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Diese Erfindung bezieht sich auf einen Schaltkreis für
eine automatische Temperaturkompensation einer
Vorrichtung des Typus, der wirksam ist, um eine Spannung als
eine Funktion eines physikalischen Parameters zu
erzeugen, aber einer vorbestimmten Variation der Funktion
mit der Temperatur über einen vorbestimmten
Temperaturbereich unterworfen ist. Eine derartige Vorrichtung
kann z. B. ein Sensor sein, in welchem die Temperatur
die Beziehung zwischen der Ausgangsspannung und dem
erfaßten Parameter variiert, oder kann als ein anderes
Beispiel ein elektronischer
Signalspannungsverarbeitungsschaltkreis sein, in welchem die Temperatur die
Beziehung zwischen den Eingangs- und Ausgangsspannungen
variiert.
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Ein spezifisches Beispiel eines Gerätes, an welches
diese Erfindung gut angepaßt ist, ist eine integrierte
piezoresistive Druckzelle. Ein derartiger Sensor umfaßt
eine Brückenanordnung von piezoresistiven Elementen auf
einer druckabhängigen Silizium-Membran, welche eine
differentielle Ausgangsspannung erzeugt, die den erfaßten
Druck darstellt. Derartige Druckzellen sind wohl
bekannt, temperaturabhängig zu sein; und die bekannte
Technik zeigt Temperaturkompensationsschemen für sie.
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Die typische Temperaturkompensation für eine derartige
Druckzelle schließt es ein, die Versorgungsspannung
über die piezoresistive Brücke selbst zu kompensieren,
um die Temperaturabhängigkeit der differentiellen
Ausgangsspannung zu vermindern, wie z. B. in dem US-Patent
4,480,478 gezeigt. Dies schließt im allgemeinen die
Zufügung von Thermistor-Netzwerken ober- und/oder
unterhalb der Brücke ein. Dies hat jedoch den unerwünschten
Effekt, die gesamte Versorgungsspannung über die Brücke
selbst zu verringern, mit einer daraus folgenden
Verringerung
der erzeugten differentiellen Ausgangsspannung.
Fachleute in der elektronischen Signalverarbeitung
werden erkennen, daß es in einem Sensor wünschenswert ist,
die Sensor-Ausgangsspannung zu maximieren, um das
Signal/Rausch-Verhältnis zu erhöhen und den Bedarf für
Verstärkung in dem folgenden ausgangssignal-verarbeitenden
Schaltkreis zu verringern. In dem Fall eines passiven
Sensors wie einer piezoresistiven Brücke wird die
maximale Ausgangsspannung erreicht, indem die volle
Versorgungsspannung über die Brücke angelegt wird.
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Zusätzlich schließt die Temperaturkompensation
herkömmlicher Technik oft Schaltkreise in einer
Vielzahl von Technologien ein, welche auf einem Substrat
kombiniert werden müssen und welche eine große Anzahl
von Einstellungen oder Trimmungen erfordern, in vielen
Fällen einschließlich von funktionellen
Hochtemperatur-Einstellungen. Zum Beispiel ist ein
Temperatur-Kompensations-Schaltkreis vorhergehender Technik ein
Hybrid-Schaltkreis, welcher einen Operationsverstärker
verwendet, spezielle Dickfilmwiderstände,
lasereinstellbare Dickfilmwiderstände und ein tragendes
Keramiksubstrat. Derartige Anordnungs-Techniken erhöhen die
Kosten und die Größe der Sensor-Packung. Zusätzlich
erfordert jeder funktionelle Erhöhte-Temperaturtest eine
speziell entworfene
Einzelverwendungs-Bearbeitungsvorrichtung, um die zusammengebaute Einheit bei einer präzise
gesteuerten erhöhten Temperatur zu halten und zu
testen. Diese Ausrüstung erhöht die Herstellungskosten
weiter.
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Die Patentzusammenfassung von Japan, JP-A-55-155253
offenbart einen Ausgangskompensationsschaltkreis für
Brükkentypus-Meßschaltkreise. Die US-A-3 668 440 beschreibt
einen monolithischen
Vierquadranten-Multiplikationsschaltkreis, dessen Ausgang temperaturkompensiert ist.
"Advances in Instrumentation", Band 30, Nummer 4, 1975,
Seiten 1-12, behandelt die Temperaturmessung unter
Verwendung eines monolithischen Transistorpaars. Die
Technik der Messung der Temperatur basiert auf der
Beziehung zwischen dem Kollektorstrom und der
Basis-zu-Emitter-Spannung für einen NPN- Siliziumtransistor.
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Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, die oben
genannten Nachteile zu überwinden.
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Zu diesem Zweck wird ein
Temperaturkompensationschaltkreis in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung
durch die Merkmale gekennzeichnet, die in dem
kennzeichnenden Teil von Anspruch 1 ausgeführt sind.
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Die vorliegende Erfindung ist ein
Temperaturkompensationsschaltkreis für eine Vorrichtung, die wirksam ist,
um eine Spannung als eine Funktion eines physikalischen
Parameters zu erzeugen, aber einer vorbestimmten
Variation der Funktion mit der Temperatur über einen
vorbestimmten Temperaturbereich unterworfen ist. Es wird für
den korrekten Betrieb des Schaltkreises dieser
Erfindung erfordert, daß die Vorrichtung durch einen
Nullwert des Eingangsparameters gekennzeichnet ist, für
welchen die erzeugte Spannung über den vorbestimmten
Temperaturbereich Null ist.
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Der Temperaturkompensationsschaltkreis umfaßt einen
Spannungs-zu-Strom-Konverter, der von der erzeugten
Spannung abhängt, um einen Proportionalstrom zu
erzeugen, einen Stromerzeuger mit Elementen, die auf die
Temperatur des Gerätes ansprechen, um ein Paar von
Kompensationsströmen zu erzeugen, die damit in einer
vorbestimmten Weise variieren, so daß das Verhältnis der
Kompensationsströme eine gewünschte Temperaturkompensation
verkörpert, und einen Steilheits- oder
Transkonduktanz-Multiplizierer, der wirksam ist, um den
Proportionalstrom mit dem Verhältnis der Kompensationsströme zu
multiplizieren, um einen kompensierten Ausgangsstrom zu
erzeugen. Wenn eine Spannungsausgabe erwünscht ist,
umfaßt die Erfindung weiter einen
Strom-zu-Spannungs-Konverter, der auf den kompensierten Ausgangsstrom
anspricht, um eine kompensierte Ausgangsspannung zu
erzeugen.
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Da die Temperaturkompensationsschaltung nur auf den
Ausgang des Gerätes wirkt, kann das Gerät der vollen
Versorgungsspannung für maximale Ausgangsspannungsniveaus
unterworfen werden. Der
Temperaturkompensationsschaltkreis ist in einem einzigen bipolaren
Siliziumchip realisierbar, was das separate Keramik-Substrat
eliminiert und es ihm (dem Chip) erlaubt, mit dem Gerät
in einer Packung minimaler Größe kombiniert zu werden.
In dem spezifischen Fall eines bipolaren integrierten
Druck übertragers wie vorhergehend beschrieben kann die
gesamte Packung gerade zwei Chips enthalten: Einen für
die Druckzelle und einen für den
Temperaturkompensationsschaltkreis. Die kleine Größe reduziert nicht nur
die Kosten- und Befestigungs-Einschränkungen sondern
reduziert auch Temperaturdifferenzen zwischen der Zelle
und den temperatur-erfassenden Elementen des
Kompensationsschaltkreises zwecks einer akkurateren
Temperaturkompensation. Die einfache
Anpassungsfähigkeit des Schaltkreises an die bipolare Technologie
trägt auch zur Akkuranz bei, da die bipolare
Technologie selbst sehr akkurate Temperaturfuntionen
ermöglicht.
