publication date: 1997-10-23
Anticipated expiration: 2012-11-12
Also published as: DE4137730A1; JPH06112789A; JP3269676B2; EP0542225A3; DE69218725D1; DE4137730C2; EP0542225B1; US5488288A; EP0542225A2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Spannungsregelschaltung der im Oberbegriff des Anspruchs 1 definierten Art.
Wesentliche Faktoren, die die Schaltzeit von CMOS- und BICMOS- Schaltungen beeinflussen und diese erhöhen oder erniedrigen, sind die Betriebsspannung, die Umgebungstemperatur und die Kanallänge der in den Schaltungen enthaltenen Transistoren. Unter "Schaltzeit" wird dabei die Verzögerungszeitdauer verstanden, die zwischen einer Änderung des Eingangssignals der Schaltung und einer dadurch ausgelösten Änderung des Ausgangssignals auftritt.
An Module oder Chips von Mikroprozessor-Systemen und insbesondere an Takttreiber solcher Systeme werden jedoch hinsichtlich ihrer Schaltzeiten hohe Anforderungen gestellt: Erstens müssen verschiedene Gatter, die im Gehäuse eines Takttreibers untergebracht sind, engen Schaltzeittoleranzen (< 0,5 ns) genügen. Zweitens müssen die Schaltzeiten von verschiedenen Chips oder Modulen, die aus unterschiedlichen Fertigungsserien stammen und demzufolge einer Herstellungprozeßstreuung unterliegen, innerhalb enger Toleranzbereiche (< 1,0 ns) bezüglich der Schaltzeiten liegen. Drittens sollten Schaltzeiten der Chips moderner Mikroprozessor-Systeme mit hohen Taktraten nur geringfügig von Temperatur- und Betriebsspannungsschwankungen beeinflußt werden.
Chips mit sämtlich in einem Gehäuse untergebrachtem Gatter, deren Schaltzeiten in einem Toleranzbereich von etwa 0,5 ns liegen, können bereits nach herkömmlichen Fertigungsmethoden hergestellt werden. Enge Toleranzbereiche für die Schaltzeiten von Chips verschiedener Fertigungsserien können mit den herkömmlichen Herstellungsverfahren jedoch nicht erzielt werden. Ein weiterer Nachteil herkömmlicher Mikroprozessor-Systeme besteht darin, daß die Schaltzeiten verschiedener Chips des Systems unterschiedlich stark durch die Umgebungstemperatur und durch Betriebsspannungsschwankungen verändert werden, so daß enge Toleranzintervalle von weniger als 1,0 ns nicht eingehalten werden können.
Werden Chips, deren Schaltzeiten im erforderlichen Toleranzbereich liegen, nach herkömmlichen Methoden hergestellt, wird aus großen Fertigungschargen nur eine geringe Ausbeute erzielt. Hinzu kommt noch ein sehr hoher Testaufwand, der die Chips noch teurer macht. Ein solches Herstellungsverfahren ist jedoch sowohl für den Hersteller als auch für den Anwender äußerst unwirtschaftlich.
Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht daher darin, eine in ein Halbleitersubstrat integrierte Schaltungsanordnung zu schaffen, deren Schaltzeiten innerhalb eng begrenzter Toleranzbereiche liegen.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß ein Temperatursensor in eine Spannungsregelschaltung eingeführt wird, die eine interne Betriebsspannung für die digitale Schaltung herstellt, so daß es ermöglicht wird, daß die interne Betriebsspannung in entgegengesetzter Beziehung zu einer temperaturbedingten Veränderung der Schaltgeschwindigkeit der digitalen Schaltung gemäß dem kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 eingestellt wird. Bei einer Schaltungsanordnung mit diesen Merkmalen werden die temperaturbedingten Einflüsse auf die Schaltzeit beseitigt, so daß auch bei relativ großen Änderungen der Einsatztemperatur der Schaltungsanordnung ein enger Toleranzbereich der Schaltzeit eingehalten wird.
