DE4137730A1 - In einer halbleiterschaltung integrierte schaltungsanordnung - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine in einer Halbleiterschaltung integrierte Schaltungsanordnung zum Er­ zeugen einer internen Betriebsspannung für eine in demselben Halbleitersubstrat integrierte digitale Schaltung mit bipola­ ren Bauelementen und Feldeffekt-Bauelementen aus einer exter­ nen Versorgungsspannung, wobei die digitale Schaltung eine betriebsspannungsabhängig veränderliche Schaltgeschwindigkeit hat, mit einem einstellbaren Regelkreis für die interne Be­ triebsspannung.

Wesentliche Faktoren, die die Schaltzeit von CMOS- und BICMOS- Schaltungen beeinflussen und diese erhöhen oder ernie­ drigen, sind die Betriebsspannung, die Umgebungstemperatur und die Kanallänge der in den Schaltungen enthaltenen Tran­ sistoren. Unter "Schaltzeit" wird dabei die Verzögerungszeit­ dauer verstanden, die zwischen einer Änderung des Eingangs­ signals der Schaltung und einer dadurch ausgelösten Änderung des Ausgangssignals auftritt.

An Bausteine von Mikroprozessor-Systemen und insbesondere an Takttreiber solcher Systeme werden jedoch hohe Anforderungen hinsichtlich ihrer Schaltzeiten gestellt: Erstens müssen ver­ schiedene Gatter, die im Gehäuse eines Takttreibers unterge­ bracht sind, engen Schaltzeittoleranzen (<0,5 ns) genügen. Zweitens müssen auch Schaltzeiten von verschiedenen Baustei­ nen, die aus unterschiedlichen Fertigungsserien stammen und demzufolge einer Herstellungsprozeßstreuung unterliegen, in­ nerhalb enger Toleranzbereiche (<1,0 ns) bzgl. der Schaltzei­ ten liegen. Drittens dürfen Schaltzeiten der Bausteine moder­ ner Mikroprozessorsysteme mit hohen Taktraten nur geringfügig von Temperatur- und Betriebsspannungsschwankungen beeinflußt werden.

Bausteine mit sämtlich in einem Gehäuse untergebrachtem Gat­ ter, deren Schaltzeiten in einem Toleranzbereich von etwa 0,5 ns liegen, können bereits nach herkömmlichen Fertigungsmetho­ den hergestellt werden. Enge Toleranzbereiche für die Schalt­ zeiten von Bausteinen verschiedener Fertigungsserien können mit den herkömmlichen Herstellungsmethoden jedoch nicht er­ zielt werden. Ein weiterer Nachteil herkömmlicher Mikropro­ zessorsysteme besteht darin, daß die Schaltzeiten verschiede­ ner Bausteine des Systems unterschiedlich stark durch die Umgebungstemperatur und durch Betriebsspannungsschwankungen verändert werden, so daß enge Toleranzintervalle von weniger als 1,0 ns nicht eingehalten werden können.

Werden Bausteine, deren Schaltzeiten im erforderlichen Tole­ ranzbereich liegen, nach herkömmlichen Methoden hergestellt, wird aus großen Fertigungschargen eine nur geringe Ausbeute erzielt. Hinzu kommt noch ein sehr hoher Testaufwand, der die Bausteine noch teurer macht. Ein solches Herstellungsverfah­ ren ist jedoch sowohl für den Hersteller als auch für den Anwender äußerst unwirtschaftlich.

Daher ist es Aufgabe der Erfindung, eine in einem Halbleiter­ substrat integrierte Schaltungsanordnung zu schaffen, deren Schaltzeiten innerhalb eng gesetzter Toleranzgrenzen liegen. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmalen gelöst. In einer Schaltungsanordnung, die diese Merkmale aufweist, sind die temperaturbedingten Einflüsse auf die Schaltzeit besei­ tigt, so daß auch bei größeren Änderungen der Einsatztempera­ tur der Schaltungsanordnung ein enger Toleranzbereich der Schaltzeit eingehalten wird.

Vorteilhafte Weiterbildungen dieser Lösung sind in den Unter­ ansprüchen 2 und 3 gekennzeichnet.