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Die vorliegende Erfindung wird nun beispielsweise
beschrieben mit Bezug auf die folgende Beschreibung eines
bevorzugten Ausführungsbeispiels und der begleitenden
Zeichnung, in welcher:
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Figur 1 ein block- und schematisches Diagramm
einer Apparatur zeigt, die ein bevorzugtes
Ausführungsbeispiel der Erfindung umfaßt;
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Figuren 2a und 2b zusammen ein vollständiges
Schaltkreisdiagramm der Apparatur von Figur 1
zeigen; und
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Figur 3 eine Schar von Kurven der
Ausgangsspannung gegen den Druck für eine
Druckzelle für die Verwendung mit der
Apparatur von Figur 1 zeigt.
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Bezugnehmend auf Figur 1 umfaßt ein Brückenschaltkreis
10 Piezowiderstände 11, 12, 13 und 15, die so verbunden
sind, daß eine Versorgungsspannung Vcc an je ein Ende
der Piezowiderstände 11 und 12 angelegt ist, wobei die
Masse an je ein Ende der Piezowiderstände 13 und 15
angelegt ist. Der differentielle Brückenausgang ist von
dem Verbindungspunkt 16 der Piezowiderstände 11 und 13
und dem Verbindungspunkt 17 der Piezowiderstände 12 und
15 genommen und an die differentiellen Eingänge eines
differentiellen Spannungs-zu-Strom-Konverters 18
angelegt, in welchem ein Ausgangsstrom erzeugt wird,
welcher proportional zu der differentiellen
Eingangsspannung ist. Dieser Ausgangsstrom wird an einem
Transkonduktanz-Multiplizierer 20 geliefert, in welchem er mit
dem Verhältnis von einem Paar Kompensationsströmen
multipliziert wird, die in dem temperaturabhängigen
Stromerzeuger 21 erzeugt werden, um einen kompensierten
Ausgangsstrom vorzusehen. Der kompensierte Ausgangsstrom
wird in eine kompensierte Ausgangsspannung konvertiert
und in einem Ausgangsverstärkerschaltkreis 23
verstärkt, der einen Operationsverstärker 25 mit einem
Rückkopplungs- oder Ausgangswiderstand 26, einen
Offset-Einstellwiderstand 27 und eine vorspannende
Referenzspannung
Vcc/2 umfaßt. Der Ausgang des
Ausgangverstärker-Schaltkreises 23 ist eine Ausgangsspannung Vout
der Apparatur der Erfindung.
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Die Temperaturabhängigkeit einer piezoresistiven
Brükken-Druckzelle ist in den Kurven von Figur 3 gezeigt,
welche Kurven der Druckzellen-Ausgangsspannung als
einer Funktion des Drucks bei einer Anzahl von
Temperaturen wie angedeutet sind. Es kann gesehen werden, daß
alle Kurven einen einzigen Punkt bei einem Wert des
physikalischen Eingangsparameters kreuzen: d. h. der Wert
des physikalischen Eingangsparameters, für welchen die
Ausgangsspannung temperaturunabhängig ist. In Figur 3
ist dies als ein Nullwert gezeigt: d. h. das
Spannungsniveau ist Null über den gesamten verwendbaren
Temperaturbereich. Obwohl alle derartigen Druckzellen einen
Punkt haben, an welchem sich die Kurven von
verschiedenen Temperaturen kreuzen, tritt dies nicht automatisch
bei einem Nullspannungsniveau auf. Es ist notwendig für
den korrekten Betrieb der Apparatur dieser Erfindung,
daß die Druckzelle mit den kreuzenden Punkten auf der
Null-Spannungsachse genullt wird. Dies kann in einem
Erhöhte-Temperatur-Wafertest erreicht werden. Während die
Druckzellen noch in der Silizium-Waferform sind, werden
die Höhlungen geätzt, um Membrane zu bilden, und die
Zellen werden elektrostatisch an eine 60 mil dicke
Glasscheibe angehaftet und einer Ausgangs-Testung bei
Raumtemperatur und einer erhöhten Temperatur unterworfen,
und zwar mit einer abgleichenden Einstellung von einem
der Piezowiderstände, um den genullten
Druckzellen-Ausgang zu erzeugen. Das Testen und die Einstellung muß
stattfinden, nachdem die Zellen elektrostatisch an das
Glas angehaftet sind, da der Haftprozeß die
Zellcharakteristiken bezüglich dieser Variablen verändert. Die
Erzeugung einer genullten Druckzelle eliminiert die
Anforderung von irgendwelchen funktionellen
Erhöhte-Temperatur-Tests des Temperaturkompensationsschaltkreises der
Erfindung.
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Die Figuren 2a und 2b zeigen die Apparatur der
Erfindung in größerer Schaltkreis-Ausführlichkeit. Da der
Schaltkreis in bipolarer Technologie ausgeführt ist,
sind alle bezeichneten Transistoren bipolare
Transistoren. Zuerst bezugnehmend auf Figur 2b, sind ein
Widerstand 30 (14K) und ein NPN-Transistor 31 in Serie
zwischen die Versorgungsspannung Vcc und die Masse
geschaltet. Die Versorgungsspannung Vcc ist der Hoch-Anschluß
einer elektrischen
Standard-Gleichstrom-Leistungsversorgung, die fähig ist, einen elektrischen Strom wie er
durch eine Last gefordert ist, bei der
Versorgungsspannung Vcc, zu liefern, welche nominell z.B. 5,1 Volt
ist. Der NPN-Transistor 31 ist diodenverbunden, wobei
sein Kollektor mit seiner Basis kurzgeschlossen ist;
und seine Basis ist weiter mit der Basis eines anderen
NPN-Transistors 32 verbunden, der einen an Masse
gelegten Emitter und einen Kollektor hat, der durch einen
Unterkreuz-Widerstand 33 (500 Ohm) mit den Kollektor
eines PNP-Transistors 35 verbunden ist, der in Figur 2a
gezeigt ist und welcher einen Emitter, der mit der
Versorgungsspannung Vcc verbunden ist, und eine Basis hat,
die mit seinem Kollektor zwecks einer anderen
Diodenverbindung kurzgeschlossen ist. Ein Unterkreuz-Widerstand
ist ein Widerstand, welcher für
Schaltkreis-Auslegungszwecke beinhaltet ist, wo eine Leiterbahn eine andere
kreuzen muß. Er ist nicht für den Schaltkreisbetrieb
erwünscht, aber mit dem angedeuteten Widerstandswert
beeinflußt er die Schaltkreisoperation nicht signifikant
gegenteilig. Dieser und einige andere
Unterkreuz-Widerstände in dem Schaltkreis sind gezeigt, da sie in der
Auslegung des Ausführungsbeispiels verwendet wurden,
als es konstruiert und getestet wurde. Bei einer
Schaltkreisauslegung, die sie nicht erfordert, könnten sie
weggelassen werden.
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Im Betrieb leitet der NPN-Transistor (Diode) 31 einen
konstanten Strom, der durch die Versorgungsspannung und
den Widerstandswert von Widerstand 30 bestimmt wird,
wobei das Stromniveau z. B. 300 Mikroampere beträgt. Der
NPN-Transistor 32 ist in einer Stromspiegelbeziehung
mit dem NPN-Transistor 31 geschaltet, bei einem Drittel
der Emitterfläche, so daß er gezwungen wird, einen
konstanten Strom von 100 Mikroampere zu leiten, welcher
Strom auch durch den Serien-PNP-Transistor (Diode) 35
fließt.