In einer speziellen Ausführung ist der Temperatursensor durch eine Diode gebildet, die als Bauteil zu der Spannungsregelschaltung gehört, und er wird in Verbindung mit einer Referenzspannungsquelle, einem bipolaren Transistor und einem Operationsverstärker betrieben. Die Diode ist parallel mit einem als Bauteil in einem Spannungsteiler enthaltenen Widerstand verbunden, wobei die Diode eine Temperaturfühlereigenschaft aufweist, die die Einstellung der an dem Ausgangsanschluß der Spannungsregelschaltung hergestellten internen Betriebsspannung zum Anlegen an die digitale Schaltung bewirkt, indem eine Diodenspannung geliefert wird, die Temperaturänderungen entgegenwirkt.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun anhand der Zeichnungen näher erläutert, in denen:
Fig. 1 eine herkömmliche Schaltung zur Erzeugung und Aufrechterhaltung einer internen Betriebsspannung zeigt,
Fig. 2 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Ausgleichen einer temperaturbedingten Schaltzeitänderung zeigt.
Fig. 1 zeigt eine bekannte Regelschaltung 10, die aus einer externen Versorgungsspannung Vb eine interne Betriebsspannung Vib erzeugt und diese auf einem einstellbaren Wert weitgehend konstant hält. Eine Regelschaltung dieser Art ist beispielsweise in "Halbleitertechnik" von U. Tietze und Ch. Schenk, Springer Verlag, 8. Auflage, 1986, Seite 524, 525 beschrieben. Die Regelschaltung 10 weist einen Anschluß 12 zum Anlegen einer externen Versorgungsspannung Vb und einen Ausgang A auf. Ein weiterer Anschluß 14 ist an Masse V&sub0; angeschlossen. Ein Operationsverstärker OP ist mit seinem nichtinvertierenden Eingang 18 an eine hochgenaue Referenzspannungsquelle 16 mit einer Referenzspannung Vref angeschlossen. Solche hochgenauen Referenzspannungsquellen sind bekannt und beispielsweise in "BIPOLAR AND MOS ANALOG INTEGRATED CIRCUIT DESIGN" von Alan B. Grebene, Verlag John Wiley & Sons, 1984, Seiten 266 ff. unter dem Stichwort "Band-Gap Reference Circuits" beschrieben. Am nichtinvertierenden Eingang 18 liegt folglich die Referenzspannung Vref an. Der invertierende Eingang 20 des Operationsverstärkers OP ist an einen Spannungsteiler R&sub1;, R&sub3; angeschlossen. Über den Widerstand R&sub1; ist der invertierende Eingang 20 einerseits mit dem an Masse liegenden Anschluß 14 und andererseits über den Widerstand R&sub3; mit dem Kollektor eines pnp-Transistors Q verbunden.
Der Emitter des Transistors Q ist mit dem an der Versorgungsspannung Vb liegenden Anschluß verbunden. Die Basis des Transistors Q ist mit einem weiteren Spannungsteiler R&sub5;, R&sub6; verbunden. Der eine Widerstand R&sub5; führt zum Ausgangsanschluß 22 des Operationsverstärkers OP, und der andere Widerstand R&sub6; führt zu dem an der Versorgungsspannung Vb liegenden Anschluß 12. Die durch diese Schaltung zu erzeugende innere Betriebsspannung Vib wird am Kollektor des Transistors Q abgegriffen und kann über den Ausgang A einer digitalen Schaltung C zugeführt werden. Durch die oben beschriebene Schaltung wird die am Ausgang A anliegende interne Betriebsspannung Vib konstant gehalten. Der Wert der Betriebsspannung Vib hängt von der Referenzspannung Vref und von den Werten der Widerstände R&sub1; und R&sub3; ab.
Die Schaltung der Fig. 1 funktioniert im einzelnen folgendermaßen: Im Ruhezustand, d.h. bei unveränderlicher Versorgungsspannung Vb, erzeugt die beschriebene Regelschaltung, wie oben erwähnt, am Ausgang A die interne Betriebsspannung Vib mit einem vom Wert der Referenzspannung Vref und vom Wert der Widerstände R&sub1; und R&sub3; abhängigen Wert. Die Regelschaltung versucht dabei stets, die Differenz zwischen den Spannungen an den beiden Eingängen 18 und 20 des Operationsverstärkers 22 auf Null zu verringern. Dies bedeutet, daß der Operationsverstärker OP an seinem Ausgang 22 einen Strom erzeugt, der am Verbindungspunkt der beiden Widerstände R&sub5; und R&sub6; einen Spannungsabfall erzeugt, der als Basisspannung den Transistor Q so ansteuert, daß dessen Kollektorstrom IC am Verbindungspunkt der Widerstände