DE69023200T2

DE69023200T2 - Abstimmbarer resonanzverstärker.

Info

Publication number: DE69023200T2
Application number: DE69023200T
Authority: DE
Inventors: Ruijter Hendricus De; Wolfdietrich Kasperkovitz
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1989-04-21
Filing date: 1990-04-20
Publication date: 1996-06-20
Anticipated expiration: 2010-04-21
Also published as: US5220686A; EP0420974B1; KR0151379B1; WO1990013175A1; DE69023200D1; JP3139765B2; KR920700493A; EP0420974A1; JPH03505660A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen abstimmbaren Resonanzverstärker mit einer nicht-regenerativen, für Gleichstrom negativ zurückgekoppelten Schleife mit einer geregelten Schleifenverstärkung, in den erste und zweite Tiefpaß-RC-Filter erster Ordnung aufgenommen sind und mit einer von einem Eingang zu einem Ausgang geschalteten Signalstrecke und einer von dem Ausgang zu dem Eingang geschalteten Rückkopplungsstrecke.
Die Erfindung bezieht sich ebenfalls auf eine Frequenzsyntheseschaltung, wobei in einer phasengeschalteten Schleife nacheinander eine Frequenzteilerschaltung, ein Phasendetektor, ein Schleifenfilter und ein spannungsgesteuerter Oszillator vorgesehen sind.
Die Erfindung bezieht sich außerdem auf einen Superheterodyn-Empfänger mit einer adaptiven ZF-Signalverarbeitung.
Ein derartiger abstimmbarer Resonanzverstärker ist beispielsweise aus der deutschen Patentschrift Nr. 1.262.466 bekannt.
Eine derartige Frequenzsyntheseschaltung ist beispielsweise unter der Typenbezeichnung LM 7005 von Sanyo bekannt.
Ein derartiger Superheterodyn-Empfänger ist beispielsweise aus der US- Patentschrift 3.541.451 bekannt.
Frequenzselektive Verstärker mit wenigstens einem Transkonduktanzblock sind bekannt aus "Proceedings of the Nat. Elect. Conference", Heft 25, 8-10 Dezember 1969, Seiten 112-116 und aus "Proceedings of the IEEE 1987 National Aerospace and Electronics Conference NAECON 1987", Dayton, 18-22 Mai 1987, Heft 1, IEEE, Seiten 44-46. Bei diesen frequenzselektiven Verstärkern gibt es jedoch keine Verteilung der Schleifenverstärkung und der Filterwirkung auf die Signal- und Rückkopplungsstrecken der Schleife.
In der Signalstrecke von dem Eingang zu dem Ausgang enthält der bekannte Resonanzverstärker nacheinander eine Spannungssignaladdierschaltung, einen invertierenden regelbaren Spannungsverstärker und ein RC-Netzwerk, bestehend aus einer Kaskadenschaltung des ersten und des zweiten Tiefpaß RC-Filter erster Ordnung. Der Ausgang des Resonanzverstärkers ist über eine Rückkopplungsstrecke mit der Addierschaltung verbunden, was zu einer DC-negativen Rückkopplungsschleife mit einer gesteuerten Schleifenverstärkung führt.
Der bekannte Resonanzverstärker hat eine Bandpaßkennlinie um eine abstimmbare Resonanzfrequenz herum, die durch Steuerung der Schleifenverstärkung geändert werden kann. Bei dieser Resonanz- oder Abstimmfrequenz ist die frequenzabhängige Übertragung des Resonanzverstärkers maximal. Die Durchlaßbandgröße des Resonanzverstärkers wird durch die Zeitkonstanten der zwei RC-Filter bestimmt und ist unabhängig von der Schleifenverstärkung. Dies bietet die Möglichkeit die Abstimmfrequenz zu ändern und folglich die Frequenzlage des Durchlaßbereiches bei einer konstanten Größe der Bandbreite.
Der bekannte Resonanzverstärker weist jedoch eine selektive Verstärkung auf, die mit zunehmender Abstimmfrequenz zunimmt und umgekehrt. Obschon durch einen zusätzlichen Integrator in Reihe mit der Signalstrecke die Zunahme der selektiven Verstärkung bei einer zunehmenden Abstimmfrequenz reduziert werden kann, führt ein derartiger Integrator unerwünschte Effekte herbei, wie beispielsweise eine sehr starke Zunahme des Ausgangssignals des Verstärkers bei einer nach Null abnehmenden Abstimmfrequenz. Der Anwendungsbereich dieses bekannten abstimmbaren Resonanzverstärkers ist auch durch diese frequenzabhängige selektive Verstärkung relativ gering. So ist ein Einsatzbereich in beispielsweise Empfängerabstimmvorrichtungen für eine abstimmbare kanalweise HF-Selektion eines gewünschten HF-Empfangssignals nicht möglich.
Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, auf einfache Weise diese Nachteile auszuschalten.
Ein abstimmbarer Resonanzverstärker der eingangserwähnten Art weist nun nach der Erfindung das Kennzeichen auf, daß
- die Signalstrecke eines der beiden genannten Filter aufweist und die Rückkopplungsstrecke das andere Filter zusammen mit den geregelten Verstärkungsmitteln aufweist, oder daß
- die geregelten Verstärkungsmittel zwei geregelte Verstärker aufweisen und die Signalstrecke die zwei genannten Filter zusammen mit einem der genannten Verstärker und die Rückkopplungsstrecke den anderen Verstärker der genannten Verstärker enthält.
Der Erfindung liegt nun die Erkenntnis zugrunde, daß ein Ausgleich der frequenzabhängigen selektiven Verstärkung des bekannten Resonanzverstärkers ohne zusätzliche Elemente durch eine geeignet gewählte Verteilung der Schleifenverstärkung und der Filterwirkung über die Signal- und Rückkopplungsstrecke der Schleife erhalten werden kann.
Bei Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahme wird unter Beibehaltung einer konstanten Bandbreite ein effektiver Ausgleich der frequenzabhängigen Änderung der selektiven Verstärkung des Resonanzverstärkers erhalten. Dies wird erreicht ohne Verwendung zusätzlicher Verstärkungsregelungen und/oder Schaltungsanordnungen, wie Integratoren, die gestehungspreiserhöhend wirken und/oder sogar unerwünschte Effekte herbeiführen. Der erfindungsgemäße abstimmbare Resonanzverstärker eignet sich dadurch für viele Anwendungsmöglichkeiten, u.a. in einem Rundfunk- und Fernsehempfänger für eine abstimmbare kanalweise HF-Selektion und/oder bei einer geeignet gewählten Abstimmung für eine feste ZF-Selektion eines erwünschten HF-bzw. ZF-Empfangssignal.
Vorzugsweise weist ein erfindungsgemäßer abstimmbarer Resonanzverstärker das Kennzeichen auf, daß die Schleife mit einem ersten geregelten Verstärker, dem ersten RC-Filter, einem zweiten geregelten Verstärker und dem zweiten RC-Filter versehen ist, die in geschlossener Schleifenform nacheinander in Reihe geschaltet sind, wobei die beiden Verstärker bzw. die beiden RC-Filter einander im wesentlichen entsprechen.
Bei Anwendung dieser Maßnahme kann jeder der beiden Verstärker über einen relativ großen Regelbereich in der Verstärkung geändert werden, ohne daß darin unerwünschte Erscheinungen, wie beispielsweise Sättigung, auftreten. Mit dieser bevorzugten Maßnahme wird der Abstimmbereich des erfindungsgemäßen Resonanzverstärkers wesentlich vergrößert. Außerdem ist diese bevorzugte Ausführungsform nicht nur für eine Frequenzselektion einphasiger Signale brauchbar sondern bei geeignet gewählten Ein- und Ausgangsklemmen auch für die Selektion von Phasenquadratursignalen geeignet, oder als selektiver Phasenspalter oder selektive Addierschaltung brauchbar.
Eine bevorzugte Ausführungsform mit einer relativ einfachen Schaltungskonfiguration, die sich außerdem für eine Verwirklichung in integrierter Form eignet, weist das Kennzeichen auf, daß die ersten und zweiten geregelten Verstärker mit ersten bzw. zweiten Transkonduktanzschaltungen versehen sind mit je einer regelbaren Transkonduktanz von einem Spannungseingang zu einem Stromausgang und daß in der Schleife der Stromausgang der ersten bzw. zweiten Transkonduktanzschaltung über ein Parallel-RC-Glied aus dem ersten bzw. zweiten RC-Filter mit dem Spannungseingang der zweiten bzw. ersten Transkonduktanzschaltung gekoppelt ist, wobei diese Schleife mit Mitteln versehen ist für eine Signalinversion, wobei der Eingang des Resonanzverstärkers mit dem Eingang wenigstens einer der beiden Transkonduktanzschaltungen gekoppelt ist zum Zuführen derselben eines Eingangssignalstromes und der Ausgang des Resonanzverstärkers mit dem Ausgang einer der beiden Transkonduktanzschaltungen gekoppelt ist zum Liefern zu derselben einer Ausgangssignalspannung.
Eine Ausführungsform, die sich für eine selektive Verstärkung von Quadratursignalen eignet, weist das Kennzeichen auf, daß der Eingang bzw. der Ausgang des abstimmbaren Resonanzverstärkers eine phasenrichtige und eine Quadratureingangsklemme bzw. eine phasenrichtige und eine Quadraturausgangsklemme aufweist, wobei zwischen diesen beiden Eingangsklemmen bzw. Ausgangsklemmen eine der beiden ersten und zweiten Transkonduktanzschaltungen vorgesehen ist.
Bei Anwendung dieser Maßnahme wird das Datum benutzt, daß die Phasendrehung an jedem der ersten und zweiten parallelen RC-Glieder an den betreffenden Ausgängen der ersten und zweiten Transkonduktanzschaltungen bei der Resonanzfrequenz 90º beträgt oder wenigstens dem Wert von 90º sehr nahe kommt.
Eine weitere bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen abstimmbaren Resonanzverstärkers weist das Kennzeichen auf, daß der Ausgang der ersten bzw. zweiten Transkonduktanzschaltung mit ein- und Ausgängen einer dritten bzw. vierten Transkonduktanzschaltung verbunden ist.
Bei Anwendung dieser Maßnahme bildet die dritte bzw. vierte Transkonduktanzschaltung einen zusätzlichen Widerstand parallel zu dem Belastungswiderstand und der kapazitiven Belastung und es wird eine Verringerung der Leistungsverlustleistung und eine Verringerung der erforderlichen Speisespannung erhalten.
Eine weitere Ausführungsform eines derartigen Resonanzverstärkers weist das Kennzeichen auf, daß die Transkonduktanzen der dritten und vierten Transkonduktanzschaltungen regelbar sind, wobei die Möglichkeit geboten wird durch eine Änderung der letztgenannten Transkonduktanzen die Bandbreite zu verringern und gleichzeitig die Verstärkung zu vergrößern oder umgekehrt.
Diese Ausführungsform eignet sich insbesondere zum Gebrauch bei Empfängern, beispielsweise für eine automatische Verstärkungsregelung (AVR). Dadurch, daß die Transkonduktanzen der dritten und vierten Transkonduktanzschaltungen mit einem AVR-Signal geregelt werden, wird erreicht, daß schwächere HF- Empfangssignale, die gegenüber stärkeren HF-Empfangssignalen mehr verstärkt werden müssen, mit einer kleineren Bandbreite als der genannte stärkere HF-Empfang selektiert werden. Weil derartige schwächere HF-Empfangssignale relativ mehr Rauschanteile aufweisen als die stärkeren HF-Empfangssignale, wird mit einer derartigen Verstärkungsregelung gleichzeitig eine dynamische Rauschunterdrückung erzielt.
Eine Ausführungsform, die eine Widerstandseinstellung oder eine Änderung der Belastung bis zu sehr großen Werten ermöglicht, weist das Kennzeichen auf, daß jede der dritten und vierten Transkonduktanzschaltungen von dem Ausgang zu dem Eingang positiv zurückgekoppelt ist. Bei Anwendung dieser Maßnahme bilden die dritten und vierten Transkonduktanzschaltungen einen negativen Widerstand, wodurch es möglich ist, bei Verwendung eines relativ kleinen Belastungswiderstandes einen hohen effektiven Belastungswiderstand zu verwirklichen, ohne daß die Speisespannung und damit die Verlustleistung vergrößert wird.