Eine weitere Lösung der Aufgabe besteht in der Anwendung der Merkmale des kennzeichnenden Teils des Patentanspruchs 4. In einer Schaltungsanordnung, die diese Merkmale aufweist, wer­ den die Einflüsse auf die Schaltzeit kompensiert, die sich aus dem Herstellungsverfahren der integrierten Bauelemente in der digitalen Schaltung ergeben.

Vorteilhafte Weiterbildungen dieser weiteren Lösung sind in den Unteransprüchen 5 und 6 gekennzeichnet.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine herkömmliche Schaltung zur Erzeugung und Auf­ rechterhaltung einer internen Betriebsspannung,

Fig. 2 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Aus­ gleichen einer temperaturbedingten Schaltzeitänderung,

Fig. 3 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Aus­ gleichen einer durch Herstellungsprozeßstreuungen be­ dingten Schaltzeitänderung,

Fig. 4 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Aus­ gleichen einer durch Temperaturschwankungen und durch Herstellungsprozeßstreuungen verursachten Schaltzeit­ änderung.

Fig. 1 zeigt einen bekannten Regelkreis 10, der aus einer externen Versorgungsspannung V_b eine interne Betriebsspannung V_ib erzeugt und diese auf einem einstellbaren Wert weitgehend konstant hält. Ein Regelkreis dieser Art ist beispielsweise in "Halbleitertechnik" von U. Tietze und Ch. Schenk, Sprin­ ger-Verlag, 8. Auflage, 1986, S. 524, 525, beschrieben. Der Regelkreis 10 weist einen Anschluß 12 zum Anlegen der exter­ nen Versorgungsspannung V_b und einen Ausgang A auf. Ein wei­ terer Anschluß 14 liegt an Masse V₀. Ein Operationsverstärker OP ist mit seinem nichtinvertierenden Eingang 18 an eine hochgenaue Referenzspannungsquelle 16 mit einer Referenzspan­ nung V_ref angeschlossen. Solche hochgenauen Referenzspan­ nungsquellen sind bekannt und beispielsweise in "BIPOLAR AND MOS ANALOG INTEGRATED CIRCUIT DESIGN" von Alan B. Grebene, Verlag John Wiley & Sons, 1984, Seiten 266 ff, unter dem Stichwort "Band-Gap Reference Circuits" beschrieben. Am nichtinvertierenden Eingang 18 liegt folglich die Referenz­ spannung V_ref an. Der invertierende Eingang 20 des Opera­ tionsverstärkers OP ist an einen Spannungsteiler R₁, R₃ ange­ schlossen. Über den Widerstand R₁ ist der invertierende Ein­ gang 20 einerseits mit dem an Masse liegenden Anschluß 14 und andererseits über Widerstand R₃ mit dem Kollektor eines pnp- Transistors Q verbunden. Der Emitter des Transistors Q ist mit dem an der Versorgungsspannung V_b liegenden Anschluß ver­ bunden. Die Basis des Transistors Q ist mit einem weiteren Spannungsteiler R₅, R₆ verbunden. Der eine Widerstand R₅ führt zum Ausgangsanschluß 22 des Operationsverstärkers OP, und der andere Widerstand R₆ führt zu dem an der Versorgungs­ spannung V_b liegenden Anschluß 12. Die durch diese Schaltung zu erzeugende innere Betriebsspannung V_ib wird am Kollektor des Transistors Q abgegriffen und kann über den Ausgang A einer digitalen Schaltung C zugeführt werden. Durch die oben beschriebene Schaltung wird die am Ausgang A anliegende in­ terne Betriebsspannung V_ib konstant gehalten. Der Wert der Betriebsspannung V_ib hängt von der Referenzspannung V_ref und von den Werten der Widerstände R₁ und R₃ ab.