R&sub1; und R&sub3; eine Spannung erzeugt, die gleich der Referenzspannung Vref ist. Wenn die Versorgungsspannung Vb ansteigt, hat dies auch ein Ansteigen des Kollektorstroms IC des Transistors Q zur Folge, so daß sich am invertierenden Eingang 20 des Operationsverstärkers OP eine Spannung einstellt, die größer als die Referenzspannung Vref ist. Somit liegt zwischen den beiden Eingängen 18 und 20 des Operationsverstärkers OP eine Spannungsdifferenz vor, die eine Änderung des Ausgangsstroms am Ausgang 22 zur Folge hat. Dieser geänderte Ausgangsstrom führt zu einer solchen Änderung der Basisvorspannung des Transistors Q&sub1;, daß dessen Kollektorstrom IC kleiner wird, bis schließlich der Spannungsabfall am invertierenden Eingang 20 des Operationsverstärkers OP wieder den Wert der Referenzspannung Vref annimmt. Auf diese Weise wird dem Ansteigen der internen Betriebsspannung Vib durch einen Anstieg der Versorgungsspannung Vb durch die Regelschaltung 10 entgegengewirkt. Bei einem Absinken der Versorgungsspannung Vb tritt die entgegengesetzte Wirkung ein, indem einem Absinken der internen Betriebsspannung Vib entgegengewirkt wird. Somit erfüllt die Regelschaltung 10 die angestrebte Wirkung, nämlich die interne Betriebsspannung Vib auf einem durch die Referenzspannung Vref und die Widerstände R&sub1; und R&sub3; festgelegten Wert konstant zu halten.
Fig. 2 zeigt eine Schaltungsanordnung, in der durch Nachregeln der internen Betriebsspannung der Einfluß der Umgebungstemperatur auf die Schaltzeit weitgehend beseitigt wird. Diese Schaltungsanordnung stimmt weitgehend mit der Schaltungsanordnung der Fig. 1 überein, wobei für übereinstimmende Bauelemente und Schaltungsteile die gleichen Bezugszeichen verwendet wurden.
Im Unterschied zu der Schaltungsanordnung von Fig. 1 ist bei der Schaltungsanordnung der Fig. 2 eine als Temperaturfühler dienende Diode D parallel zu einem ersten Teil R1a des in zwei Teile R1a und R1b aufgeteilten Widerstands R&sub1; eingefügt, wobei dieser erste Teil R1a des Widerstands R&sub1; und die Diode D jeweils einseitig an Masse liegen. Das Temperaturverhalten der Diode D und insbesondere die Diodenspannung UAK sind genau bekannt. Diese Diodenspannung UAK nimmt mit zunehmender Temperatur um 2 mV/ºC ab. Dieser Effekt führt bei einer Temperaturänderung zu einer Änderung des durch den Widerstand R&sub1; fließenden Stroms und somit zu einer Änderung der Spannung am invertierenden Eingang 20 des Operationsverstärkers OP.
Da der Operationsverstärker OP versucht, die Spannung am invertierenden Eingang 20 gleich der Referenzspannung Vref zu machen, bewirkt eine Stromänderung im Widerstand R1a eine Änderung des Ausgangsstroms des Operationsverstärkers OP und somit eine Änderung der internen Betriebsspannung Vib durch Beeinflussung des Kollektorstroms des Transistors Q. Steigt nun die Temperatur, so sinkt die Diodenspannung UAK und bewirkt eine Erhöhung des durch den Widerstand R1a fließenden Stroms Folglich fließt auch durch R1b und R&sub3; ein erhöhter Strom, der zu einer Veränderung der Spannung am Eingang 20 des Operationsverstärkers OP führt. Somit verschiebt sich der Regelpunkt der Regelschaltung in der Weise, daß die interne Betriebsspannung Vib zu einem höheren Wert verschoben wird. Sinkt hingegen die Umgebungstemperatur, so wird der Strom, der durch R1a fließt, erniedrigt. Analog zu dem vorher beschriebenen Vorgang führt dies im Regelkreis zu einer Verschiebung der internen Betriebsspannung Vib zu niedrigeren Werten.
Auf diese Weise kann die beschriebene Schaltungsanordnung von Fig. 2 einer Verkürzung der Schaltzeit aufgrund von Temperaturerhöhung durch Erhöhen der internen Betriebsspannung Vib entgegenwirken. Damit können für solche Schaltungsanordnungen engere Toleranzintervalle gesetzt und eingehalten werden.