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Der PNP-Transistor 35 ist in einer
Stromspiegel-Beziehung verschaltet, um die Ströme in einer Vielzahl
von PNP-Transistoren 36, 37, 38 und 40 festzulegen, die
in Figur 2a gezeigt sind, deren Basen alle mit der
Basis des PNP-Transistors 35 verbunden sind. Der PNP-
Transistor 36 hat einen Emitter, der direkt mit der
Versorgungsspannung Vcc verbunden ist, und eine
Emitterfläche viermal jener des PNP-Transistors 35, was einen
konstanten Strom von 400 Mikroampere vorsieht. Der PNP-
Transistor 37 hat einen Emitter, der mit der
Versorgungsspannung Vcc durch einen Widerstand 41 (2K)
verbunden ist, und hat eine Emitterfläche gleich der des PNP-
Transistors 35 für einen konstanten Strom von 20
Mikroampere. Der PNP-Transistor 38 hat einen an Fläche der
des PNP-Transistors 35 gleichen Emitter, welcher mit
der Versorgungsspannung Vcc durch einen Widerstand 42
(6K) für einen Konstantstrom von 12 Mikroampere
verbunden ist. Schließlich ist der PNP-Transistor 40 eine
Stromquelle mit einem Emitter der Fläche gleich der des
PNP-Transistors 35, wobei der Emitter des
PNP-Transistors 40 direkt mit der Versorgungsspannung Vcc
verbunden ist, um einen Konstantstrom von 100 Mikroampere
vorzusehen. So tragen die Transistoren, die in diesem und
dem vorhergehenden Paragraphen beschrieben sind, alle
Konstantströme, die durch die Versorgungsspannung, den
Widerstand 30 und ihre relativen Emitterflächen
festgesetzt
sind.
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Ein differentieller Spannungs-Zu-Strom-Konverter 18 ist
bei dem Linken von Figur 2a gezeigt. Der Kollektor des
PNP-Transistors 40 ist durch einen Widerstand 43 (4K)
mit dem Emitter eines PNP-Eingangstransistors 45
verbunden, durch einen Widerstand 46 (4K) mit dem Emitter
eines PNP-Eingangs-Transistors 47 und direkt mit dem
Kollektor eines NPN-Transistors 48, mit einem an Masse
gelegten Emitter von Fläche gleich der des
NPN-Transistors 32. Die Basis des PNP-Eingangs-Transistors 45 ist
durch einen Unterkreuz-Widerstand 50 (200 Ohm) mit
einem ersten differentiellen Eingang 51 des
Stromkonverters 18 verbunden, welcher (der erste differentielle
Eingang 51) z. B. mit dem Verbindungspunkt 16 des
Brükkenschaltkreises 10 verbunden ist. Die Basis des
PNP-Eingangs-Transistors 47 ist durch einen
Unterkreuz-Widerstand 52 (200 Ohm) mit einem zweiten
differentiellen Eingang 53 des Stromkonverters 18 verbunden,
welcher (der zweite differentielle Eingang 53) z. B.
mit der Verbindung 17 des Brückenschaltkreises 10
verbunden ist. Der Ausgang des Brückenschaltkreises 10 ist
so über die Basen der PNP-Eingangstransistoren 45 und
47 als eine differentielle Eingangsspannung Vdif an den
Stromkonverter 18 angelegt. Der Stromkonverter 18
erfordert für den richtigen Betrieb, daß Vdif, falls es
nicht Null ist, mit der höheren Spannung an dem ersten
differentiellen Eingang 51 und der niedrigeren an dem
zweiten differentiellen Eingang 52 angelegt wird. Die
PNP-Eingangs-Transistoren 45 und 47 haben jeder
Emitterflächen zweimal jener des PNP-Transistors 40.
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Der Kollektor des PNP-Eingangs-Transistors 45 ist durch
einen Unterkreuz-Widerstand 55 (774 Ohm) mit dem
Kollektor eines NPN-Spiegeltransistors 56 verbunden, dessen
Emitter durch einen Widerstand 57 (25K) mit dem
Kollektor eines NPN-Transistors 58 mit einem an Masse
gelegten
Emitter der Fläche gleich der des NPN-Transistors
32 verbunden ist. Der Kollektor des PNP-Eingangs-
Transistors 47 ist durch einen Unterkreuz-Widerstand 60
(774 Ohm) mit dem Kollektor eines
NPN-Spiegeltransistors 61 verbunden, dessen Emitter durch einen
Widerstand 62 (25K) mit dem Kollektor des NPN-Transistors
58 verbunden ist. So sind die stromtragenden Anschlüsse
(Emitter und Kollektor) des PNP-Eingangs-Transistors 45
in Serie zwischen dem Widerstand 43 und den
stromtragenden Anschlüssen (Emitter und Kollektor) des
NPN-Spiegel-Transistors 56 geschaltet. In gleicher Weise sind
die stromtragenden Anschlüsse des
PNP-Eingangs-Transistors 47 in Serie zwischen dem Widerstand 46 und
ähnliche stromtragende Anschlüsse des
NPN-Spiegel-Transistors 61 geschaltet. Die Basis des
NPN-Spiegel-Transistors 56 ist mit seinem Kollektor in einer
Diodenverbindung verbunden und auch mit der Basis des
NPN-Spiegel-Transistors 61, um einen Stromspiegel zu bilden,
was gleiche Ströme durch die PNP-Eingangs-Transistoren
45 und 47 festsetzt. Die Basis des NPN-Transistors 48
ist mit dem Kollektor des NPN-Transistors 58 verbunden,
dessen Basis mit der Basis eines NPN-Transistors 63 mit
einem an Masse gelegten Emitter und einem Kollektor
verbunden ist, der mit dem Kollektor des PNP-Transistors
38 verbunden ist. Der PNP-Transistor 38 hat einen
doppelten Kollektor, so daß der NPN-Transistor 63, dessen
Basis auch mit seinem Kollektor in einer
Diodenverbindung verbunden ist, die Hälfte des Stroms des
PNP-Transistors 38 oder 6 Mikroampere empfängt. Die
NPN-Transistoren 58 und 63 haben gleiche Emitterflächen, so daß
der Vorhergehende eine Stromquelle ist, die einen
Konstantstrom von 6 Mikroampere versickert. Dieser Strom
ist durch die Stromspiegelanordnung der NPN-Spiegel-
Transistoren 56 und 61 gleich geteilt, welche so jeder
3 Mikroampere tragen und die PNP-Eingangs-Transistoren
45 und 47 dazu zwingen, die gleichen Ströme zu tragen.
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Da die PNP-Eingangs-Transistoren 45 und 47 gleiche
Emitterströme haben, die darin festgesetzt sind, und
gleiche Emitterfläche, haben sie gleiche
Basis-/Emitter-Spannungen. Die differentielle Eingangsspannung
Vdif, die zwischen die Basen der
PNP-Eingangs-Transistoren 45 und 47 angelegt wird, wird aufwärts übersetzt
durch diese gleichen Basis-/Emitter-Spannungsabfälle zu
den Emittern der PNP-Eingangs-Transistoren 45 und 47,
so daß die gleiche Spannungsdifferenz zwischen den
Spannungsabfällen über die Widerstände 43 und 46 existiert.
Daher, wenn I&sub1; der Strom durch den Widerstand 43 und I&sub2;
der Strom durch den Widerstand 46 (von gleichem
Widerstandswert R) ist, dann Vdif = I&sub2;R - I&sub1;R = (I&sub2; - I&sub1;)R.
Der 100 Mikroampere-Strom aus dem PNP-Transistor 40
wird bei dem Verbindungspunkt 65 der Widerstände 43 und
46 aufgespalten werden, mit konstanten 3 Mikroampere,
die durch den Widerstand 43 fließen, und dem Rest, der
zwischen dem Widerstand 46 und dem NPN-Transistor 48
aufgespalten ist. Der durch den Widerstand 46 fließende
Strom ist durch die obige Beziehung bestimmt als I&sub2; =
I&sub1; + Vdif/R.