Die Schaltung aus Fig. 1 funktioniert im einzelnen folgender­ maßen: Im Ruhezustand, also bei unveränderlicher Versorgungs­ spannung V_b′ erzeugt der beschriebene Regelkreis, wie oben erwähnt, am Ausgang A die interne Betriebsspannung V_ib mit einem vom Wert der Referenzspannung V_ref und vom Wert der Wi­ derstände R₁ und R₃ abhängigen Wert. Im Regelkreis wird dabei stets versucht, die Differenz zwischen den Spannungen an den beiden Eingängen 18 und 20 des Operationsverstärkers 22 auf Null zu verringern. Dies bedeutet, daß der Operationsverstär­ ker OP an seinem Ausgang 22 einen Strom erzeugt, der am Ver­ bindungspunkt der beiden Widerstände R₅ und R₆ einen Span­ nungsabfall erzeugt, der als Basisspannung den Transistor Q so ansteuert, daß dessen Kollektorstrom I_c am Verbindungs­ punkt der Widerstände R₁ und R₃ eine Spannung erzeugt, die gleich der Referenzspannung V_ref ist. Wenn die Versorgungs­ spannung V_b ansteigt, hat dies auch ein Ansteigen des Kollek­ torstroms I_c des Transistors Q zur Folge, so daß sich am in­ vertierenden Eingang 20 des Operationsverstärkers OP eine Spannung einstellt, die größer als die Referenzspannung V_ref ist. Somit liegt zwischen den beiden Eingängen 18 und 20 des Operationsverstärkers OP eine Spannungsdifferenz vor, die eine Änderung des Ausgangsstroms am Ausgang 22 zur Folge hat. Dieser geänderte Ausgangsstrom führt zu einer solchen Ände­ rung der Basisvorspannung des Transistors Q₁, daß dessen Kol­ lektorstrom I_c kleiner wird, bis schließlich der Spannungsab­ fall am invertierenden Eingang 20 des Operationsverstärkers OP wieder den Wert der Referenzspannung V_ref annimmt. Auf diese Weise wird dem Ansteigen der internen Betriebsspannung V_ib aufgrund eines Anstiegs der Versorgungsspannung V_b durch den Regelkreis 10 entgegengewirkt. Bei einem Absinken der Versorgungsspannung V_b tritt die entgegengesetzte Wirkung ein, indem einem Absinken der internen Betriebsspannung V_ib entgegengewirkt wird. Somit erfüllt die Regelschaltung 10 die angestrebte Wirkung, nämlich die interne Betriebsspannung V_ib auf einem durch die Referenzspannung V_ref und die Widerstände R₁ und R₃ festgelegten Wert konstant zu halten.

Fig. 2 zeigt eine Schaltungsanordnung, in der durch Nachre­ geln der internen Betriebsspannung der Einfluß der Umgebungs­ temperatur auf die Schaltzeit weitgehend ausgeschaltet wird. Diese Schaltungsanordnung stimmt weitgehend mit der Schal­ tungsanordnung von Fig. 1 überein, für übereinstimmende Bau­ elemente und Schaltungsteile sind daher die gleichen Bezugs­ zeichen verwendet.

Im Unterschied zur Schaltungsanordnung von Fig. 1 ist bei der Schaltungsanordnung von Fig. 2 eine als Temperaturfühler die­ nende Diode D parallel zu einem ersten Teil R_1a des in zwei Teile R_1a und R_1b aufgeteilten Widerstands R₁ eingefügt, wo­ bei dieser erste Teil R_1a des Widerstands R₁ und die Diode D jeweils einseitig an Masse liegen. Das Temperaturverhalten der Diode D und insbesondere der Diodenspannung U_AK ist genau bekannt. Diese Diodenspannung U_AK nimmt mit zunehmender Tem­ peratur um 2 mV/°C ab. Dieser Effekt führt bei einer Tempera­ turänderung zu einer Änderung des durch den Widerstand R₁ fließenden Stroms und somit zu einer Änderung der Spannung am invertierenden Eingang 20 des Operationsverstärkers OP.

Da der Operationsverstärker OP versucht, die Spannung am in­ vertierenden Eingang 20 gleich der Referenzspannung V_ref zu machen, bewirkt eine Stromänderung im Widerstand R_1a eine Änderung des Ausgangsstroms des Operationsverstärkers OP und somit eine Änderung der internen Betriebsspannung V_ib durch Beeinflussung des Kollektorstroms des Transistors Q. Steigt nun die Temperatur, so sinkt die Diodenspannung U_AK und be­ wirkt eine Erhöhung des durch den Widerstand R_1a fließenden Stroms. Folglich fließt auch durch R_1b und R₃ ein erhöhter Strom, der zu einer Veränderung der Spannung am Eingang 20 des Operationsverstärkers OP führt. Somit verschiebt sich der Regelpunkt der Regelschaltung in der Weise, daß die interne Betriebsspannung V_ib zu einem höheren Wert verschoben wird.