Eine Ausführungsform, die sich insbesondere eignet für den Fernseh- VHF/UHF und/oder den Fernsehsatellitenfrequenzbereich weist das Kennzeichen auf, daß jede der dritten und vierten Transkonduktanzschaltungen von dem Ausgang zu dem Eingang negativ zurückgekoppelt ist. Bei Anwendung dieser Maßnahme bilden die dritten und vierten Transkonduktanzschaltungen einen positiven Widerstand, womit bei Frequenzen in den letztgenannten Frequenzbereich unerwünschte Phasendrehungen durch Laufzeiteffekte ausgeglichen werden können und dadurch Schwingung vermieden werden kann.
Eine Ausführungsform, bei der die Verstärkung des Resonanzverstärkers sich auf einfache Weise einstellen läßt, weist das Kennzeichen auf, daß das Eingangssignal des Resonanzverstärkers über eine Eingangstranskonduktanzschaltung dem Eingang wenigstens einer der beiden ersten und zweiten Transkonduktanzschaltungen zugeführt ist.
Damit innerhalb des Abstimmbereiches die letztgenannte Verstärkung geregelt wird, ohne daß dabei die Bandbreite geändert wird, weist eine weitere Ausführungsform das Kennzeichen auf, daß die Eingangstranskonduktanzschaltung regelbar ist.
Eine praktische Ausführungsform, die sich insbesondere für Integration eignet, weist das Kennzeichen auf, daß die ersten und zweiten Transkonduktanzschaltungen erste bzw. zweite Differenzpaare aufweisen, wobei das erste bzw. zweite Differenzpaar erste und zweite bzw. dritte und vierte emittergekoppelte Transistoren aufweist mit einem in einen gemeinsamen Emitterschwanz aufgenommenen ersten bzw. zweiten Stromquellentransistor, wobei diese beiden Stromquellentransistoren aus einer ersten gemeinsamen Regelschaltung regelbar sind, wobei die Kollektorelektroden der genannten ersten bis einschließlich vierten Transistoren je über erste bis einschließlich vierte Belastungswiderstände an der Speisespannung liegen und mit dem Basiselektroden des vierten, dritten, ersten bzw. zweiten Transistors gekoppelt sind und zwischen den Kollektorelektroden des ersten und zweiten bzw. dritten und vierten Transistors erste und zweite Kapazitäten geschaltet sind. Bei Anwendung dieser Maßnahme sind die Belastungswiderstände nicht nur für eine gewünschte Dämpfung der selektiven Wirkung der Schleifenschaltung wirksam, sondern sie vereinfachen auch die Verwirklichung einer geeigneten Arbeitspunkteinstellung der Transistoren.
Eine Ausführungsform, bei der bei hohen Frequenzen Schwingung infolge u.a. Mehrlaufzeiteffekte in den genannten ersten und zweiten Differenzpaaren vermieden wird, weist das Kennzeichen auf, daß in Reihe mit den ersten und zweiten Kapazitäten erste bzw. zweite Belastungswiderstände vorgesehen sind. Die genannten Belastungsreihenwiderstände reduzieren den Phasendrehungseffekt infolge von parasitären Laufzeiten in den Differenzpaaren.
Eine Ausführungsform, bei der der Effekt des frequenzabhängigen Basiseingangswiderstandes der Differenzpaare auf den Qualitätsfaktor und die Bandbreite des Resonanzverstärkers verringert wird, weist das Kennzeichen auf, daß zwischen dem Kollektor der dritten, vierten, zweiten bzw. ersten Transistoren einerseits und der Basis der ersten bis einschließlich vierten Transistoren andererseits ein Basisreihenwiderstand vorgesehen ist.
Eine praktische Ausführungsform der dritten und vierten Transkonduktanzschaltungen weist das Kennzeichen auf, daß die dritte und vierte Transkonduktanzschaltung dritte bzw. vierte Differenzpaare aufweisen mit fünften und sechsten bzw, siebenten und achten emittergekoppelten Transistoren mit einem in einen gemeinsamen Emitterschwanz aufgenommenen dritten bzw. vierten Stromquellentransistor für eine Einstellung der Transkonduktanz der dritten und vierten Transkonduktanzschaltung, wobei die Basiselektroden der fünften bis einschließlich achten Transistoren mit den Kollektorelektroden des ersten bis einschließlich vierten Transistors gekoppelt sind und die Transistoren des dritten bzw. vierten Differenzpaares von dem Kollektor zu den Basiselektroden zurückgekoppelt sind.
Eine andere Art und Weise, den Einfluß des frequenzabhängigen Basiseingangswiderstandes auf die Bandbreite zu verringern als die obenstehend genannte Methode ist möglich bei einer Ausführungsform, die das Kennzeichen aufweist, daß die dritten und vierten Stromquellentransistoren aus einer zweiten gemeinsamen Regelschaltung regelbar sind.
Eine praktische Verwirklichung einer positiven Rückkopplung der dritten und vierten Transkonduktanzschaltung weist das Kennzeichen auf, daß die Kollektorelektroden der fünften bis einschließlich achten Transistoren mit den Basiselektroden der sechsten, fünften, achten bzw. siebenten Transistoren gekoppelt sind.
Eine praktische Verwirklichung einer negativen Rückkopplung weist das Kennzeichen auf, daß jeder der fünften bis achten Transistoren von dem Kollektor zu der Basis zurückgekoppelt ist.
Eine bevorzugte Ausführungsform mit einer wenig kritischen und dadurch wenig genauen Regelung der Transkonduktanz der dritten und vierten Transkonduktanzschaltung weist das Kennzeichen auf, daß in der Emitterleitung jedes der fünften bis einschließlich achten Transistoren ein Emitterwiderstand vorgesehen ist.
Eine Ausführungsform, die sich insbesondere eignet für sehr hohe Frequenzen, beispielsweise in dem Fernseh-Satellitenfrequenzbereich weist das Kennzeichen auf, daß über den Basis-Emitter-Übergang der neunten bis einschließlich zwölften Transistoren die fünften bis einschließlich achten Transistoren von dem Kollektor zu der Basis zurückgekoppelt sind und die Kollektorelektroden der ersten bis einschließlich vierten Transistoren mit den Basiselektroden der vierten, dritten, ersten bzw. zweiten Transistoren gekoppelt sind. Bei Anwendung dieser Maßnahme wird die Grenzfrequenz der signalverarbeitenden Transistoren erhöht.
Eine praktische Ausführungsform der Eingangstranskonduktanzschaltung weist das Kennzeichen auf, daß die Eingangstranskonduktanzschaltung eine Differenzstufe aufweist mit ersten und zweiten emittergekoppelten Eingangstransistoren mit einer Stromquelle in einer gemeinsamen Emitterleitung, wobei die Kollektorelektroden an den Basiselektroden der Transistoren eines der beiden Differenzpaare liegen.
Die bekannte Frequenzsyntheseschaltung benutzt einen breitbandigen Verstärker zwischen dem spannungsgesteuerten Abstimmoszillator und dem Frequenzteiler, damit bestehende Strahlungsanforderungen erfüllt werden und hat eine relativ aufwendige Schaltungskonfiguration.
Die Erfindung hat als zweite Aufgabe eine Frequenzsyntheseschaltung zu schaffen, die sich u.a. preisgünstiger verwirklichen läßt und weniger Verlustleistung hat als die bekannte Frequenzsyntheseschaltung.
Eine derartige Frequenzsyntheseschaltung nach der Erfindung weist dazu das Kennzeichen auf, daß ein abstimmbarer Resonanzverstärker, die obenstehend beschrieben worden ist, zwischen dem spannungsgesteuerten Oszillator und der Frequenzteilerschaltung vorgesehen ist, und daß das Schleifenfilter mit einem Abstimmregeleingang des abstimmbaren Resonanzverstärkers gekoppelt ist für einen Gleichlauf der Abstimmung des spannungsgesteuerten Oszillators mit der des abstimmbaren Resonanzverstärkers.
Bei Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahme kann mit Hilfe des abstimmbaren Resonanzverstärkers bei nur einen relativ geringen Verlustleistung eine relativ hohe selektive Verstärkung des Oszillatorsignals erhalten werden, wodurch die Oszillatorsignalamplitude klein gewählt werden kann.
Die Erfindung hat als dritte Aufgabe einen Superheterodyn-AM- und/oder FM-Empfänger mit einer adaptiven ZF-Signalverarbeitung zu schaffen, die auf einfachere Art und Weise verwirklicht werden kann als der bekannte Empfänger.
Ein derartiger Superheterodyn-AM-Empfänger mit nacheinander einem HF-Eingangsteil, einer abstimmbaren Mischstufe, einem AM-ZF-Teil und einer AM- Demodulationsanordnung, weist dazu das Kennzeichen auf, daß der AM-ZF-Teil einen abstimmbaren Resonanzverstärker aufweist mit einer nicht-regenerativen, für Gleichstrom negativ zurückgekoppelten Schleife mit einer geregelten Schleifenverstärkung, in die erste und zweite Tiefpaß-RC-Filter erster Ordnung aufgenommen sind und mit einer von einem Eingang zu einem Ausgang geschalteten Signalstrecke und einer von dem Ausgang zu dem Eingang geschalteten Rückkopplungsstrecke, wobei in der Signalstrecke eines der beiden genannten RC-Filter und in der Rückkopplungsstrecke das andere RC-Filter zusammen mit der geregelten Scheifenverstärkung vorgesehen ist oder in der Signalstrecke die beiden genannten RC-Filter zusammen mit einem Teil der geregelten Schleifenverstärkung und in der Rückkopplungsstrecke der andere Teil der geregelten Schleifenverstärkung vorgesehen ist, wobei diese Schleifenverstärkung durch erste und zweite Transkonduktanzschaltungen verwirklicht ist mit je einer regelbaren Transkonduktanz von einem Spannungseingang zu einem Stromausgang und daß in der Schleife der Stromausgang der ersten bzw. zweiten Transkonduktanzschaltung über ein Parallel-RC-Glied des ersten bzw. zweiten RC-Filters mit dem Spannungseingang der zweiten bzw. ersten Transkonduktanzschaltung gekoppelt ist, wobei diese Schleife mit Mitteln für eine Signalinversion versehen ist, wobei der Eingang des Resonanzverstärkers mit dem Eingang wenigstens einer der beiden Transkonduktanzschaltungen gekoppelt ist zum Zuführen zu derselben eines Eingangssignalstromes und wobei der Ausgang des Resonanzverstärkers mit dem Ausgang einer der beiden Transkonduktanzschaltungen gekoppelt ist zum Liefern einer Ausgangssignalspannung und daß der Ausgang der ersten bzw. zweiten Transkonduktanzschaltung mit Ein- und Ausgängen einer dritten bzw. vierten Transkonduktanzschaltung verbunden ist, wobei diese dritten und vierten Transkonduktanzschaltungen regelbar sind und über einen Regeleingang mit einem Ausgang einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines automatischen Verstärkungsregelsignals gekoppelt sind.
Bei Anwendung dieser Maßnahme wird bei einer abnehmenden Feldstärke die Verstärkung des AM-ZF-Teils erhöht, wobei mit dieser Erhöhung eine Verringerung der Bandbreite einhergeht und umgekehrt. Weil der Einfluß des Rauschanteils auf schwache Empfangssignale größer ist als auf starke Empfangssignale, wird gleichzeitig mit einer automatischen Verstärkungsregelung eine Stabilisierung des Rauscheindrucks auf einem relativ niedrigen Rauschpegel erhalten.