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Der Emitter des PNP-Eingangs-Transistors 47 ist jedoch
weiter mit dem Kollektor eines NPN-Transistors 66
verbunden (Teil des Transkonduktanz-Multiplizierers 20),
dessen (des Transistors) Emitter mit einem
NPN-Transistor 67 verbunden ist, der einen Emitter der Fläche
gleich der des NPN-Transistors 63 hat und durch einen
Widerstand 68 (1K) an Masse gelegt ist. Die Basis des
NPN-Transistors 67 ist mit dem Kollektor eines
NPN-Transistors 70 mit einem an Masse gelegten Emitter und
einer an die Basis des NPN-Transistors 63 geschalteten
Basis verbunden und ist weiter mit dem Emitter eines
NPN-Transistors 71 mit einem an die Versorgungsspannung
Vcc geschalteten Kollektor und einer mit dem Kollektor
des NPN-Spiegel-Transistors 61 verbundenen Basis
verbunden. Der Ausgangsstrom des differentiellen
Spannungs-Zu-Strom-Konverters
18 ist der Strom, der in den
Kollektor des NPN-Transistors 66 hinein fließt. Der
Strom I&sub2; durch den Widerstand 46 ist weiter zwischen
einem Strom gleich mit I&sub1;, der durch den Transistor 47
aufgrund des Stromspiegels der NPN-Spiegel-Transistoren
56 und 61 abgezogen wird, und dem Ausgangsstrom
(I&sub2; -I&sub1;) = Vdif /R gespalten. Dies legt die grundlegende
Beziehung des differentiellen
Spannungs-Zu-Stromkonverters fest: d.h. der Ausgangsstrom ist der
differentiellen Eingangsspannung proportional.
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Es kann gesehen werden, daß, wenn die
Differentialeingangsspannung Vdif Null ist, dies auch der
Ausgangsstrom in den Kollektor des NPN-Transistors 66 hinein
sein muß. Da es nur 3 Mikroampere geben wird, die durch
jeden der PNP-Eingangs-Transistoren 45 und 47 abgezogen
werden, müssen die verbleibenden 94 Mikroampere der
insgesamt 100 Mikroampere, die durch den PNP-Transistor 40
geliefert werden, durch den NPN-Transistor 48 fließen.
Dies ist durch die Tatsache sichergestellt, daß der
PNP-Transistor 48 durch den Stromspiegel in einer
derartigen Weise getrieben wird, als daß er den Extrastrom
nimmt. Wenn mehr Strom als die 3 Mikroampere durch die
NPN-Spiegeltransistoren 56 und 61 zu fließen beginnt,
wird zusätzlicher Basisansteuerstrom an den NPN-
Transistor 48 geliefert. Da der NPN-Transistor 58 den
zusätzlichen Strom nicht aufnehmen kann, bildet der
gesamte zusätzliche Strom aus beiden NPN-Spiegel-
Transistoren 56 und 61 diesen Basisansteuerstrom,
welcher in großem Maß durch das Beta des NPN-Transistor 48
verstärkt wird, weil es den Strom dort durch erhöht.
Die Folge ist eine große Erhöhung in dem Strom durch
den NPN-Transistor 48 für eine sehr kleine Erhöhung in
dem Strom durch die NPN-Spiegel-Transistoren 56 und 61,
wobei der Strom durch die letzteren Transistoren
einander gleich bleibt.
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Das gleiche gilt umgekehrt. Wenn sich die
differentiellen Eingangsspannung Vdif erhöht und den Ausgangsstrom
I&sub2; - I&sub1; dazu veranlaßt, sich zu erhöhen, und der Strom
durch die NPN-Spiegel-Transistoren 56 und 61 abzunehmen
versucht, wird ein steigender Anteil von diesen 94
Mikroampere weg von den NPN-Transistoren 48 durch den
Widerstand 46 nebengeschlossen, um den Spannungsabfall im
Widerstand 46 festzusetzen, der notwendig ist, um es
der Basis des PNP-Eingangs-Transistors 45 zu
ermöglichen, die des PNP-Eingangs-Transistors 47 um die
differentielle Eingangsspannung Vdif zu übertreffen und den
erforderten Ausgangsstrom zu erzeugen. Der NPN-
Transistor 48 wirkt daher als eine "Auf-
Anfrage-"Stromsenke, um den Strom aus dem PNP-Transistor 40, der
nicht für den Ausgang zum NPN-Transistor 66 gefordert
wird, aufzunehmen.
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Der niedrige Strom (3 Mikroampere) durch jeden der PNP-
Eingangs-Transistoren 45 und 47, der durch den
(Stromsenken)-NPN-Transistor 58 festgesetzt ist, schafft eine
Verringerung gegenüber der vorhergehenden Technik in
der Eingangsbelastung für den Schaltkreis, da diese
Transistoren weniger Basis-Ansteuerung aus einem
Eingangs-Treibe- oder Ansteuerschaltkreis wie einem
Brükkenschaltkreis 10 erfordern. Zusätzlich gibt es einen
anderen Vorteil aus der Verringerung des
Eingangs-Transistorstromes. Die Gleichung, die oben erzeugt wurde,
ist im wesentlichen korrekt, umfaßt aber tatsächlich
zumindest einen zusätzlichen Term, der einen sekundären
Effekt beschreibt. Die Gleichung mit diesem
zusätzlichen Term lautet (I&sub2; - I&sub1;) = Vdif/R&sub4;&sub6; - Is(1 -
R&sub4;&sub3;/R&sub4;&sub6;). In dieser Form der Gleichung sind R&sub4;&sub3; und R&sub4;&sub6;
die Widerstandswerte der Widerstände 43 bzw. 46, von
welchen nicht angenommen wird, absolut gleich zu sein,
und Is ist der Strom durch den PNP-Eingangs-Transistor
45 oder den Transistor 47. Wenn R&sub4;&sub3; = R&sub4;&sub6; verringert
sich der zusätzliche Term zu Null; aber, wenn sie nicht
gleich sind, schafft der zusätzliche Term eine
Sekundäreffekt-Inakkuranz, die dem Strom durch einen Eingangs-
Transistor proportional ist. So verringert eine
Verringerung in diesem Strom diese Inakkuranz.
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Der (Stromsenken)-NPN-Transistor 58 hilft, indem er
einen Konstantstrom durch jeden PNP-Eingangs-Transistor
45, 47 vorsieht, den Schaltkreis gegen die Effekte der
variierenden Temperatur zu stabilisieren. Wenn der NPN-
Transistor 58 nicht vorhanden wäre, waren die Ströme
durch die PNP-Eingangs-Transistoren 45 und 47 jeder die
Hälfte des Basisstroms des NPN-Transistors 48, welcher
einen an Masse gelegten Emitter hätte. Als eine
Stromsenke wäre dies temperaturempfindlicher als der
gezeigte Schaltkreis.
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Zusätzliche Schaltkreiselemente helfen die Akkuranz des
Schaltkreises sicherzustellen, indem sie den Fehler
aufgrund der sekundären Effekte eliminieren oder
reduzieren. NPN-Transistoren 71 und 67 helfen zusammen mit dem
Widerstand 68, die Kollektorspannung des NPN-Spiegel-
Transistors 61 zu fixieren. Der NPN-Transistor 70,
welcher eine Emitterfläche gleich der des NPN-Transistors
63 hat und so dazu gezwungen ist, einen ähnlichen Strom
von 6 Mikroampere zu tragen, bringt den Stromspiegel
der NPN-Spiegel-Transistoren 56 und 61 näher an einen
perfekten Stromspiegel, indem im wesentlichen der
gleiche Strom durch den NPN-Transistor 71 festgesetzt wird.
Der NPN-Transistor 71 hat zweimal die Emitterfläche der
NPN-Spiegel-Transistoren 56 und 6l, welche
Emitterflächen zweimal der des NPN-Transistors 6:3 haben; und
daher leitet er durch seine Basisansteuerung Strom von
dem Kollektor des NPN-Spiegel-Transistors 61 gleich zu
dem ab, der von dem Kollektor des
NPN-Spiegel-Transistors 56 zu den Basen der NPN-Spiegel-Transistoren 56
und 61 nebengeschlossen wird. Dies veranlaßt die Ströme
durch die PNP-Eingangs-Transistoren 45 und 47,
perfekter
gleich zu sein und eliminiert einen Fehler, welcher
obwohl klein ist, weil er mit den Basisansteuerung
zusammenhängt, welche einen Beta-Faktor kleiner als die
Emitter- und Kollektorströme durch die Transistoren
ist, nichtsdestotrotz für die absolute Akkuranz in dem
Schaltkreis wichtig sein kann.