Sinkt hingegen die Umgebungstemperatur, so wird der Strom, der durch R_1a fließt, erniedrigt. Analog zu dem zuvor be­ schriebenen Vorgang führt dies im Regelkreis zu einer Ver­ schiebung der internen Betriebsspannung V_ib zu niedrigeren Werten.

Auf diese Weise kann die beschriebene Schaltungsanordnung von Fig. 2 einer Verkürzung der Schaltzeit infolge einer Tempera­ turerhöhung durch Erhöhung der internen Betriebsspannung V_ib entgegenwirken. Damit können für solche Schaltungsanordnun­ gen engere Toleranzintervalle gesetzt und eingehalten werden.

Die durch Streuungen des Herstellungsprozesses bedingten Schwankungen der Schaltzeit digitaler Schaltungen können weitgehend mittels der in Fig. 3 abgebildeten Schaltungsan­ ordnung eliminiert werden.

Die Schaltungsanordnung von Fig. 3 unterscheidet sich von der Schaltungsanordnung von Fig. 1 dadurch, daß der Widerstand R₃ in zwei Widerstandsteile R_3a und R_3b aufgeteilt ist und daß zum Widerstandsteil R_3b die Source-Drain-Strecke eines P-Ka­ nal-Feldeffekttransistors P sowie die Source-Drain-Strecke eines N-Kanal-Feldeffekttransistors N parallel geschaltet sind. Die Gate-Elektrode des P-Kanal-Feldeffekttransistors liegt an Masse, und die Gate-Elektrode des N-Kanal-Transi­ stors N ist mit dem Kollektor des Transistors Q und somit mit dem Ausgang A verbunden, der die intern erzeugte Betriebs­ spannung V_ib liefert. Beide Feldeffekttransistoren sind in dieser Schaltung als Stromquelle geschaltet.

Die beiden Feldeffekttransistoren werden als Referenzbauele­ mente für entsprechende Feldeffekttransistoren in der digita­ len Schaltung C benutzt. Da sie mit dem gleichen Herstel­ lungsprozeß erzeugt werden wie die entsprechenden Feldeffekt­ transistoren in der digitalen Schaltung C, unterliegen sie auch den gleichen Streuungen des Herstellungsprozesses. Diese Streuungen führen unter anderem zu unterschiedlichen Kanal­ längen der Feldeffekttransistoren, die wiederum Auswirkungen auf die Schaltzeit der hergestellten digitalen Schaltung ha­ ben. Wie anschließend aus der Funktionsbeschreibung der Schaltungsanordnung von Fig. 3 hervorgeht, sind die beiden Feldeffekttransistoren P und N so in den Regelkreis einge­ fügt, daß die durch die Streuungen des Herstellungsprozesses bedingten Änderungen der Schaltzeit durch eine entsprechende Änderung der vom Regelkreis erzeugten internen Betriebsspan­ nung V_ib kompensiert werden.

Wenn im Verlauf des Herstellungsprozesses die Feldeffekttran­ sistoren Kanallängen erhalten, die kürzer als die angestrebte Sollänge ist, fließt durch die Feldeffekttransistoren ein erhöhter Strom. Dieser erhöhte Strom hat in der digitalen Schaltung C eine Verkürzung der Schaltzeit zur Folge, so daß sie unter Umständen nicht mehr im zugelassenen Toleranzbe­ reich liegt. Da aber auch die parallel zum Widerstandsteil R_3b geschalteten Feldeffekttransistoren P und N verkürzte Kanäle aufweisen, fließt durch den Widerstandsteil R_3b ein geringerer Strom, so daß an diesem Widerstandsteil auch ein geringerer Spannungsabfall auftritt, der sich unmittelbar in einer Verringerung der internen Betriebsspannung V_ib aus­ drückt. Durch Herabsetzung der internen Betriebsspannung V_ib wird die Schaltzeit verlängert, so daß also durch die Verän­ derung der internen Betriebsspannung V_ib der durch den Her­ stellungsprozeß bedingten Veränderung der Schaltzeit entge­ gengewirkt wird. Durch eine entsprechende Dimensionierung der Feldeffekttransistoren P und N sowie der Widerstände im Re­ gelkreis kann eine sehr gute Kompensation der Schaltzeitver­ änderung erreicht werden.