Ein Superheterodyn-FM-Empfänger mit nacheinander einem HF-Eingangsteil, einer abstimmbaren Mischstufe, einem FM-ZF-Teil und einer FM-Demodulationsanordnung, weist dazu das Kennzeichen auf, daß der FM-ZF-Teil einen abstimmbaren Resonanzverstärker aufweist mit einer nicht-regenerativen, für Gleichstrom negativ zurückgekoppelten Schleife mit einer geregelten Schleifenverstärkung, worin erste und zweite Tiefpaß-RC-Filter erster Ordnung aufgenommen sind und mit einer von einem Eingang zu einem Ausgang geschalteten Signalstrecke und einer von dem Ausgang zu dem Eingang geschalteten Rückkopplungsstrecke, wobei in der Signalstrecke eines der beiden genannten RC-Filter und in der Rückkopplungsstrecke das andere RC-Filter zusammen mit der geregelten Schleifenverstärkung vorgesehen ist oder in der Signalstrecke die beiden genannten RC-Filter zusammen mit einem Teil der geregelten Schleifenverstärkung und in der Rückkopplungsstrecke der andere Teil der geregelten Schleifenverstärkung vorgesehen ist, wobei diese Schleifenverstärkung durch erste und zweite Transkonduktanzschaltungen mit je einer regelbaren Transkonduktanz von einem Spannungseingang zu einem Stromausgang verwirklicht ist und daß in der Schleife der Stromausgang der ersten bzw. zweiten Transkonduktanzschaltung über ein Parallel-RC- Glied von dem ersten bzw. zweiten RC-Filter mit dem Spannungseingang der zweiten bzw. ersten Transkonduktanzschaltung gekoppelt ist, wobei diese Schleife mit Mitteln für eine Signalinversion versehen ist, wobei der Eingang des Resonanzverstärkers mit dem Eingang wenigstens einer der beiden Transkonduktanzschaltungen gekoppelt ist zum Zuführen zu derselben eines Eingangssignalstromes und der Ausgang des Resonanzverstärkers mit dem Ausgang einer der beiden Transkonduktanzschaltungen gekoppelt ist zum Liefern einer Ausgangssignalspannung und daß der Ausgang der ersten bzw. zweiten Transkonduktanzschaltung mit Ein- und Ausgängen einer dritten bzw. vierten Transkonduktanzschaltung verbunden ist, wobei diese dritten und vierten Transkonduktanzschaltungen regelbar sind und über einen Regeleingang mit einem Ausgang einer Empfangsqualitätsdetektionsschaltung gekoppelt sind und wobei diese erste und zweite Transkonduktanzschaltung über einen Regeleingang mit einem Ausgang der FM-Demodulationsanordnung gekoppelt ist.
Bei Anwendung dieser Maßnahme wird auf einfache Weise eine hohe ZF- Selektivität sowie eine weitgehend von Schwankungen in der Empfangsqualität unabhängige Empfängerleistung erhalten.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen
Fig. 1 einen bekannten abstimmbaren Resonanzverstärker,
Fig. 2a bis 2c eine erste bis dritte Ausführungsform des erfindungsgemäßen abstimmbaren Resonanzverstärkers,
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen abstimmbaren Resonanzverstärkers,
Fig. 4a bis 4f eine Anzahl Ansteuerungs- und Auskoppelmöglichkeiten des erfindungsgemäßen Resonanzverstärkers,
Fig. 5 eine erste integrierbare Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Resonanzverstärkers,
Fig. 6a die Bandpaßkennlinie der ersten Ausführungsform bei verschiedenen Einstellung der ersten und zweiten Transkonduktanzschaltung,
Fig. 6b die Bandpaßkennlinie der ersten Ausführungsform bei verschiedenen Einstellungen der dritten und vierten Transkonduktanzschaltung,
Fig. 7 eine zweite integrierbare Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Resonanzverstärkers,
Fig. 8 eine Ausführungsform einer Frequenzsyntheseschaltung mit einer Anzahl abstimmbarer Resonanzverstärker nach der Erfindung,
Fig. 9 eine Darstellung eines AM-Superheterodyn-Empfängers, nach der Erfindung,
Fig. 10 eine Darstellung eines FM-Superheterodyn-Empfängers nach der Erfindung.
Fig. 1 zeigt den Basisschaltplan des bekannten abstimmbaren Resonanzverstärkers nach der genannten deutschen Patentschrift Nr. 1.262.466, der eine einem Eingang IN zugeführte Eingangssignalspannung Vin selektiv zu einer Ausgangssignalspannung Vout an einem Ausgang OUT verstärkt. Der bekannte Resonanzverstärker ist mit einer nicht-regenerativen Schleife versehen, die eine Signalstrecke von dem Eingang IN zu dem Ausgang OUT aufweist, worin nacheinander: eine Spannungsaddierschaltung S, ein geregelter Spannungsverstärker VA und eine Kaskadenschaltung eines ersten und eines zweiten RC-Tiefpaßfilters erster Ordnung R1C1 bzw. R2C2 vorgesehen sind. Die Tiefpaßfilter R1C1 und R2C2 enthalten je einen Reihenwiderstand R1 bzw. R2 und einen nach Masse geschalteten Parellelkondensator C1 bzw. C2. Der Ausgang von R2C2. d.h. der gemeinsame Verbindungspunkt zwischen R2 und C2, liegt an den Ausgang OUT des Resonanzverstärkers. Die Schleife enthält zugleich eine Rückkopplungsstrecke, über die der Ausgang OUT mit der Spannungsaddierschaltung S gekoppelt ist. Die Spannungsaddierschaltung S addiert die Eingangsspannung Vin zu der Ausgangsspannung Vout und führt die auf diese Weise erhaltene Summenspannung Vin + Vout dem Spannungsverstärker VA zu.
Der Spannungsverstärker VA verwirklicht außer einer geregelten Schleifenverstärkung auch eine Signalinversion. Weil R1C1 und R2C2 eine frequenzabhängige Phasendrehung verwirklichen, die nur für den Gleichstromanteil Null ist, resultiert die genannte Signalinversion zu einer für Gleichstrom negativen Rückkopplung in der Schleife.
In der genannten deutschen Patentschrift wird dargelegt, daß der abstimmbare Resonanzverstärker nach Fig. 1, ausgehend von den einander entsprechenden Tiefpaßfiltern R1C1 und R2C2 mit R1 = R2 = R und C1 = C2 = C und von einer Verstärkung -A in dem regelbaren Spannungsverstärker VA, eine Resonanzfrequenz Wo aufweist, die dem nachfolgenden Wert entspricht (1+A)/RC einen Qualitätsfaktor Q aufweist, der dem Wert 1+A/3 entspricht und eine Bandbreite ΔW aufweist, die dem Wert 3/RC entspricht. Der Übertragungsfaktor bei der Resonanzfrequenz bzw. die selektive Verstärkung ist im wesentlichen gleich jQ. Wie aus dem Obenstehenden hervorgeht, kann durch eine Änderung des Verstärkungsfaktors -A des Spannungsverstärkers VA eine Abstimmung der Resonanzfrequenz WO auf einen gewünschten Wert erhalten werden ohne eine Änderung der Bandbreite ΔW. Eine derartige Abstimmänderung führt jedoch zu einer Änderung der selektiven Verstärkung des Resonanzverstärkers als Ganzes. Diese Eigenschaft ist grundsätzlich für den bekannten Resonanzverstärker. Zwar kann die Zunahme der selektiven Verstärkung bei einer Zunahme der Abstimmfrequenz dadurch ausgeglichen werden, daß auf bekannte Weise in Reihe mit dem bekannten Resonanzverstärker ein Integrator vorgesehen wird. Ein derartiger zusätzlicher Integrator verursacht jedoch eine starke Zunahme der selektiven Verstärkung bei einer zur Nullfrequenz abnehmenden Abstimmung bis theoretisch unendlich bei der Nullfrequenz selber.
Die Figuren 2a und 2b zeigen ein Blockschaltbild einer ersten bzw. zweiten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen abstimmbaren Resonanzverstärkers, wobei jeder Verstärker eine dem Eingang IN zugeführte Eingangssignalspannung Vin selektiv verstärkt zu einer Ausgangssignalspannung Vout am Ausgang OUT.
In der genannten ersten Ausführungsform, wie diese in Fig. 2a dargestellt ist, ist in der Signalstrecke von dem Eingang IN zu dem Ausgang OUT nur das zweite Tiefpaßfilter R2C2 vorgesehen und in der Rückkopplungsstrecke von dem Ausgang sind die übrigen Schleifenelemente vorgesehen und zwar die durch den regelbaren Spannungsverstärker VA verwirklichte geregelte Schleifenverstärkung und das erste Tiefpaßfilter R1C1. Dazu ist die Spannungsaddierschaltung S zwischen den beiden Tiefpaßfiltern R1C1 und R2C2 vorgesehen. Eine nicht dargestellte alternative Ausführungsform für diesen erfindungsgemäßen abstimmbaren Resonanzverstärker wird dadurch erhalten, daß die Addierschaltung S zwischen VA und R1C1 vorgesehen wird und der Ausgang von R1C1 als Ausgang OUT des Resonanzverstärkers benutzt wird. In der Signalstrecke dieser nicht dargestellten alternativen Ausführungsform ist das erste Tiefpaßfilter R1C1 vorgesehen und in der Rückkopplungsstrecke ist das zweite Tiefpaßfilter R2C2 mit nachfolgendem regelbarem Spannungsverstärker VA vorgesehen.
In der genannten zweiten Ausführungsform wird die geregelte Schleifenverstärkung abweichend von dem Resonanzverstärker nach Fig. 2a nicht durch einen einzigen regelbaren Spannungsverstärker verwirklicht, sondern durch die Kaskadenschaltung mehrerer regelbarer Spannungsverstärker, die je einen Teil und zusammen die gesamte Schleifenverstärkung verwirklichen. Die in Fig. 2b dargestellte Ausführungsform weist eine Kaskadenschaltung des ersten und zweiten regelbaren Spannungsverstärkers VA1 und VA2 auf. Vorzugsweise weisen die Spannungsverstärker VA1 und VA2 eine einander entsprechende Verstärkung auf, so daß jede Verstärker in dB die Hälfte der gesamten Schleifenverstärkung verwirklicht und die Signalinversion erfolgt in einem dieser Spannungsverstärker. Die Addierschaltung S liegt zwischen VA1 und VA2, so daß in der Signalstrecke von dem Eingang IN zu dem Ausgang OUT eine Kaskadenschaltung des zweiten regelbaren Spannungsverstärkers VA2, des ersten und des zweiten Tiefpaßfilters R1C1 bzw. R2C2 und in der Rückkopplungsstrecke von dem Ausgang OUT zu dem Eingang IN der erste regelbare Spannungsverstärker VA1 vorgesehen ist. Eine nicht dargestellte alternative Ausführungsform wird dadurch erhalten, daß die Addierschaltung S zwischen dem zweiten Spannungsverstärker VA2 und dem ersten Tiefpaßfilter R1C1 vorgesehen wird und daß der Ausgang des ersten Spannungsverstärkers VA1 als Ausgang OUT des Resonanzverstärkers benutzt wird. In dem Fall enthält die Signalstrecke von IN zu OUT die Kaskadenschaltung der beiden Tiefpaßfilter R1C1 und R2C2 und des ersten Spannungsverstärkers VA1, während die Rückkopplungsstrecke von OUT zu IN den zweiten Spannungsverstärker VA2 aufweist.
Fig. 2c zeigt eine dritte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen abstimmbaren Resonanzverstärkers, der gegenüber dem aus den Figuren 2a und 2b in der Praxis sich auf einfachere Art und Weise verwirklichen läßt. Die Schleife wird darin durch eine Kaskadenschaltung einer ersten und zweiten Transkonduktanzschaltung TC1 und TC2 mit regelbarer Transkonduktanz gebildet, wobei die Ausgänge mit einer als erstes Tiefaßfilter R1C1 wirksamen Parallelschaltung eines ersten Belastungskondensators C1 und eines ersten Belastungswiderstandes R1 gekoppelt sind und einer als zweites Tiefpaßfilter R2C2 wirksamen Parallelschaltung eines zweiten Belastungskondensators C2 und eines zweiten Belastungswiderstandes R2, wobei diese beiden Parallelschaltungen an Masse liegen. Die beiden Transkonduktanzschaltungen TC1 und TC2 bilden mit den Parallelschaltungen R1C1 bzw. R2C2 einen ersten bzw. zweiten Teil, die einander entsprechen. Der Ausgang der zweiten Transkonduktanzschaltung TC2 ist in der dargestellten Ausführungsform über eine Invertierschaltung INV mit dem Eingang der ersten Transkonduktanzschaltung TC1 verbunden. Dadurch entsteht eine geschlossene Schleifenschaltung in der eine Phasendrehung von 360º erst bei sehr hohen Resonanzfrequenzwerten, im theoretischen Fall bei einem Resonanzfrequenzwert entsprechend unendlich, auftritt. Die Resonanfrequenz ist diejenige Frequenz, für die in der geschlossenen Schleife die maximale Verstärkung gleich Eins auftritt. In der Praxis stellt es sich heraus, daß die Phasendrehung bei der Resonanzfrequenz über jeden Teil zwar sehr nahe bei 90º liegt, aber einer geeigneten Bemessung gibt es noch genügend Phasenraum um eine Schwingung zu vermeiden.