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Andere Schaltkreiselemente stabilisieren den
Schaltkreis gegen Schwingugnen der internen
Rückkopplungsschleifen. Ein Kondensator 72 (15pF), der vom
Verbindungspunkt 65 der Widerstände 43 und 46 mit dem
Kollektor des NPN-Transistors 58 verbunden ist, wird für die
Kompensation verwendet, um eine Rückkopplungsschleife
zu stabilisieren, die um den Stromspiegel der
NPN-Spiegel-Transistoren 56 und 61 und die differentiellen
Eingänge des Schaltkreises geschaffen ist. Ein anderer
Kondensator 73 (5pF), der aus dem Kollektor des
NPN-Spiegel-Transistors 61 mit der Masse verbunden ist,
stabilisiert zusammen mit dem Widerstand 68 eine andere
Rückkopplungsschleife um die NPN-Transistoren 71, 77 und 66
und dem PNP-Eingangs-Transistor 47 herum.
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Der temperaturabhängige Stromerzeuger 21, der verwendet
wird, um die Kompensationsströme zu erzeugen, ist in
Figur 2b gezeigt. Auf dem Linken der Figur legt ein
Bandlücken-Spannungserzeuger 75, eine temperaturunabhängige
Spannung von 1,24 Volt bei dem Emitter eines NPN-
Transistors 76 fest, welcher eine Fläche gleich der des
NPN-Transistors 32 hat. Eine Basis des NPN-Transistors
76 ist mit dem Kollektor eines PNP-Transistors 77
verbunden, mit einem Emitter in der Fläche gleich der des
NPN-Transistors 76 und verbunden mit der Versorgungs-
Spannung Vcc und mit dem Kollektor eines
NPN-Transistors 78 mit einem an Masse gelegten Emitter. Die Basis
des NPN-Transistors 78 ist verbunden mit dem Kollektor
eines NPN-Transistors 80 mit einem Emitter der Fläche
dreimal der des NPN-Transistors 76 und durch einen
Widerstand 81 (450 Ohm) an Masse gelegt und einer Basis,
die mit der Basis eines anderen NPN-Transistors 82
verbunden ist, der einen an Masse gelegten Emitter mit
einem Drittel der Fläche von der des NPN-Transistors 80
und einen Kollektor hat, der durch einen Widerstand 83
(9K) mit dem Emitter des NPN-Transistors 76 und mit
seiner eigenen Basis zwecks einer Diodenverbindung
verbunden ist. Die Basis des NPN-Transistors 78 ist auch
durch einen Widerstand 85 (9K) mit dem Emitter des NPN-
Transistors 76 verbunden. Ein Kondensator 86 (5pF) ist
zwischen die Basis und den Kollektor des NPN-
Transistors 78 geschaltet. Die Basis des
PNP-Transistors 77 ist mit dem Emitter eines PNP-Transistors 87
verbunden, der eine Emitterfläche gleich der des PNP-
Transistors 77, einen an Masse gelegten Kollektor und
eine Basis hat, die durch einen Unterkreuz-Widerstand
88 (300 Ohm) mit dem Kollektor des NPN-Transistors 76
verbunden ist, welcher weiter mit dem Kollektor eines
PNP-Transistors 90 verbunden ist, der eine Basis, die
mit der Basis des PNP-Transistors 77 verbunden ist, und
einen Emitter hat, der mit der Versorgungsspannung Vcc
verbunden ist.
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Die NPN-Transistoren 78, 80 und 82 umfassen den
Bandlücken-Spannungserzeuger 75. Er wirkt in einer
bekannten und in der vorhergehenden Technik beschriebenen
Weise, indem eine Spannung an dem Emitter des NPN-
Transistors 76 erzeugt wird, welche die Summe der
Spannung über den Widerstand 85, welche direkt mit der
Temperatur variiert, und der Basis-/Emitter-Spannung des
NPN-Transistors 78 ist, welche invers mit der
Temperatur variiert. Wenn die Komponenten und die
Ausgangsspannung korrekt gewählt sind, werden die
Temperatureffekte einander in der Summe über einen nützlichen
Temperaturbereich für eine temperaturunabhängige
Ausgangsspannung aufheben. Die gewählte Ausgangsspannung
für die beschriebenen Komponenten ist 1,24 Volt.
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Es ist hilfreich, jedoch nicht absolut notwendig, den
Schaltkreis so zu entwerfen, daß im wesentlichen
gleiche Ströme in den NPN-Transistoren 78, 80 und 82 bei
Raumtemperatur fließen. Die Widerstände 83 und 85 sind
im Widerstandswert gleich gemacht, wie schon
beschrieben; und die PNP-Transistoren 90 und 77 sind in
einem 2:1 Emitter-Flächen-Verhältnis gegeben. Die Summe
der Ströme durch die NPN-Transistoren 80 und 82 ist
daher im wesentlichen gleich zweimal dem Strom durch den
NPN-Transistor 78. Zusätzlich ist die Spannung an der
unteren Verbindung des Widerstands 83 gleich der
Basis-/Emitter-Spannung des NPN-Transistors 82; und die
Spannung an der unteren Verbindung des Widerstandes 85
ist gleich der Basis-/Emitter-Spannung des
NPN-Transistors 78. Die NPN-Transistoren 78 und 82 haben gleiche
Emitterflächen. Gleiche Ströme durch die Widerstände 83
und 85 werden im wesentlichen gleiche Ströme mit den
NPN-Transistoren 80 und 82 erzeugen, welche beide dem
Strom in dem NPN-Transistor 78 gleich sein werden. Die
Basis-/Emitter-Spannungen der NPN-Transistoren 78 und
82 werden daher gleich sein; und dies wird gleiche
Spannungen über die Widerstände 83 und 85 verursachen, was
konsistent mit gleichen Strömen dadurch ist. So sind
die Ströme durch die NPN-Transistoren 78, 80 und 82 im
wesentlichen gleich. Die Tatsache, daß identische
Ströme in jedem der NPN-Transistoren 78, 80 und 82 fließen,
verringert, obwohl nicht absolut notwendig, in der Tat
einige sekundäre Effekte und führt zu einem besseren
Betrieb des Erzeugers.
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Im Betrieb wird die Basis-/Emitter-Spannung des NPN-
Transistors 80 mit steigender Temperatur eine kleinere
Abnahme als die Basis-/Emitter-Spannung des
NPN-Transistors 82 haben, da die Emitter-Stromdichte kleiner ist.
Daher wird, wenn die Temperatur steigt, die Spannung
über den Widerstand 81 steigen; und dies erfordert
einen
größeren Stromfluß durch den Widerstand 81 und
daher durch den NPN-Transistor 80 und den Widerstand 85.
Dies veranlaßt die Spannung von der Basis des
NPN-Transistors 78 zu dem Emitter des NPN-Transistors 76
anzusteigen; und dieser Anstieg ist um einen Betrag, der
die Abnahme in der Spannung an der Basis des NPN-
Transistors 78 aufgrund des negativen
Temperatur-Koeffizienten der Basis-/Emitter-Spannung des NPN-Transistors
78 gerade aufhebt. Eine ähnliche Wirkung tritt mit
steigender Temperatur auf, wobei aber die Richtungen
umgedreht sind. So bleibt die Ausgangsspannung an dem
Emitter des NPN-Transistors 76 mit variierender Temperatur
konstant bei 1,24 Volt.
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Der PNP-Transistor 87 verringert die Belastung (um
einen Beta-Faktor) auf dem NPN-Transistors 76 von den
Basisströmen der vorspannenden PNP-Transistoren 77 und
90, genauso wie verschiedenen anderen ähnlich
verbundenen Transistoren, die noch nicht beschrieben sind.
Der Kondensator 86 schafft eine stabilisierende
Kompensation für die Rückkopplungsschleife um die NPN-
Transistoren 76, 82, 80 und 78.