Bei einer herstellungsprozeßbedingten Verlängerung der Kanal­ länge tritt eine entsprechende Kompensation durch eine Erhö­ hung der internen Betriebsspannung V_ib ein, da wie beim zuvor geschilderten Fall die Vergrößerung der Kanallänge auch bei den Feldeffekttransistoren P und N in Erscheinung tritt.

Bei der in Fig. 3 dargestellten Schaltungsanordnung ist es somit möglich, auch bei Streuungen des Herstellungsprozesses und insbesondere der Kanallängen der Feldeffekttransistoren enge Toleranzgrenzen der Schaltzeit einzuhalten.

In Fig. 4 ist eine Schaltungsanordnung dargestellt, bei der die Möglichkeiten zur Einwirkung auf die interne Betriebs­ spannung V_ib gemäß den Schaltungsanordnungen von Fig. 2 und Fig. 3 vereinigt sind. Dies bedeutet, daß bei Anwendung der Schaltungsanordnung von Fig. 4 eng tolerierte Schaltzeiten auch bei größeren Temperaturschwankungen und größeren Streu­ ungen des Herstellungsprozesses eingehalten werden können, so daß die Ausbeute bei der Herstellung integrierter Schaltungen für die Anwendung in schnellen Mikroprozessor-Systemen be­ trächtlich erhöht werden kann. In der Schaltungsanordnung von Fig. 4 sind die gleichen Bezugszeichen wie in den Schaltungs­ anordnungen der Fig. 2 und 3 verwendet, so daß sich eine de­ taillierte Beschreibung dieser Schaltungsanordnung erübrigt.

Sind beim Herstellungsprozeß Transistoren mit zu geringer Kanallänge angefertigt worden, fließt ein erhöhter Strom durch die MOS-Transistoren. Dadurch fließt durch den parallel geschalteten Widerstand R_3b ein geringerer Strom, wodurch der Spannungsabfall am Widerstand R_3b und somit das interne Be­ triebsspannungspotential verringert wird. Ist eine Prozeßab­ weichung in umgekehrter Richtung vorhanden, d. h. sind die Kanallängen der MOS-Transistoren beim Herstellungsprozeß zu lang geraten, so sinkt der durch die MOS-Transistoren flie­ ßende Strom. Dadurch fließt ein erhöhter Strom durch den Wi­ derstand R₄, wodurch der Spannungsabfall am Widerstand R₄ erhöht wird und somit eine Erhöhung des internen Betriebspo­ tentials V_ib erzielt wird.

Claims (7)

1. In einer Halbleiterschaltung integrierte Schaltungsanord­ nung zum Erzeugen einer internen Betriebsspannung für eine in demselben Halbleitersubstrat integrierte digitale Schaltung mit bipolaren Bauelementen und Feldeffekt-Bauelementen aus einer externen Versorgungsspannung, wobei die digitale Schal­ tung eine betriebsspannungsabhängig veränderliche Schaltge­ schwindigkeit hat, mit einem einstellbaren Regelkreis für die interne Betriebsspannung, dadurch gekennzeichnet, daß in den Regelkreis (10) ein Temperaturfühler (D) derart eingefügt ist, daß sich die erzeugte interne Betriebsspannung (V_ib) gegenläufig zu einer temperaturbedingten Veränderung der Schaltgeschwindigkeit der digitalen Schaltung (C) verändert.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß der Temperaturfühler eine integrierte Diode (D) ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeich­ net, daß der Regelkreis einen Operationsverstärker (OP) ent­ hält, an dessen nichtinvertierendem Eingang (18) eine Refe­ renzspannung (V_ref) liegt und an dessen invertierendem Ein­ gang (20) eine von der Versorgungsspannung (V_b) mittels eines Spannungsteilers (Q, R_1a, R_1b, R₃) abgeleitete Spannung liegt, wobei der Spannungsteiler aus einer zwischen der Ver­ sorgungsspannung (V_b) und Masse (V₀) liegenden Serienschal­ tung der Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors (Q), eines Widerstandes (R₃) zwischen dem Kollektor des Transi­ stors (Q) und dem invertierenden Eingang (20) des Operations­ verstärkers (OP) und zwei weiteren Widerständen (R_1a, R_1b) zwischen dem invertierenden Eingang (20) des Operationsver­ stärkers (OP) und Masse (V₀) besteht, und wobei der Ausgang des Operationsverstärkers (OP) über einen Spannungsteiler (R₅, R₆) an die Versorgungsspannung (V_b) gelegt ist, dessen Abgriff an die Basis des Transistors (Q) angeschlossen ist, und daß die Diode (D) zwischen dem Verbindungspunkt der bei­ den zwischen dem invertierenden Eingang (20) des Operations­ verstärkers (OP) und Masse (V₀) liegenden Widerstände R_1b) und Masse (V₀) eingefügt ist.