Die Schleifenschaltung weist eine Bandpaßkennlinie auf, deren Resonanzfrequenz durch eine Änderung der Transkonduktanz von TC1 und TC2 regelbar ist und wobei die Bandbreite mittels eines richtig gewählten RC-Wertes für die Parallelschaltungen R1C1 und R2C2 einstellbar ist.
Die Invertieranordnung INV kann an jeder beliebigen Stelle in der Schleife vorgesehen werden und kann fortfallen, wenn in einer der Transkonduktanzen TC1 und TC2 eine Signalinversion erfolgt. Aus Symmetrieerwägungen wird vorzugsweise der Teil, der durch TC1 und R1C1 gebildet wird, auf entsprechende Weise ausgebildet wie der Teil, der durch TC2 und R2C2 gebildet wird. In einer balanzierten Ausführungsform wird eine Signalinversion auf einfache Weise dadurch erhalten, daß in der Schleife eine Kreuzkopplung vorgesehen wird, was an Hand der Fig. 5 und 7 näher erläutert wird.
Die Tranzkonduktanzschaltungen TC1 und TC2 liefern je einen Ausgangsstrom Io1 bzw. Io2, der mit einer Eingangsspannung Vi1, bzw. Vi2 variiert, wobei die Transkonduktanz Io1/Vi1 bzw. Io2/Vi2 regelbar ist. Der auf diese Weise erhaltenen regelbaren Spannung- Stromumwandlung in TC1 und TC2 folgt eine feste Strom- Spannungumwandlung über R1C1 und R2C2, so daß zusammen mit der Invertieranordnung INV in der Schleife eine für gleichstrom negative Rückkopplung erhalten wird und eine Schleifenwirkung, die durch eine Regelung der Transkonduktanzen von TC1 und TC2 regelbar ist.
In der in Fig. 2c dargestellten Ausführungsform ist der abstimmbare Resonanzverstärker mit einer ersten bzw. zweiten Klemme (I/0)1 bzw. (I/0)2 versehen, die an die gemeinsame Verbindung von TC1 und R1C1 bzw. TC2 und R2C2 angeschlossen ist, bezeichnet durch S1 bzw. S2. In einer ersten Betriebsart wird die erste Klemme (I/0)1 oder die zweite Klemme (I/0)2 benutzt als Stromeingang und gleichzeitig als Spannungsausgang des Resonanzverstärkers. In einer zweiten Betriebsart wird die erste Klemme (I/0)1 als Stromeingang und die zweite Klemme (I/0)2 als Spannungsausgang oder umgekehrt benutzt. In einer dritten Betriebsart wird der abstimmbare Resonanzverstärker zur Filterung eines Phasenquadratursignalepaares benutzt, wobei die ersten und zweiten Klemmen (I/0)1 und (I/0)2 ein Phasenquadratur-Stromeingangsklemmenpaar sowie ein Phasenquadratur-Spannungsausgangsklemmenpaar bilden.
In der ersten Betriebsart wird beispielsweise der ersten Klemme (I/0)1 ein Eingangssignalstrom Iin zugeführt und an dem Knotenpunkt S1 zu dem Ausgangsstrom Io1 von TC1 addiert. Die Ausgangsimpedanz von TC1, gesehen aus S1, ist induktiv und kann als durch eine (nicht dargestellte) Spule L1 ersetzt gedacht werden, wobei diese Spule parallel zu R1C1 liegt. Die Spannung an S1 über R1C1 ist dadurch bei der Resonanzfrequenz fres des Resonanzverstärkers im wesentlichen gleichphasig zu dem Eingangssignalstrom Iin und ist gleich der Summe der Teilspannungen, die durch jeden der Ströme Iin und Io1 an R1C1 verursacht werden. Diese Spannung ist als Ausgangssignalspannung Vout an der ersten Klemme (I/0)1 verfügbar.
Obschon die erste Klemme (I/0)1 als Stromeingang und Spannungsausgang benutzt wird ist in dieser ersten Betriebsart in der Signalstrecke der Schleife von dem Stromeingang zu dem Spannungsausgang das erste Tiefpaßfilter R1C1 vorgesehen und in der Rückkopplungsstrecke der Schleife von dem Spannungsausgang zu dem Stromeingang die Kaskadenschaltung von TC2, R2C2, INV und TC1. Wie bereits oben bemerkt, verwirklichen TC1 und TC2 die geregelte Schleifenverstärkung.
Auf entsprechende Weise resultiert ein Eingangssignalstrom I'in an der zweiten Klemme (I/0)2 zu einer Ausgangsspannung V'out an S2 über R2C2, die bei fref im wesentlichen gleichphasig zu dem Eingangssignalstrom I'in ist und die Summe der durch den I'in und den Ausgangsstrom von TC2, Io2 über R2C2 verursachte Teilspannungen ist. Dabei ist in der Signalstrecke der Schleife von dem Stromeingang zu dem Spannungsausgang das zweite Tiefpaßfilter R2C2 vorgesehen und in der Rückkopplungsstrecke der Schleife von dem Spannungsausgang zu dem Stromeingang die Kaskadenschaltung von TC1 R1C1 und TC2.
In der genannten dritten Betriebsart bilden (I/0)1 und (I/0)2 phasengleiche bzw. Quadraturklemmen, denen die phasengleichen bzw. die Quadraturanteile des Phasenquadratureingangssignalstromes zugeführt werden. Auf die obenstehend beschriebene Art und Weise werden an denselben Klemmen (I/0)1 und (I/0)2 die phasengleichen bzw. Quadraturanteile des durch diesen Phasenquadratureingangssignalstrom verursachte Phasenquadratur-ausgangssignalspannung verfügbar. In der genannten zweiten Betriebsart mit beispielsweise der ersten Klemme (I/0)1 als Stromeingang und mit der zweiten Klemme (I/0)2 als Spannungsausgang ist in der Signalstrecke der Schleife von dem Stromeingang zu dem Spannungsausgang die Kaskadenschaltung des ersten Tiefpaßfilters R1C1, der zweiten Transkonduktanz TC2 und des zweiten Tiefpaßfilters R2C2 vorgesehen und in der Rückkopplungsstrecke von dem Spannungsausgang zu dem Stromeingang außer der Invertierschaltung INV die erste Transkonduktanz TC1. Dadurch ist in dieser zweiten Betriebsart die geregelte Schleifenverstärkung im Falle einer symmetrischen Ausbildung zu gleichen Teilen über die Signal- und Rückkopplungsstrecke der Schleife verteilt. Ein der Klemme (I/0)1 zugeführter Eingangsstrom Iin verursacht, wie bereits oben erwähnt, eine Spannung an S1, die gegenüber Iin im wesentlichen gleichphasig ist. Diese gleichphasige Spannung wird in TC2 in einem Strom Io2 umgewandelt, der gegenüber der letztgenannten Spannung gleichphasig ist und damit zugleich im wesentlichen zu dem Wert Iin gleichphasig. Der Strom Io2 verursacht an S2 über R2C2 eine Spannung, die im wesentlichen gegenüber Io2 um 90º phasenverschoben ist, so daß an (I/0)2 eine Ausgangsspannung V'out erhalten wird, die bei fres um 90º oder wenigstens nahezu 90º gegenüber Iin phasenverschoben ist.
Fig. 3 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen abstimmbaren Resonanzverstärkers RA auf Basis von dem Verstärker nach Fig. 2c. Die dargestellte bevorzugte Ausführungsform ist mit einem Eingang mit phasenrichtigen und Quadraturspannungseingangsklemmen Vi und Vq und mit einem Ausgang mit phasenrichtigen und Quadraturspannungsausgangsklemmen VI und VQ versehen. Dabei entsprechen VI und VQ den ersten bzw. zweiten Klemmen (I/0)1 bzw. (I/0)2 nach Fig. 2c.
Damit eine elektronische Einstellung der Bandbreite ermöglicht wird, ist der abstimmbare Resonanzverstärker RA mit dritten und vierten Transkonduktanzschaltungen TC3 bzw. TC4 versehen, die je von dem Ausgang zu dem Eingang zurückgekoppelt sind und an dem Ausgang von TC1 bzw. TC2 liegen. Diese Transkonduktanzschaltungen TC3 und TC4 verwirklichen einen zusätzlichen Widerstand, der als parallel zu der Parallelschaltung R1C1 bzw. R2C2 geschaltet gedacht werden kann.
Eine Änderung der Transkonduktanz von TC3 und TC4 führt außer zu einer Änderung der Bandbreite zugleich zu einer Änderung der selektiven Verstärkung bei der Resonanzfrequenz, ohne daß die Abstimmfrequenz beeinflußt wird. Dabei geht eine Verringerung der Bandbreite mit einer Vergrößerung der selektiven Verstärkung einher, wodurch dieser abstimmbare Resonanzverstärker sich insbesondere zum Gebrauch als ZF-Filter in einem Empfänger für eine rauschadaptive Signalselektion und- Verstärkung eignet. Dies wird in Fig. 9 näher beschrieben.
Bei einer positiven Rückkopplung von dem Ausgang zum Eingang, wie dargestellt, verwirklichen sie einen negativen Widerstand, der zusammen mit R1 bzw. R2 bei einem Wert, der in der absoluten Größe dem von R1 und R2 nahe kommt, zu sehr hohen effektiven Widerstandswerten führen können und machen eine einfache Einstellung auf einen hohen Qualitätsfaktor oder eine schmale Bandbreite möglich. Außerdem kann durch diese Maßnahme R1 bzw. R2 klein gewählt werden, wodurch je nach der Ausführungsform die Speisespannung und damit die Verlustleistung niedrig gehalten werden kann.
Bei einer negativen Rückkopplung (nicht dargestellt) von dem Ausgang zum Eingang beispielsweise mittels einer Invertierschaltung in der Signalstrecke von TC3 und TC4 (nicht dargestellt) verwirklichen sie einen positiven Widerstand, mit dem eine Dämpfung der Bandpaßkennlinie des Resonanzverstärkers möglich ist und Phasendrehungen durch parasitäre Laufzeiteffekte ausgeglichen werden können. Je nach der Art der vorherrschenden parasitären Effekte (d.h. je nach der zu verarbeitenden Frequenz), wird eine positive oder negative Rückkopplung von TC3 und TC4 angewandt, damit eine einwandfreie Wirkung des Resonanzverstärkers erhalten wird. Die Transkonduktanz von TC3 und TC4 kann dazu auf einen Festwert eingestellt werden.
Es ist jedoch auch möglich, die Transkonduktanz von TC3 und TC4 auf geeignete Weise, beispielsweise in einer bestimmten Abhängigkeit von der Transkonduktanz von TC1 und TC2 zu regeln. Damit läßt sich erreichen, daß über einen relativ großen Abstimmbereich des abstimmbaren Resonanzverstärkers die Bandbreite innerhalb genauer Grenzen konstant bleibt und nach wie vor eine einwandfreie Wirkung des Resonanzverstärkers beibehalten wird.
Der dargestellte abstimmbare Resonanzverstärker RA ist mit einer Eingangstranskonduktanzschaltung versehen, die erste und zweite Eingangstranskonduktanzteilschaltungen TC5 und TC6 aufweist. Die Schaltung TC5 bzw. TC6 liegt zwischen der gleichphasigen Eingangsklemme Vi und dem Knotenpunkt S1 bzw. zwischen der Quadratureingangsklemme Vq und dem Knotenpunkt S2. Der Ausgang von TC1 oder S1 bzw. der Ausgang von TC2 oder S2 ist mit der gleichphasigen Ausgangsklemme VI bzw. der Quadraturausgangsklemme VQ des abstimmbaren Resonanzverstärkers RA verbunden. Die Eingangstranskonduktanz-schaltung TC5, TC6 verwandelt ein Phasenquadratureingangsspannungspaar in ein Phasenquadratureingangsströmepaar und führt diese der Schleifenschaltung an den genannten Knotenpunkten zu, zwischen denen eine der beiden ersten und zweiten Transkonduktanzschaltungen TC1 und TC2 vorgesehen sind. Dadurch wird die Phasenquadraturbeziehung der zu verstärkenden Phasenquadratureingangsspannungen beibehalten. Die verstärkten Phasenquadraturspannungen werden an den genannten Punten aus der Schleifenschaltung ausgekoppelt. Mittels einer richtigen Einstellung der Transkonduktanz von TC5 und TC6 kann der Verstärkungsfaktor des Resonanzverstärkers auf einen gewünschten Wert eingestellt werden.