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Die Basis des PNP-Transistors 90 ist mit den Basen der
PNP-Transistoren 91 und 92 verbunden, von denen jeder
einen Emitter hat, der mit der Versorgungsspannung Vcc
verbunden ist. Der PNP-Transistor 91 hat eine
Emitterfläche halb der des PNP-Transistors 90 für einen Strom
von 65 Mikroampere. Der PNP-Transistor 92 hat eine
Emitterfläche 1,5 mal der des PNP-Transistors 90 für einen
Strom von 195 Mikroampere. Der Kollektor des PNP-
Transistors 91 ist mit dem Kollektor eines NPN-
Transistors 93 mit einem an Masse gelegten Emitter und
auch mit der Basis eines NPN-Transistors 95 verbunden,
dessen Emitter mit der Basis des NPN-Transistors 93 und
durch einen Widerstand 96 mit der Masse verbunden ist.
Der Kollektor des NPN-Transistors 95 ist mit dem
Kollektor
eines NPN-Transistors 97 verbunden, dessen Basis
mit dem Emitter des NPN-Transistors 76 verbunden ist
und dessen Emitter durch einen Widerstand 98 an Masse
gelegt ist. Der Kollektor des NPN-Transistors 95 ist
auch durch einen Unterkreuz-Widerstand 100 (733 Ohm)
mit der Basis des NPN-Transistors 66 in Figur 2a
verbunden. Die NPN-Transistoren 93, 95 und 97 haben alle
Emitterflächen gleich der des PNP-Transistors 91.
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Die NPN-Transistoren 93, 95 und 97 umfassen eine von
zwei Stromsenken innerhalb des temperaturabhängigen
Stromerzeugers 21. Der Strom, der durch diese
Stromsenke erzeugt wird, ist die Summe der Ströme durch die
NPN-Transistoren 95 und 97. Der Strom durch den
NPN-Transistor 97 hängt von dem Spannungsabfall über
den Widerstand 98 ab. Da die Basis des NPN-Transistors
97 bei 1,24 Volt festgehalten ist und der
Basis-/Emitter-Übergang invers mit der Temperatur variiert,
variiert die Spannung über den Widerstand 98, welche der
Spannung an der Basis des NPN-Transistors 97 minus dem
Basis-/Emitter-Abfall davon gleich ist, direkt mit der
Temperatur. Der Strom durch den NPN-Transistor 95 hängt
von der Spannung über dem Widerstand 96 ab, welcher dem
Basis-/Emitter-Abfall des NPN-Transistors 93 gleich
ist. Daher variiert diese Spannung invers mit der
Temperatur. Die Summe der Ströme der NPN-Transistoren 95 und
97 kann temperaturunabhängig gemacht werden, linear mit
der Temperatur ansteigen oder linear mit der Temperatur
abfallen, gemäß den Widerstandswert-Beträgen, die für
die Widerstände 96 und 98 ausgewählt wurden. Die
Situation wird durch die Tatsachen kompliziert, daß die
Ströme auch durch den jeweiligen Widerstand, 96 oder 98
beeinflußt werden, durch welchen sie fließen und daß
diese Widerstände mit der Temperatur variieren. Es gibt
zwei Arten, auf das Ergebnis zu sehen: den
temperaturvariierenden Widerstandswert-Effekt einzuschließen oder
ihn zu ignorieren. Das Letztere ist möglich, da die
letztendliche Verwendung des Stroms in einem Verhältnis
mit einem ähnlich abgeleiteten Strom sein wird, in
welchem (dem Verhältnis) sich die Widerstandseffekte
aufheben. Um den absoluten Kompensationsstrom zu
beschreiben, welcher die Summe der Kollektorströme in den
NPN-Transistoren 95 und 97 ist, kann der
Widerstandseffekt jedoch nicht übersehen werden.
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Um eine präzise Steuerung der Strom-/Temperaturfunktion
in der Herstellung zu schaffen, sind Testpunkte 101 und
102 an den Emittern der NPN-Transistoren 95 bzw. 97
vorgesehen. In der Herstellung wird der Widerstand 98 bei
einem vorbestimmten Wert festgehalten und der
Widerstand 96 umfaßt ein abgleichbares Widerstandsnetzwerk,
welches in der Herstellung unter Verwendung von
Standard-Abgleichtechniken abgeglichen wird, um das
gewünschte Resultat zu erreichen. Zum Beispiel kann der
Widerstand 98 1,5K sein, wobei der Widerstand 96 einen
nicht abgeglichenen Wert von 6,9K hat, nach oben
abgleichbar, indem schmelzbare Nebenschlüsse in dem
Widerstandsnetzwerk aufgebrochen werden. Diese Werte
erzeugen einen Kompensationsstrom, da die Summe der
Kollektorströme des NPN-Transistors 97 und 95, welche im
wesentlichen temperaturunabhängig ist, da die Tendenz
des Stroms, sich mit der Temperatur aufgrund der
beschriebenen Spannungseffekte zu erhöhen, durch die
Erhöhung in dem Widerstandswert mit der Temperatur
aufgewogen wird.
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Die andere Stromsenke innerhalb des
temperaturabhängigen Stromerzeugers 21 umfaßt NPN-Transistoren 103, 105
und 106 von einer Emitterfläche gleich der des PNP-
Transistors 91 und Widerstände 107 und 108. Der NPN-
Transistor 103 hat einen Kollektor, der mit dem
Kollektor des PNP-Transistors 92 verbunden ist, einen an
Masse gelegten Emitter und eine Basis, die mit dem Emitter
des NPN-Transistors 105 verbunden ist, welcher auch
durch den Widerstand 107 an Masse gelegt ist und mit
einem Testpunkt 110 verbunden ist. Der NPN-Transistor 105
hat weiter eine Basis, die mit dem Kollektor des
NPN-Transistors 103 verbunden ist, und einen Kollektor,
der mit dem Kollektor des NPN-Transistors 106 verbunden
ist. Der NPN-Transistor 106 hat eine Basis, die mit dem
Emitter des NPN-Transistors 76 verbunden ist, und einen
Emitter, der durch den Widerstand 108 an Masse gelegt
und mit einem Testpunkt 111 verbunden ist. Der Betrieb
dieser Stromsenke ist analog zu der der vorhergehend
beschriebenen Stromsenke. In diesem Fall ist der
Widerstand 108 jedoch mit einem Widerstandswert von 3K
vorgesehen; und der Widerstand 107 ist mit einem nicht
abgeglichenen Widerstandswert von 2,7K für den
Aufwärts-Abgleich auf im wesentlichen 3K vorgesehen, um einen
Kompensationsstrom als die Summe der Kollektorströme in
den NPN-Transistoren 105 und 106 zu erzeugen, welche
aufgrund der beschriebenen Spannungseffekte dazu neigen
würden, temperaturunabhängig zu sein. Der ansteigende
Widerstandswert der Widerstände 107 und 108 mit der
Temperatur veranlaßt den Kompensationsstrom jedoch, mit
der Temperatur abzunehmen.
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Wie in der Beschreibung des
Transkonduktanzmultiplizierers 20 gesehen werden wird, ist das Verhältnis der
zwei Kompensationsströme der wichtige Faktor; und
dieses Verhältnis ist der temperaturunabhängige Strom aus
den NPN-Transistoren 95 und 97, geteilt durch den mit
der Temperatur abnehmenden Strom aus den
NPN-Transistoren 105 und 106 für eine Kompensation, welche mit der
Temperatur zunimmt. Man kann sehen, daß, wenn die
Temperaturvariation der Widerstände ignoriert würde, man die
Spannungseffekte alleine betrachten könnte, um einen
Strom aus den NPN-Transistoren 95 und 97 zu erzeugen,
welcher mit der Temperatur ansteigen würde, geteilt
durch einen Strom aus den NPN-Transistoren 105 und 106,
welcher temperaturunabhängig wäre; und das Verhältnis
wäre das gleiche und würde auch mit der Temperatur
ansteigen.