Claims

1. Spannungsregelschaltung zum Erzeugen einer internen einstellbaren Betriebsspannung aus einer externen Versorgungsspannung und zum Halten der internen Betriebsspannung auf einem im wesentlichen konstanten einstellbaren Wert, wobei die Spannungsregelschaltung enthält:

eine Eingangsklemme (Vb) für den Empfang einer externen Versorgungsspannung;

einen Operationsverstärker (OP) mit invertierenden und nicht invertierenden Eingängen (20, 18) und einem Ausgang (22), wobei der invertierende Eingang des Operationsverstärkers mit der Eingangsklemme verbunden ist;

einen bipolaren Transistor (Q) mit Basis-, Emitter- und Kollektorelektroden, der zwischen die Eingangsklemme und den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers eingefügt ist, wobei die Emitterelektrode des bipolaren Transistors mit der Eingangsklemme verbunden ist, während die Kollektorelektrode des bipolaren Transistors mit dem invertierenden Eingang (20) des Operationsverstärkers (OP) verbunden ist;

eine Rückkopplungsschleife, die den Ausgang (22) des Operationsverstärkers (OP) mit der Basiselektrode des bipolaren Transistors (Q) verbindet;

eine Referenzspannungsquelle (16) zum Erzeugen einer Referenzspannung (Vref), die mit dem nicht invertierenden Eingang (18) des Operationsverstärkers (OP) verbunden ist;

eine mit der Kollektorelektrode des bipolaren Transistors (Q) verbundene Ausgangsklemme (A), an der die interne Betriebsspannung für die Verwendung in einer digitalen Schaltung erzeugt wird;

einen Spannungsteiler mit ersten und zweiten, in Serie geschalteten Widerständen (R&sub3;, R&sub1;), wobei die distalen Enden der ersten und zweiten Widerstände mit der Kollektorelektrode des bipolaren Transistors bzw. mit Masse verbunden sind;

wobei der invertierende Eingang (20) des Operationsverstärkers (OP) mit einem ersten Schaltungspunkt verbunden ist, der zwischen den ersten und zweiten Widerständen liegt; und

wobei die Referenzspannungsquelle (16) auch an Masse angeschlossen ist;

dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsteiler einen dritten Widerstand (R1a) enthält, der mit den ersten und zweiten Widerständen (R&sub3;, R1b) in Serie geschaltet ist und zwischen dem zweiten Transistor (R1b) und Masse liegt;

daß eine Diode (D) parallel zu dem dritten Widerstand (R1a) geschaltet ist und mit ihrer Anode mit einem zweiten Schaltungspunkt verbunden ist, der zwischen dem zweiten und dem dritten Widerstand liegt, während ihre Kathode zwischen der Referenzspannungsquelle und Masse angeschlossen ist; und

wobei die Diode eine temperaturempfindliche Kennlinie hat, die die Einstellung der internen Betriebsspannung bewirkt, die an der Ausgangsklemme (A) erzeugt wird, indem eine mit Temperaturänderungen umgekehrt in Beziehung stehende Diodenspannung erzeugt wird.

2. Spannungsregelschaltung nach Anspruch 1, ferner gekennzeichnet durch einen zweiten Spannungsteiler, der vierte und fünfte, in Serie geschaltete Widerstände (R&sub6;, R&sub5;) enthält, wobei die distalen Enden der vierten und fünften Widerstände des zweiten Spannungsteilers mit der Emitterelektrode des bipolaren Transistors (Q) bzw. mit dem Ausgang des Operationsverstärkers (OP) verbunden sind und wobei die Basiselektrode des bipolaren Transistors mit dem zweiten Spannungsteiler an einem Schaltungspunkt verbunden ist, der zwischen den vierten und fünften, in Serie geschalteten Widerständen liegt.

3. Integrierte Schaltung mit einer Spannungsregelschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei welcher die integrierte Schaltung ein Halbleitersubstrat aufweist, auf dem die Spannungsregelschaltung angeordnet ist und wobei eine digitale Schaltung mit einer Schaltgeschwindigkeit zwischen den Logikzuständen "0" und "1" auf dem Halbleitersubstrat mit der Spannungsregelschaltung angeordnet ist;

dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltgeschwindigkeit zwischen den Logikzuständen "0" und "1" der digitalen Schaltung variabel und von einer internen Betriebsspannung abhängig ist, die durch die Spannungsregelschaltung erzeugt wird;

wobei die Ausgangsklemme der Spannungsregelschaltung mit der digitalen Schaltung verbunden ist, um die von der Spannungsregelschaltung erzeugte interne Betriebsspannung an die digitale Schaltung zu liefern;

wobei die Schaltgeschwindigkeit der digitalen Schaltung ferner einer temperaturabhängigen Änderung ausgesetzt ist und

wobei die Diode der Spannungsregelschaltung, die Einstellung der an der Ausgangsklemme der Spannungsregelschaltung für die Eingabe in die digitale Schaltung erzeugten internen Betriebsspannung bewirkt, indem eine Diodenspannung erzeugt wird, die mit Änderungen der Temperatur umgekehrt in Beziehung steht, so daß sich die an der Ausgangsklemme der Spannungsregelschaltung für die Eingabe in die digitale Schaltung umgekehrt bezüglich einer temperaturabhängigen Änderung der Schaltgeschwindigkeit der digitalen Schaltung ändern.