Eine Änderung von TC3 und TC4 führt zu einer Änderung des genannten Verstärkungsfaktors, der durch eine geeignete Regelung von TC5 und TC6 über einen großen Abstimmbereich ausgeglichen werden.
Die Figuren 4a bis 4f zeigen eine Anzahl Anschluß- und Auskoppelmöglichkeiten des abstimmbaren Resonanzverstärkers RA nach der Erfindung, wobei die Elemente die denen aus Fig. 3 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen angegeben sind.
Fig. 4a zeigt eine gemeinsame Zufuhr einer einzigen Eingangssignalspannung zu Vi und Vq, wobei diese Eingangssignalspannung selektiv verstärkt und in ein Phasenquadraturausgangsspannungspaar an VI und VQ umgewandelt wird, die in einer Addierschaltung addiert werden, was zu einer einzigen Ausgangsspannung führt.
Fig. 4b zeigt ebenfalls eine gemeinsame Zufuhr einer einzigen Eingangsgleichspannung zu Vi und Vq, wobei der abstimmbare Resonanzverstärker RA als selektives Phasenspaltglied wirksam ist. Darin wird eine einzige Eingangsspannung selektiv verstärkt und zu ein Phasenquadraturausgangsspannungspaar umgewandelt bzw. aufgeteilt.
Fig. 4c zeigt die Zufuhr einer einzigen Eingangsspannung zu Vi und die Entnahme einer einzigen Ausgangsspannung bei VQ, die um 90º oder wenigstens nahezu 90º gegenüber Vi phasenverschoben ist.
Fig. 4d zeigt die Zufuhr einer einzigen Eingangsspannung zu Vi und eine Addierung der aus dieser Eingangsspannung erhaltenen Phasenquadraturausgangsspannungen, was zu einer einzigen Ausgangsspannung führt.
Fig 4e zeigt den abstimmbaren Resonanzverstärker RA als selektiven Verstärker von Phasenquadraturspannungen, wobei Vi und Vq ein Paar Phasenquadratureingangsspannungen zugeführt werden und wobei VI und VQ ein Paar Phasenquadraturausgangsspannungen entnommen werden.
Fig. 4f zeigt den abstimmbaren Resonanzverstärker RA als selektive Schnittstellenstufe von Quadratur- zu nicht-Quadratursignalen, wobei ein Paar Phasenquadratureingangsspannungen selektiv zu einem Paar Phasenquadraturausgangsspannungen verstärkt werden, wobei die Ausgangsspannungen in einer Addierschaltung addiert werden, was zu einer einzigen Ausgangsspannung führt.
Fig. 5 zeigt eine praktische Ausführungsform eines erfindungsgemäßen abstimmbaren Resonanzverstärkers, der insbesondere für eine Verwirklichung in bipolarer IC-Technologie mit ersten bis einschließlich vierten regelbaren Transkonduktanzschaltungen geeignet ist, die erste bis einschließlich achte Transistoren T1 bis einschließlich T8 und erste bis einschließlich vierte Stromquellentransistoren CT1 bis einschließlich CT4 aufweisen, die je als regelbare Stromquelle wirksam sind. Dabei sind die Emitterelektroden von T1 und T2 bzw. T3 und T4 untereinander unmittelbar und die von T5 und T6 bzw. T7 und T8 über je einen Degradationswiderstand Re mit einem gemeinsamen Emitterschwanz verbunden. In dem Emitterschwanz der auf diese Weise erhaltenen ersten bis einschließlich vierten Differenzpaare T1, T2; T3, T4; T5, T6 und T7, T8 sind die Stromquellentransistoren CT1 bis einschließlich CT4 vorgesehen.
Die genannten ersten bis einschließlich vierten Differenzpaare zusammen mit den Stromquellentransistoren CT1 bis einschließlich CT4 bilden eine praktische Verwirklichung der ersten bis einschließlich vierten regelbaren Transkonduktanzschaltungen TC1 bis einschließlich TC4 nach Fig. 1. Die Stromquellentransistoren CT1 und CT2 bzw. CT3 und CT4 sind Ausgangstransistoren einer ersten bzw. zweiten regelbaren Stromspiegelschaltung mit als Diode wirksamen Eingangsregeltransistoren D1 bzw. D2. Die Kollektorelektroden von T1 bis einschließlich T4 liegen über erste bis einschließlich vierte untereinander gleiche Belastungswiderstände RC1 und RC2 an eine Speisespannung, während zwischen den Kollektorelektroden von T1 und T2 bzw. T3 und T4 eine erste Kapazität C1 bzw. eine zweite Kapazität C2 vorgesehen ist. Der Kollektor von T3, T4, T2 und T1 ist über einen Basiswiderstand Rb an der Basis von T1 bis einschließlich T4 gekoppelt. Durch diese kreuzweise Kollektorbasiskopplung wird eine für Gleichstrom negative Rückkopplung einer Kaskadenschaltung der ersten und zweiten Transkonduktanz erhalten.
Die dritten und vierten Transkonduktanzschaltungen sind je von dem Ausgang nach dem Eingang positiv zurückgekoppelt und sind mit dem Ausgang der ersten bzw. zweiten Transkonduktanzschaltungen verbunden, und zwar dadurch, daß die Kollektorelektroden von T5 bis einschließlich T8 an der Basis von T6, T5, T8 bzw. T7 liegen und die Kollektorelektroden von T1 bis einschließlich T4 an der Basis von T5 bis einschließlich T8 liegen.
Der abstimmbare Resonanzverstärker enthält zugleich eine regelbare Eingangsstromkonduktanzschaltung mit ersten und zweiten emittergekoppelten Eingangstransistoren Ti1 und Ti2 mit einer regelbaren Stromquelle CT5 in einem gemeinsamen Emitterschwanz. Die Kollektorelektroden von Ti1 und Ti2 liegen an den Kollektorelektroden von T1 bzw. T2 und an der Basis von T4 bzw. T3. Die Basis von Ti1 und Ti2 liegt an einem balanzierten Eingang des Resonanzverstärkers sowie über untereinander gleiche Basiswiderstände R3 und R4 an einem gemeinsamen Eingang eines Spannungsteilers D4, R1, R3 für eine geeignete Arbeitspunkteinstellung von Ti1 und Ti2. Von den Kollektorelektroden von T3 und T4 wird über eine regelbare Ausgangsstufe eine balanzierte Ausgangsspannung zu einem balanzierten Ausgang des abstimmbaren Resonanzverstärkers zugeführt.
Der abstimmbare Resonanzverstärker enthält erste und zweite emittergekoppelte Ausgangstransistoren To1 und To2 mit einem regelbaren Stromquellentransistor CT6 in einem gemeinsamen Emitterschwanz. Die Basiselektroden von To1 und To2 liegen über untereinander gleiche Basiswiderstände R7 und R8 an einem gemeinsamen Ausgang eines Spannungsteilers D5, R5, R6 für eine geeignete Arbeitspunkteinstellung von To1 und To2, während die Kollektorelektroden mit den Kollektorelektroden von T4 und T3 sowie mit einem balanzierten Ausgang des Resonanzverstärkers verbunden sind. Die regelbaren Stromquellentransistoren CT5 und CT6 bilden Ausgangstransistoren einer dritten regelbaren Stromspiegelschaltung mit einem als Diode wirksamen Eingangsregeltransistor D3. Die genannten ersten bis einschließlich dritten regelbaren Stromspiegelschaltungen sind regelbar/einstellbar und zwar mittels eines Abstimm-, eines Bandbreiten- und eines Verstärkungsregelstromes It, Iq und Id an den Regeleingängen IT, TQ und ID, wobei diese Regeleingänge mit der Basis von D1 bis einschließlich D3 gekoppelt sind. Diese Regelströme werden in den ersten bis einschließlich dritten Stromspiegelschaltungen zu den Ausgangstransistoren CT1, CT2; CT3, CT4; CT5, CT6 gespiegelt.
Das Ausgangsdifferenzpaar To1, To2 dient im wesentlichen zum Erhalten einer untereinander gleichen Gleichstromeinstellung der beiden durch die ersten und dritten bzw. die zweiten und vierten Transkonduktanzen gebildeten Abschnitte.
In der dargestellten Ausführungsform bildet jede der dritten und vierten regelbaren Transkonduktanzschaltungen T5, T6, CT3, bzw. T7, T8, CT4 einen regelbaren negativen Widerstand, der es ermöglicht, eine Zunahme in der Bandbreite bzw. eine Verringerung der Verstärkung durch eine Verringerung des Eingangswiderstandes ro von T3, T4, bzw. T1, T2 ohne Änderung der Belastungswiderstände RC1, RC2 auszugleichen. Eine Verringerung von ro entsteht bei einer Zunahme des Abstimmregelstromes It, d.h. bei einer Abstimmung von niedrigeren zu höheren Frequenzen. Auch die Basisreihenwiderstände Rb vermeiden eine Zunahme der Bandbreite bzw. eine Verringerung der Verstärkung bei zunehmender Frequenz. Obschon in der dargestellten Ausführungsform die Verwendung des durch T5, T6, CT3 und T7, T8, CT4 gebildeten negativen Widerstandes in Kombination mit der Verwendung der Basisreihenwiderstände Rb dargestellt ist, sind beide Anwendungsbereiche alternative Lösungen für dasselbe Problem und es kann gegebenenfalls die eine Anwendung ohne die andere benutzt werden.
In der Praxis stellt es sich heraus, daß die Abstimmfrequenz FR, die Bandbreite BW und die Verstärkung G für die dargestellte Ausführungsform bei geringen Werten für RB und RE annähernd den nachfolgenden Gleichungen entsprechen.
worin VT das thermische Potential ist und etwa 25 mV beträgt und It, Iq und Id der Strom der Stromquellentransistoren CT1, CT2; CT3, CT4 und CT5, CT6 ist.
In einer praktischen Anwendung zur Abstimmung in dem HF-AM- Rundfunkfrequenzbereich von 400 KHz - 1600 kHz betrugen:
die Widerstände R3, R4, R7 und R8 2 kΩ;
R2, R5: 70 kΩ;
R1, R6: 30 kΩ;
RC1 - RC4: 25 kΩ;
Re: 15 kΩ;
Rb = 0 (kurzgeschlossen);
die Kondensatoren C1, C2: 32 pF;
die Speisespannung: 1, 8 V;
die Leistungsaufnahme: 0,36 mW;
Id: 30 µA;
und Iq = 2 µA+Itx0,18.
Eine alternative Ausführungsform mit einer konstanten Transkonduktanz der dritten und vierten Transkonduktanzschaltungen wird erhalten, wenn in Abweichung von der obenstehenden Bemessung Iq auf 3,8 µA eingestellt wird und Rb gleich 7 kΩ gewählt wird.
In einer praktischen Anwendung für eine Abstimmung in dem HF-FM- Rundfunkfrequenzbereich von 85 MHz - 110 MHz betrugen:
die Widerstände RC1 - RC4: 10 kΩ;
Re: 3,3 kΩ; Rb 40 Ω
der Strom Id 30µA; Iq: 10 µA;
der Kondensator C1, C2: 0,5 pF;
die Speisespannung: 1,8 V;
die Leistungsaufnahme: 0,55 mW.
Eine andere (nicht dargestellte) vereinfachte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen abstimmbaren Resonanzverstärkers, der sich ebenfalls für eine Abstimmung in dem genannten HF-FM Rundfunkfrequenzbereich eignet, wird dadurch erhalten, daß die dritten und vierten Transkonduktanzschaltungen T5, T6, CT3 und T7, T8, CT4 völlig fortgelassen wird (nicht dargestellt) und (nicht dargestellt) erste und zweite Belastungswiderstände in Reihe mit C1 bzw. C2 zwischen den Kollektorelektroden von T1 und T2 bzw. T3 und T4 geschaltet werden.
In einer praktischen Ausgestaltung einer derartigen vereinfachten Ausführungsform betrugen:
der Widerstand R3, R4, R7, R8: 2 kΩ;
R2, R5: 1 MΩ;
R1, R6: 60 kΩ;
RC1 - RC4: 45 kΩ;
die ersten und zweiten (nicht dargestellten) Belastungswiderstände: 50 Ω;
der Strom Id: 26 µA;
die Speisespannung: 2,7 V;
die Leistungsaufnahme: 0,6 mW.
Fig. 6a zeigt durch die Kurven 1-5 bei verschiedenen Abstimmströmen It und bei konstanten Strömen Iq und Id die Bandpaßkennlinie des in Fig. 3 dargestellten abstimmbaren Resonanzverstärkers, ausgebildet in bipolarer IC-Technologie, mit LOCOS-Isolierung, 2 µm Emitterbreite und mit einer Transistorgrenzfrequenz von etwa 4 GHz. Darin waren die Basisreihenwiderstände Rb und die Degenerationswiderstände Re kurzgeschlossen. Betrugen die Widerstände RC1 - RC4 5 kΩ und C1, C2: 8 pF. Es ist deutlich ersichtlich, daß die Bandbreite zwischen 50 MHz und 150 MHz nahezu konstant ist.