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Die Basis des NPN-Transistors 103 ist weiter mit dem
Emitter eines NPN-Transistors 112 verbunden, der eine
Basis, die mit der Basis des NPN-Transistors 31
verbunden ist, und einen Kollektor hat, der mit der Basis des
PNP-Transistors 87 verbunden ist. Der NPN-Transistor
112 wird als Anfahr-Gerät für den Schaltkreis
verwendet, welcher einen zweiten stabilen Betriebspunkt hat,
wobei im wesentlichen kein Strom in dem
Bandlücken-Spannungserzeuger oder den Stromsenken fließt. Der
NPN-Transistor 112 hat ein Drittel der Emitterfläche des
NPN-Transistors 31 und würde daher 100 Mikroampere von
Strom tragen, wenn sein Emitter an Masse gelegt wäre.
Da der größte Teil seines Stroms durch den Widerstand
107 zur Masse fließt, wird sein maximaler Stromzug beim
Anfahren tatsächlich weniger als dies sein. Er wird
jedoch genügend Strom ziehen, um die Leitung des
PNP-Transistors 87 zu erzwingen und Ströme in den vorspannenden
PNP-Transistoren 77, 90, 91 und 92 zu erzeugen. Dies
ist ausreichend, um den Schaltkreis aus seinem stabilen
Ruhezustand wie beschrieben in seinen anderen stabilen
Zustand hinein zu ziehen. Wenn der Strom durch den
NPN-Transistor 105 fließt, wird der Spannungsabfall
über den Widerstand 107 ansteigen, bis der
Basis-/Emitter-Übergang des NPN-Transistors 112 umgekehrt
vorgespannt ist, bei welchem Punkt der NPN-Transistor 112
mit der Leitung aufhört. Zu dieser Zeit wird der
Schaltkreis jedoch in seinem aktiven stabilen Zustand sein;
und der NPN-Transistor 112 wird nicht benötigt.
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Es kann gesehen werden, daß mit einem abgeglichenen
Widerstandswert von mehr als 7K in dem Widerstand 96 und
einem Widerstandswert von ungefähr 3K in dem Widerstand
107, sich die Ströme durch die NPN-Transistoren 95 und
105 in dem entgegengesetzten Verhältnis unterscheiden
werden. Dies ist der Grund für die verschiedenen
Emitterflächen der PNP-Transistoren 91 und 92: Sie
kompensieren so die verschiedenen Basis-Ansteuerungen, die
durch die Transistoren der zwei Stromsenken erfordert
werden.
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Der Transkonduktanz-Multiplizierer 20 ist in
Ausführlichkeit in der Mitte von Figur 2a gezeigt. Wie schon
erwähnt, empfängt der Kollektor des NPN-Transistors 66
den Ausgangsstrom des differentiellen Spannungs-Zu-
Strom-Konverters 18 und hat einen Emitter, der mit dem
Kollektor des NPN-Transistors 67 verbunden ist. Der
Emitter des NPN-Transistors 66 ist weiter mit dem
Emitter eines NPN-Transistors 113 verbunden, welcher eine
Emitterfläche viermal der des NPN-Transistors 66 hat
und einen Kollektor hat, der durch den
Offset-Einstellwiderstand 27 (18K) mit der Versorgungsspannung Vcc
verbunden ist. Ein Paar von NPN-Transistoren 115 und 116
hat Kollektoren, die mit der Versorgungsspannung Vcc
verbunden sind, und Basen, die durch einen Widerstand
117 (10K) mit der Versorgungsspannung und durch einen
Widerstand 118 (10K) mit dem Emitter eines
PNP-Transistors 120 verbunden sind, dessen Kollektor und Basis an
Masse gelegt sind: im wesentlichen eine Diode gegen
Masse, die eingeschlossen ist, um dem Schaltkreisbetrieb
bei geringen Versorgungsspannungen herunter zu 3 Volt
zu helfen. Die Emitterflächen der NPN-Transistoren 115
und 116 sind beide der des NPN-Transistors 66 gleich.
Der Emitter des NPN-Transistors 115 ist mit der Basis
des NPN-Transistors 66 verbunden und, durch einen
Unterkreuz-Widerstand 100, mit den Kollektoren der NPN-
Transistoren 95 und 97 des temperaturabhängigen
Stromerzeugers 21. Auf ähnliche Weise ist der Emitter des NPN-
Transistors 116 mit der Basis des NPN-Transistors 113
verbunden und durch einen Unterkreuz-Widerstand 121
(533 Ohm) mit den Kollektoren der NPN-Transistoren 105
und 106 des temperaturabhängigen Stromerzeugers 21.
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Der beschriebene Schaltkreis ist ein
strommultiplizierender Schaltkreis. Die Summe der
Basis-/Emitter-Spannungen in den NPN-Transistoren 66 und 115
gleicht der der NPN-Transistoren 113 und 116. Da der
Kollektorstrom im wesentlichen eine Log-Funktion der
Basis-/Emitter-Spannung in dem aktiven linearen Bereich
ist, gleicht das Produkt der Kollektorströme der
NPN-Transistoren 66 und 115 dem der NPN-Transistoren
113 und 116. Der Kollektorstrom des NPN-Transistors 66
ist jedoch der Eingangsstrom zu dem Multiplizierer aus
dem differentiellen Spannungs-Zu-Strom-Konverter 18;
und der Kollektorstrom des NPN-Transistors 113 ist der
kompensierte Ausgangsstrom des
Transkonduktanz-Multiplizierers 20. Daher gleicht der kompensierte
Ausgangsstrom des Transkonduktanzmultiplizierers 20 dem
Eingangsstrom davon mal zwei Faktoren. Der erste ist das
Verhältnis der Kollektorströme in den NPN-Transistoren
116 und 115, welches im wesentlichen dem Verhältnis der
Emitterströme in diesen Transistoren gleicht, welches
das Verhältnis der kompensierenden Ströme aus dem
temperaturabhängigen Stromerzeuger 21 ist und so in der der
vorbestimmten Art variiert, um das Druckzellen-Signal
für die Temperatur zu kompensieren. Der Kollektorstrom
des NPN-Transistors 113 ist so ein
temperaturkompensiertes Signal, wenn ein Stromausgangssignal akzeptierbar
ist. Der zweite Faktor beträgt vier aus dem
Emitterflächenverhältnis der NPN-Transistoren 113 und 66. Der
zusätzliche Verstärkungsfaktor von vier verbessert das
Signal/Rausch-Verhältnis im Hinblick auf einen
praktischen unteren Grenzwert für den Widerstandswert des
Widerstandes 46, um den Strom durch den NPN-Transistor 67
in dem Spannungs-Zu-Strom-Konverter niedrig zu halten,
und so die Stabilität gegen die Schwingung in dem
Rückkopplungsschaltkreis des PNP-Eingangs-Transistors
47 und der PNP-Transistoren 71, 67 und 66
aufrechtzuerhalten.
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Die spezifischen Kompensationströme aus dem
temperaturabhängigen Stromerzeuger 21 erzeugen, wie beschrieben,
wenn sie an den Transkonduktanzmultiplizierer 20
angelegt werden, eine spezifische lineare
Temperaturabhängigkeit als das Verhältnis des Stromes in der
Stromsenke der NPN-Transistoren 93, 95 und 97, welcher
linear mit der Temperatur abnimmt, zu dem in der
Stromsenke der NPN-Transistoren 103, 105 und 106, welcher
mit der Temperatur nicht variiert. Diese spezifische
Beziehung wurde gewählt, um die bekannte
Temperaturvariation eines piezoresistiven Brücken-Drucksensors zu
kompensieren, der in einer bestimmten Art gemacht
wurde. Andere Geräte werden andere Funktionen erfordern,
welche in die Stromsenken hinein entworfen werden
können. Jede der Stromsenken dieses Schaltkreises wie
gezeigt, schafft durch sich selbst eine lineare
Temperaturkompensation. Solange wie die gewünschte
temperaturkompensierende Funktion linear ist, wird eine
der Stromsenken temperaturunabhängig gemacht, wobei die
andere Stromsenke die gewünschte lineare Kompensation
verkörpert. Für eine nichtlineare Kompensation kann
dieser Schaltkreis noch verwendet werden, wobei beide
kompensierenden Ströme dazu gebildet werden, linear mit
der Temperatur gemäß der besten Anpassung des
Verhältnisses der Ströme mit der Temperatur an die gewünschte
Kompensation zu variieren. Die Vorrichtung dieser
Erfindung erlaubt so eine weitere Anwendung auf viele
Geräte.