4. In einer Halbleiterschaltung integrierte Schaltungsanord­ nung zum Erzeugen einer internen Betriebsspannung für eine in demselben Halbleitersubstrat integrierte digitale Schaltung mit bipolaren Bauelementen und Feldeffekt-Bauelementen aus einer externen Versorgungsspannung, wobei die digitale Schal­ tung eine betriebsspannungsabhängig veränderliche Schaltge­ schwindigkeit hat, mit einem einstellbaren Regelkreis für die interne Betriebsspannung, dadurch gekennzeichnet, daß in den Regelkreis (10) Kompensations-Bauelemente (P, N), deren elek­ trische Kenngrößen den elektrischen Kenngrößen entsprechender Bauelemente in der digitalen Schaltung (C) entsprechen, der­ art eingefügt sind, daß sich die erzeugte interne Betriebs­ spannung (V_ib) in Richtung einer Kompensation einer durch die elektrischen Kenngrößen der Bauelemente in der digitalen Schaltung (C) bedingten Veränderung der Schaltgeschwindigkeit verändert.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeich­ net, daß die Kompensations-Bauelemente (P, N) aus einem P- Kanal-Feldeffekttransistor (P) und aus einem N-Kanal-Feld­ effekttransistor (N) bestehen, die gleichzeitig und mittels der gleichen Prozeßschritte wie entsprechende Bauelemente in der digitalen Schaltung (C) hergestellt sind.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeich­ net, daß der Regelkreis einen Operationsverstärker (OP) ent­ hält, an dessen nichtinvertierendem Eingang (18) eine Refe­ renzspannung (V_ref) liegt und an dessen invertierendem Ein­ gang (20) eine von der Versorgungsspannung (V_b) mittels eines Spannungsteilers (Q, R_3b, R_3a, R₁) abgeleitete Spannung liegt, wobei der Spannungsteiler aus einer zwischen der Ver­ sorgungsspannung (V_b) und Masse (V₀) liegenden Serienschal­ tung der Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors (Q), zwei Widerständen (R_3a, R_3b) zwischen dem Kollektor des Transistors (Q) und dem invertierenden Eingang (20) des Ope­ rationsverstärkers (OP) und einem weiteren Widerstand (R₁) zwischen dem invertierenden Eingang (20) des Operationsver­ stärkers (OP) und Masse (V₀) besteht, und wobei der Ausgang des Operationsverstärkers über einen Spannungsteiler (R₅, R₆) an die Versorgungsspannung (V_b) gelegt ist, dessen Abgriff an die Basis des Transistors (Q) angeschlossen ist, daß die Source-Drain-Strecke des P-Kanal-Feldeffekttransistors paral­ lel zu dem mit dem Kollektor des Transistors (Q) verbundenen Widerstand (R_3b) liegt, während seine Gate-Elektrode an Masse (V₀) gelegt ist, und daß die Source-Drain-Strecke des N-Ka­ nal-Feldeffekttransistors ebenfalls parallel zu dem mit dem Kollektor des Transistors (Q) verbundenen Widerstand (R_3b) gelegt ist, während seine Gate-Elektrode am Kollektor des Transistors (Q) angeschlossen ist.

7. In einem Halbleitersubstrat integrierte Schaltungsanord­ nung, gekennzeichnet durch die Kombination der Merkmale der Patentansprüche 1 bis 6.