Fig. 6b zeigt mit den Kurven 1-3 die Bandpaßkennlinie des letztgenannten Resonanzverstärkers bei konstanten Strömen It und Id und verschiedenen Strömen Iq. Es ist deutlich ersichtlich, daß dabei keine Verstimmungen auftreten.
Eine Ausführungsform, geeignet für eine Abstimmung in dem HF- Fernseh-VHF/UHF-Frequenzbereich von 50 MHz-900 MHz wird dadurch erhalten, daß in der Ausführungsform nach Fig. 3 T5 und T6 bzw. T7 und T8 negativ zurückgekoppelt werden (nicht dargestellt) und erste und zweite Belastungsreihenwiderstände in Reihe mit C1 bzw. C2 geschaltet wird (nicht dargestellt). Eine derartige negative Rückkopplung wird dadurch erreicht, daß für jeden der Transistoren T5-T8 eine Kollektorbasisverbindung angebracht wird.
In einer praktischen Ausführungsform wurden It sowie Iq geregelt und betrugen:
die Widerstände R3, R4, R7, R8: 2kΩ;
R2, R5 1: MΩ; R1, R6 60: kΩ;
RC1 - RC4: 5 kΩ;
die ersten und zweiten (nicht dargestellten) Belastungsreihenwiderstände (je 100 Ω);
Rb = Re = 0 (kurzgeschlossen);
der Belastungskondensator C1, C2: 0,5 pF;
der Strom Id: 200 µA;
die Speisespannung: 5 V;
die Leistungsaufnahme: 12,5 mW.
Fig. 7 zeigt eine Ausführungsform eines abstimmbaren Resonanzverstärkers, der sich für eine Abstimmung in dem Fernseh-Satellitenfrequenzbereich von etwa 900 MHz- 2 GHz eignet. Die kapazitiven Belastung der ersten bzw. zweiten Transkonduktanzschaltung T1, T2, CT1 bzw. T3, T4, CT2 wird hier durch die parasitären Kollektorbasiskapazitäten an den Belastungswiderständen RC1 - RC4 gebildet. Um eine Schwingung infolge von Laufzeiteffekten zu vermeiden, sind T5 und T6 bzw. T7 und T8 über als Emitterfolger geschaltete neunte bis einschließlich zwölfte Transistoren T9 und T10 bzw. T11 und T12 negativ zurückgekoppelt. Diese Emitterfolger T9 - T12 erhöhen zugleich die Grenzfrequenz der signalverarbeitenden Transistoren T1 - T4 und liegen über je einen Emitterwiderstand Rem an Masse. Weiterhin liegen RC3 und RC4 gemeinsam über ein Diodenreihenpaar D5, D6 an der Speisespannung. Das Diodenreihenpaar D5, D6 dient zum Erhalten einer gleichen Gleichstromeinstellung der ersten und zweiten Abschnitte. Die Ausgangsstufe dient dabei völlig für Meßzwecke und simuliert eine Belastung. Sie hat keine Signalverarbeitungsaufgabe und wird daher nicht näher beschrieben.
In einer praktischen Ausgestaltung betrugen:
die Widerstände R1, 2: 30 kΩ; R3, R4: 2kΩ; R0: 10 Ω; Rem 1 kΩ; RC1-RC4: 750 Ω;
die Speisespannung 5 V;
die Leistungsaufnahme 75 mW.
Fig. 8 zeigt eine erfindungsgemäße Frequenzsyntheseschaltung mit einer phasengekoppelten Schleife, in der nacheinander ein erster abstimmbarer Resonanzverstärker RA1, ein fester Frequenzteiler oder "prescaler" PS für eine Teilung der Frequenz mit einem festen Teilungsfaktor N, ein zweiter abstimmbarer Resonanzverstärker RA2, ein programmierbarer Frequenzteiler PFD mit einem Regeleingang Ti für eine Regelung oder Programmierung des Frequenzteilungsfaktors M, ein Phasendetektor, dem aus einem festen Oszillator XO eine feste Bezugsfrequenz zugeführt wird, ein Schleifenfilter LF und ein spannungsgesteuerter Oszillator TO vorgesehen sind, der als Abstimmoszillator wirksam ist.
Der Ausgang von TO ist über eine Verbindung SL1 mit dem Eingang von RA1 verbunden sowie mit einem dritten abstimmbaren Resonanzverstärker RA3, wobei an einem Ausgang O das selektiv verstärkte Oszillatorsignal von TO verfügbar ist, beispielsweise für eine Mischkonversion eines HF-AM oder FM-Rundfunksignals, eines Fernseh-VHF/UHF oder Satellitenempfangssignals zu einer Mittenfrequenz.
In der dargestellten Ausführungsform entsprechen RA1-RA3 einer der obengenannten Ausführungsformen, je nach dem Frequenzbereich, in der die Frequenzsyntheseschaltung wirksam ist. Dahin wird das Gleichstromregelsignal an dem Ausgang von LF nicht nur für eine Phase-Frequenzregelung von TO sondern auch für eine Regelung der Abstimmung von RA1/RA3 benutzt. Um einen genauen Gleichlauf in der Abstimmung von einerseits RA1/RA3 und andererseits TO zu gewährleisten wird, je nach der Ausgestaltung von RA1-RA3 und TO das Gleichstromregelsignal in einer Gleichstromumwandlungsschaltung CC auf geeignete Weise in den Abstimmregelstrom It umgewandelt. Falls auch eine Bandbreitenregelung erforderlich ist, wie beispielsweise bei Anwendung in dem Fernseh-Satellitenfrequenzbereich, liefert CC auch die dazu erforderlichen aus dem Gleichstromregelsignal abgeleiteten Regelströme Iq (nicht dargestellt).
Weil in der Praxis bei einer Ausgestaltung in integrierter Form der Abstimmoszillator TO nicht auf demselben Substrat durchgeführt wird wie die übrigen Schaltungsanordnungen der Schleife, soll der Signalpegel auf der Verbindung SL ausreichend klein sein um den heutigen Anforderungen in bezug auf Oszillatorstrahlung zu genügen. Damit dabei eine einwandfreie Wirkung der Schleife gewährleistet wird, verstärkt RA1 das Oszillatorsignal selektiv bevor eine Frequenzteilung in PS erfolgt. Eine weitere Verbesserung der Schleifenwirkung wird mit RA2 erhalten, welche die logische Marge d.h. die Differenz zwischen 0- und 1-Pegel des Signals am Ausgang von PS vergrößert. Weil RA2 in einem niedriger liegenden Frequenzbereich wirksam ist als RA1, kann eine Anpassung des Abstimmregelbereiches It notwendig sein (nicht dargestellt). Der dritte abstimmbare Resonanzverstärker RA3 verstärkt das relativ schwache Oszillatorsignal SL selektiv zu einem zur Mischung brauchbaren Signalpegel.
Fig. 9 zeigt einen erfindungsgemäßen AM-Superheterodynempfänger mit nacheinander einem HF-Eingangsteil 11, einer Mischstufe 12, der aus einem Abstimmoszillator 13 ein abstimmbares Mischsignal zur Umwandlung eines gewünschten AM-HF-Signals zu einer festen AM-Mittenfrequenz (AM-MF) zugeführt wird, einem AM-ZF-Teil 14 für eine Verstärkung und eine Selektion des AM-ZF-Signals, einem AM-Demodulator 15 für eine Demodulation des AM-ZF-Signals, einem Audio-Verarbeitungsteil 15 und einer Tonwidergabeanordnung 17 für eine Verarbeitung und Wiedergabe des demodulierten Audio-Signals.
Der AM-ZF-Teil 14 ist mit einer Kaskadenschaltung aus M abstimmbaren Resonanzverstärkern Ra1-Ran versehen, die je ausgebildet sind wie beispielsweise in Fig. 3 dargestellt ist. Die ersten und zweiten regelbaren Transkonduktanzen TC1 und TC2 sind dabei auf denjenigen Wert fest eingestellt, bei dem die Resonanzfrequenz fres dem Wert AM-ZF entspricht. Die dritten und vierten regelbaren Transkonduktanzen TC3 und TC4 werden aus einem gemeinsamen Regeleingang BC geregelt, dem ein Verstärkungsregelsignal (AVR-Signal)-Strom Iq aus einer AVR-Signalerzeugungsschaltung 18 zugeführt ist. Die AVR-Signalerzeugungsschaltung 18 ist mit einem Ausgang des AM-Demodulators 15 gekoppelt und führt mittels einer geeignet gewählten Integration bzw. Tiefpaßfilterung aus der Amplitude des demodulierten Audio-Signals den AVR-Signalstrom Iq ab, der ein Maß für die Empfangsfeldstärke ist. Dadurch, daß bei einer abnehmenden Empfangsfeldstärke TC3 und TC4 mit Hilfe von Iq auf die obenbeschriebene Art und Weise derart geregelt wird, daß die selektive Verstärkung jedes der Resonanzverstärker RA1 bis einschließlich Ran zunimmt, nimmt gleichzeitig die Bandbreite davon ab. Dadurch wird außer einer Amplitudenstabilisierung auch eine adaptive Rauschpegelstabilisierung erhalten.
Fig. 10 zeigt einen FM-Superheterodynempfänger, dessen Teilschaltungen, die funktionell denen nach Fig. 9 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen angegeben sind. Darin wird mit Hilfe der Mischstufe 12 ein FM-HF Empfangssignal zu einem FM-ZF-Signal mit einer festen ZF-Trägerfrequenz umgewandelt. Daraufhin erfolgt in einem FM-ZF-Teil 14' eine ZF-Selektion des FM-ZF-Signals und in einem FM-Demodulator 15' erfolgt eine Demodulation des FM-ZF-Signals. Daraufhin findet eine Basisbandsignalverarbeitung in einer Basisbandsignalverarbeitungseinheit 16' statt, die beispielsweise einen Stereo-Dekoder und/oder eine RDS-Signalverarbeitungsanordnung aufweisen kann.
In Abweichung von dem Empfänger nach Fig. 9 werden hier nicht nur die dritten und vierten, sondern auch die ersten und zweiten Transkonduktanzen TC1 und TC2 jedes der Resonanzverstärker RA1-RAn des FM-ZF-Teils 14' geregelt. Dazu sind Regeleingänge derselben mit einem gemeinsamen Abstimmregeleingang TU gekoppelt. Diesem Abstimmregeleingang TU wird ein Abstimmregelstrom It aus einer Abstimmregelsignalerzeugungsschaltung 19 zugeführt. Diese Schaltung 19 führt aus dem Basisband-FM-Modulationssignal an dem Ausgang des FM-Demodulators 15' oder (nicht dargestellt) aus dem gefilterten FM-ZF-Signal an dem Ausgang des FM-ZF-Teils 14' den genannten Abstimmregelstrom It derart ab, daß die Amplitude dieses Stromes in wesentlichen dem Basisband-FM-Modulationssignal folgt. Dadurch folgt auch die Resonanzfrequenz des FM-ZF-Teils 14' augenblicklich der FM-Modulation des ZF- Trägers, so daß die Bandbreite dieses FM-ZF-Teils 14' wesentlich schmaler gewählt werden kann, als die herkömmlicher fester ZF-FM-Filter ohne Verlust der gewünschten Signalanteile in dem FM-ZF-Signal. Damit wird gegenüber den herkömmlichen FM- Empfängern eine stark verbesserte ZF-Kanalselektivität erhalten.
An sich ist die Verwendung eines schmalbandigen ZF-Filters, dessen Resonanzfrequenz mit der FM-Modulation des ZF-FM-Signals variiert, bekannt und zwar beispielsweise aus der US-Patentnummer 3.541.451. Aber dadurch, daß der erfindungsgemäße abstimmbare Resonanzverstärker als veränderliches schmalbandiges ZF-Filter benutzt wird, wird die Ausbildung eines derartigen Empfängers stark vereinfacht und preisgünstig verwirklichbar.
Die dritten und vierten Transkonduktanzen TC3 und TC4 jedes der in dem FM-ZF-Teil 4 vorgesehenen Resonanzverstärker RA1-RAn werden nun aus einem Empfangsqualitätsdetektor 20 geregelt. Dieser Detektor 20 gibt in einem Regelstrom Iq ein Maß für die Empfangsqualität des gewünschten FM-Signals, das beispielsweise durch u.a. die Feldstärke, den Rauschwert und den Mehrwegempfang bestimmt wird. Ein derartiger Detektor ist an sich beispielsweise aus der US Patentschrift 4.491.957 bekannt und variiert die Bandbreite des ZF-FM Teils 4' derart, daß diese bei einer zunehmenden Empfangsqualität zunimmt und umgekehrt. Dadurch wird eine automatische adaptive ZF-Selektivität erhalten, welche die Signalverarbeitung des Empfängers gegen Schwankungen in der Empfangsqualität stabilisiert. Es dürfte einleuchten, daß die automatische Bandbreitenregelung unabhängig von der obengenannten Frequenzregelung des ZF-FM Teils 4' verwendet werden kann.