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Wenn eine Ausgangsspannung gewünscht wird, ist der
Ausgangsverstärker, welcher auf der rechten Seite von
Figur 2a auftaucht, vorgesehen, um den
temperaturkompensierten Ausgangsstrom an den Kollektor des NPN-
Transistors 113 in eine verstärkte und kompensierte
Ausgangsspannung zu konvertieren, die an einem
Ausgangsanschluß 122 auftaucht. Der Kollektor des Transistors 113
ist mit dem Ausgangsanschluß 122 durch den
Rückkopplungswiderstand 26 verbunden, schon beschrieben in
Verbindung mit Figur 1, und ist weiter mit der Basis eines
PNP-Transistors 125 verbunden, der einen Emitter hat,
der mit dem anderen Kollektoranschluß des
PNP-Transistors 38 verbunden ist. Der PNP-Transistor 125 hat
weiter einen Kollektor, der mit der Basis eines PNP-
Transistors 126 verbunden ist, der einen an Masse
gelegten Kollektor und einen Emitter hat, der mit einem von
zwei Kollektoranschlüssen des PNP-Transistors 37
verbunden ist, wobei der andere mit dem Emitter eines PNP-
Transistors 127 verbunden ist, der einen an Masse
gelegten Kollektor und eine Basis hat, die mit dem Kollektor
eines PNP-Transistors 128 verbunden ist. Der PNP-
Transistor 128 hat einen Emitter, der mit dem Emitter
des PNP-Transistors 125 verbunden ist, und diesem in
der Fläche gleich ist, und eine Basis, die durch einen
Widerstand 130 (20K) mit dem Verbindungspunkt 131 eines
Paares von Serienwiderständen 132 (10K) und 133 (10K)
verbunden ist, die einen Spannungsteiler zwischen Vcc
und Masse bilden. Ein Paar der NPN-Transistoren 135 und
136 hat Basen, die miteinander und mit dem Kollektor
des NPN-Transistors 135 verbunden sind. Der Kollektor
des NPN-Transistors 135 ist weiter mit dem Kollektor
des PNP-Transistors 125 und der Basis des
PNP-Transistors 126 verbunden; und der Emitter des NPN-Transistors
135 ist durch einen Widerstand 137 (20K) an Masse
gelegt. Der NPN-Transistor 136 hat einen Kollektor, der
mit dem Kollektor des PNP-Transistors 128 und mit der
Basis des PNP-Transistors 127 verbunden ist, und einen
Emitter, der durch einen Widerstand 138 (20K) an Masse
gelegt ist.
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Eine Hochverstärkungs-Ausgangsstufe für den Verstärker
umfaßt den PNP-Transistors 127 und NPN-Transistoren
140, 141 und 142, zusammen mit dem
Rückkopplungswiderstand 26. Der NPN-Transistor 140 hat eine Basis, die
mit dem Emitter des PNP-Transistors 127 verbunden ist,
einen Kollektor, der durch einen Widerstand 143 (15K)
mit der Versorgungsspannung Vcc verbunden ist, und
einen Emitter, der mit dem Kollektor des NPN-Transistors
141 und mit den Basen der NPN-Transistoren 141 und 142
verbunden ist. Der NPN-Transistor 141 hat einen
Emitter, der durch einen Widerstand 145 (5.2K) an Masse
gelegt ist; und der NPN-Transistor 142 hat einen an Masse
gelegten Emitter und einen Kollektor, der mit dem
Ausgangsanschluß 122 und dem Kollektor des PNP-Transistors
36 verbunden ist. Ein Widerstand 146 (13K), ein
Kondensator 147 (20pF) und ein Widerstand 148 (2K) sind über
die Ausgangsstufe in Serie zwischen der Basis des
PNP-Transistors 127 und dem Ausgangsanschluß 122
geschaltet. Alle der PNP- und NPN-Transistoren 125, 126,
127, 128, 135, 136, 140 und 141 haben Emitterflächen
gleich der des NPN-Transistors 66; der Emitter des
NPN-Transistors 142 hat dreimal diese Fläche.
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Der Verstärkerschaltkreis ist herkömmlich in Betrieb.
Eine Mittelpunkt-Vorspann-Referenzspannung von Vcc/2
ist bei dem Verbindungspunkt 131 durch den
Spannungsteiler der Widerstände 132, 133 auf der Basis des PNP-
Transistors 128 festgelegt. Der Verstärker ist ein
Hochverstärkungs-Operationsverstärker; und die vorspannende
Referenzspannung Vcc/2 auf der Basis des PNP-
Transistors 128 ist so auch auf der Basis des PNP-
Transistors 125 festgelegt. Dies fixiert einen
konstanten Strom durch den Offset-Einstellwiderstand 27.
Dieser Strom und der Strom durch den
Rückkopplungswiderstand 26 müßen sich addieren, um dem Kollektorstrom des
NPN-Transistors 113 zu gleichen. Wenn der
Kollektorstrom des NPN-Transistors 113 Null ist, wird der ganze
Strom aus dem Offset-Einstellwiderstand 27 durch den
Rückkopplungswiderstand 26 hinein in Richtung auf den
Ausgangsanschluß 122 abgezweigt; und die
Ausgangsspannung ist unterhalb Vcc/2. Wenn der Kollektorstrom des
NPN-Transistors 113 zunimmt, wird ein abnehmender
Anteil des Stroms aus den Offset-Einstellwiderstand 27 in
den Rückkopplungswiderstand 26 abgeleitet, mit einer
folgenden Zunahme in der Ausgangsspannung in Richtung
von Vcc/2, bis der gesamte Strom durch den NPN-
Transistor 113 aufgenommen ist und der
Verstärkerausgang Vcc/2 ist. Mit einer zusätzlichen Erhöhung in dem
Kollektorstrom des NPN-Transistors 113 wird ein
ansteigender Strom aus dem Rückkopplungswiderstand 26
gezogen, um eine ansteigende Ausgangsspannung größer als
Vcc/2 vorzusehen. So wird der Widerstand 27 der Offset-
Einstellwiderstand genannt, da die Variation in seinem
Widerstandswert den Kollektorstrom des NPN-Transistors
113 ändern wird, der für einen Null-Spannungsausgang
erfordert wird.
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Wenn der Stromkonverter und der Verstärker wie
beschrieben verwendet wird, ist der Gesamtgewinn dem
Produkt aus dem Temperaturkompensationsfaktor, dem
Widerstandswertverhältnis des Rückkopplungs-
(Ausgangs)-Widerstandes 26 zu dem (Eingangs-)Widerstand 46,
und dem Faktor vier aus den Emitterflächenverhältnis
der NPN-Transistoren 113 und 66 proportional. Der
Temperaturkompensationsfaktor, welcher das Verhältnis
der kompensierenden Ströme aus dem temperaturabhängigen
Stromerzeuger 21 ist, ist dazu entworfen, die
gewünschte Temperaturkompensation zu erzeugen. Es ist dann
wichtig, daß dies nicht durch eine Temperaturvariation in
dem Verhältnis der Eingangs- und
Ausgangswiderstandswerte genullt wird. Sorgfalt sollte dafür sein, daß diese
Widerstände identisch mit der Temperatur variieren und
daß sie so gepackt und angebracht sind, daß sie zu
allen Zeiten auf der gleichen Temperatur sind.
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Die Einstellung der Widerstände 96 und 107 in der
Herstellung für das Festlegen der
Temperaturkompensationsströme ist schon beschrieben worden. Wenn der
Ausgangsverstärker
verwendet wird, wird ein funktioneller Test
erfordert sein, um den Offset-Einstellwiderstand 27 und
den Rückkopplungswiderstand 26 einzustellen. Dieser
Test kann bei Raumtemperatur durchgeführt werden.