Claims

1. Abstimmbarer Resonanzverstärker mit einer nicht-regenerativen, für Gleichstrom negativ zurückgekoppelten Schleife mit geregelten Verstärkungsmitteln (VA) für eine geregelte Schleifenverstärkung, wobei diese Schleife erste (R1C1) und zweite (R2C2) Tiefpaß-RC-Filter erster Ordnung aufweist und mit einer von einem Eingang zu einem Ausgang geschalteten Signalstrecke und mit einer von dem Ausgang zu dem Eingang geschalteten Rückkopplungsstrecke, dadurch gekennzeichnet, daß

- die Signalstrecke eines der beiden genannten Filter (R1C1, R2C2) aufweist und die Rückkopplungsstrecke das andere Filter zusammen mit den geregelten Verstärkungsmitteln (VA) aufweist, oder daß

- die geregelten Verstärkungsmittel (VA) zwei geregelte Verstärker (VA1, VA2) aufweisen und die Signalstrecke die zwei genannten Filter (R1C1, R2C2) zusammen mit einem der genannten Verstärker (VA1, VA2) und die Rückkopplungsstrecke den anderen Verstärker der genannten Verstärker (VA1, VA2) enthält.

2. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schleife in geschlossener Schleifenform und nacheinander in Reihe geschaltet mit einem ersten geregelten Verstärker (VA1), dem ersten RC-Filter (R1C1), einem zweiten geregelten Verstärker (VA2) und dem zweiten RC-Filter (R2C2) versehen ist, wobei die beiden Verstärker bzw. die beiden RC-Filter einander im wesentlichen entsprechen.

3. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten (VA1) und zweiten (VA2) geregelten Verstärker mit ersten (TC1) bzw. zweiten (TC2) Transkonduktanzschaltungen versehen sind mit je einer regelbaren Transkonduktanz von einem Spannungseingang zu einem Stromausgang und daß in der Schleife der Stromausgang der ersten (TC1) bzw. zweiten (TC2) Transkonduktanzschaltung über ein Parallel-RC-Glied aus dem ersten (R1C1) bzw. zweiten (R2C2) RC-Filter mit dem Spannungseingang der zweiten (TC2) bzw. ersten (TC1) Transkonduktanzschaltung gekoppelt ist, wobei diese Schleife mit Mitteln versehen ist für eine Signalinversion (INV), wobei der Eingang des Resonanzverstärkers mit dem Eingang wenigstens einer der beiden Transkonduktanzschaltungen (TC1, TC2) gekoppelt ist zum Zuführen derselben eines Eingangssignalstromes und der Ausgang des Resonanzverstärkers mit dem Ausgang einer der beiden Transkonduktanzschaltungen (TC1, TC2) gekoppelt ist zum Liefern zu derselben einer Ausgangssignalspannung.

4. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang bzw. der Ausgang des abstimmbaren Resonanzverstärkers eine phasenrichtige und eine Quadratureingangsklemme bzw. eine phasenrichtige und eine Quadraturausgangsklemme aufweist, wobei zwischen diesen beiden Eingangsklemmen bzw. Ausgangsklemmen eine der beiden ersten ((TC1) und zweiten (TC2) Transkonduktanzschaltungen vorgesehen ist.

5. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der ersten (TC1) bzw. zweiten (TC2) Transkonduktanzschaltung mit ein- und Ausgängen einer dritten (TC3) bzw. vierten (TC4) Transkonduktanzschaltung verbunden ist.

6. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß jede der dritten (TC3) und vierten (TC4) Transkonduktanzschaltungen von dem Ausgang zu dem Eingang positiv zurückgekoppelt ist.

7. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß jede der dritten (TC3) und vierten (TC4) Transkonduktanzschaltungen von dem Ausgang zu dem Eingang negativ zurückgekoppelt ist.

8. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Transkonduktanzen der dritten (TC3) und vierten (TC4) Transkonduktanzschaltungen regelbar sind.

9. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal des Resonanzverstärkers über eine Eingangstranskonduktanzschaltung (TC5/TC6) dem Eingang wenigstens einer der beiden ersten (TC1) und zweiten (TC2) Transkonduktanzschaltungen zugeführt ist.

10. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangstranskonduktanzschaltung (TC5/TC6) regelbar ist.

11. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach einem der Ansprüche 3 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten (TC1) und zweiten (TC2) Transkonduktanzschaltungen erste bzw. zweite Differenzpaare aufweisen, wobei das erste bzw. zweite Differenzpaar erste (T1) und zweite (T2) bzw. dritte (T3) und vierte (T4) emittergekoppelte Transistoren aufweist mit einem in einen gemeinsamen Emitterschwanz aufgenommenen ersten (CT1) bzw. zweiten (CT2) Stromquellentransistor, wobei diese beiden Stromquellentransistoren (CT1, CT2) aus einer ersten gemeinsamen Regelschaltung regelbar sind, wobei die Kollektorelektroden der genannten ersten bis einschließlich vierten Transistoren (T1,...T4) je über erste bis einschließlich vierte Belastungswiderstände (RC1,...RC4) an der Speisespannung liegen und mit den Basiselektroden des vierten (T4), dritten (T3), ersten (T1) bzw. zweiten (T2) Transistors gekoppelt sind und zwischen den Kollektorelektroden des ersten (T1) und zweiten (T2) bzw. dritten (T3) und vierten (T4) Transistors erste (C1) und zweite (C2) Kapazitäten geschaltet sind.

12. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit den ersten (C1) und zweiten (C2) Kapazitäten erste bzw. zweite Belastungswiderstände vorgesehen sind.

13. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Kollektor des dritten (T3), vierten (T4), zweiten (T2) bzw. ersten (T1) Transistoren einerseits und der Basis der ersten bis einschließlich vierten Transistoren (T1,...T4) andererseits ein Basisreihenwiderstand (Rb) vorgesehen ist.

14. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach Anspruch 5 und 11, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte (TC3) und vierte (TC4) Transkonduktanzschaltung dritte bzw. vierte Differenzpaare aufweisen mit fünften (T5) und sechsten (T6) bzw. siebenten (T7) und achten (T8) emittergekoppelten Transistoren mit einem in einen gemeinsamen Emitterschwanz aufgenommenen dritten (CT3) bzw. vierten (CT4) Stromquellentransistor für eine Einstellung der Transkonduktanz der dritten (TC3) und vierten (TC4) Transkonduktanzschaltung, wobei die Basiselektroden der fünften bis einschließlich achten Transistoren (T5,...T8) mit den Kollektorelektroden des ersten bis einschließlich vierten Transistors (T1,...T4) gekoppelt sind und die Transistoren des dritten bzw. vierten Differenzpaares von dem Kollektor zu den Basiselektroden zurückgekoppelt sind.

15. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die dritten (CT3) und vierten (CT4) Stromquellentransistoren zur Regelung der Transkonduktanz der dritten (TC3) und vierten (TC4) Transkonduktanzschaltungen aus einer zweiten gemeinsamen Regelschaltung regelbar sind.

16. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Kollektorelektroden der fünften bis einschließlich achten Transistoren (T5,...T8) mit den Basiselektroden der sechsten (T6), fünften (T5), achten (T8) bzw. siebenten (T7) Transistoren gekoppelt sind.

17. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der fünften bis achten Transistoren (T5,...T8) von dem Kollektor zu der Basis zurückgekoppelt ist.

18. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß in der Emitterleitung jedes der fünften bis einschließlich achten Transistoren (T5,...T8) ein Emitterwiderstand (Re) vorgesehen ist.

19. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß über den Basis-Emitter-Übergang der neunten bis einschließlich zwölften Transistoren (T9,...T12) die fünften bis einschließlich achten Transistoren (T5,...T8) von dem Kollektor zu der Basis zurückgekoppelt sind und die Kollektorelektroden der ersten bis einschließlich vierten Transistoren (T1,...T4) mit den Basiselektroden der vierten (T4), dritten (T3), ersten (T1) bzw. zweiten (T2) Transistoren gekoppelt sind.

20. Abstimmbarer Resonanzverstärker nach einem der Ansprüche 11 bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangstranskonduktanzschaltung eine Differenzstufe aufweist mit ersten (TC1) und zweiten (TC2) emittergekoppelten Eingangstransistoren und mit einer Stromquelle in einer gemeinsamen Emitterleitung, wobei die Kollektorelektroden an den Basiselektroden der Transistoren eines der beiden Differenzpaare (T1,T2/T3,T4) liegen.

21. Frequenzsyntheseschaltung mit einer Frequenzteilerschaltung (PS, PFD), einem Phasendetektor (PD), einem Schleifenfilter (LF) und einem spannungsgesteuerten Oszillator (TO), die nacheinander in einer phasenverriegelten Schleife vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem spannungsgesteuerten Oszillator (To) und der Frequenzteilerschaltung (PS, PFD) ein abstimmbarer Resonanzverstärker (RA1) nach einem der vorstehenden Ansprüche vorgesehen ist, und daß das Schleifenfilter (LF) mit einem Abstimmregeleingang (IT) des abstimmbaren Resonanzverstärkers (RA1) gekoppelt ist für einen Gleichlauf der Abstimmung des spannungsgesteuerten Oszillators (To) mit der des abstimmbaren Resonanzverstärkers (RA1).

22. Superheterodyn-AM-Empfänger mit nacheinander einem HF-Eingangsteil (11), einer abstimmbaren Mischstufe (12), einem AM-ZF-Teil (14) und einer AM- Demodulationsanordnung (15), dadurch gekennzeichnet, daß der AM-ZF-Teil (14) einen abstimmbaren Resonanzverstärker aufweist mit einer nicht-regenerativen, für Gleichstrom negativ zurückgekoppelten Schleife mit einer geregelten Schleifenverstärkung (VA), in die erste (R1C1) und zweite (R2C2) Tiefpaß-RC-Filter erster Ordnung aufgenommen sind und mit einer von einem Eingang zu einem Ausgang geschalteten Signalstrecke und einer von dem Ausgang zu dem Eingang geschalteten Rückkopplungsstrecke, wobei in der Signalstrecke eines der beiden genannten RC-Filter (R1C1, R2C2) und in der Rückkopplungsstrecke das andere RC-Filter zusammen mit der geregelten Scheifenverstärkung (VA) vorgesehen ist oder in der Signalstrecke die beiden genannten RC-Filter (R1C1, R2C2) zusammen mit einem Teil der geregelten Schleifenverstärkung und in der Rückkopplungsstrecke der andere Teil der geregelten Schleifenverstärkung vorgesehen ist, wobei diese Schleifenverstärkung (VA) durch erste (TC1) und zweite (TC2) Transkonduktanzschaltungen verwirklicht ist mit je einer regelbaren Transkonduktanz von einem Spannungseingang zu einem Stromausgang und daß in der Schleife der Stromausgang der ersten (TC1) bzw. zweiten (TC2) Transkonduktanzschaltung über ein Parallel-RC-Glied des ersten (R1C1) bzw. zweiten (R2C2) RC-Filters mit dem Spannungseingang der zweiten (TC2) bzw. ersten (TC1) Transkonduktanzschaltung gekoppelt ist, wobei diese Schleife mit Mitteln für eine Signalinversion (INV) versehen ist, wobei der Eingang des Resonanzverstärkers mit dem Eingang wenigstens einer der beiden Transkonduktanzschaltungen (TC1, TC2) gekoppelt ist zum Zuführen zu derselben eines Eingangssignalstromes und wobei der Ausgang des Resonanzverstärkers mit dem Ausgang einer der beiden Transkonduktanzschaltungen (TC1, TC2) gekoppelt ist zum Liefern einer Ausgangssignalspannung und daß der Ausgang der ersten (TC1) bzw. zweiten (TC2) Transkonduktanzschaltung mit Ein- und Ausgängen einer dritten (TC3) bzw. vierten (TC4) Transkonduktanzschaltung verbunden ist, wobei diese dritten (TC3) und vierten (TC4) Transkonduktanzschaltungen regelbar sind und über einen Regeleingang mit einem Ausgang einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines automatischen Verstärkungsregelsignals (18) gekoppelt sind.

23. Superheterodyn-FM-Empfänger mit nacheinander einem HF-Eingangsteil, einer abstimmbaren Mischstufe, einem FM-ZF-Teil und einer FM-Demodulationsanordnung, dadurch gekennzeichnet, daß der FM-ZF-Teil einen abstimmbaren Resonanzverstärker aufweist mit einer nicht-regenerativen, für Gleichstrom negativ zurückgekoppelten Schleife mit einer geregelten Schleifenverstärkung (VA), worin erste (R1C1) und zweite (R2C2) Tiefpaß-RC-Filter erster Ordnung aufgenommen sind und mit einer von einem Eingang zu einem Ausgang geschalteten Signalstrecke und einer von dem Ausgang zu dem Eingang geschalteten Rückkopplungsstrecke, wobei in der Signalstrecke eines der beiden genannten RC-Filter (R1C1, R2C2) und in der Rückkopplungsstrecke das andere RC-Filter zusammen mit der geregelten Schleifenverstärkung (VA) vorgesehen ist oder in der Signalstrecke die beiden genannten RC-Filter zusammen mit einem Teil der geregelten Schleifenverstärkung (VA) und in der Rückkopplungsstrecke der andere Teil der geregelten Schleifenverstärkung vorgesehen ist, wobei diese Schleifenverstärkung (VA) durch erste (TC1) und zweite (TC2) Transkonduktanzschaltungen mit je einer regelbaren Transkonduktanz von einem Spannungseingang zu einem Stromausgang verwirklicht ist und daß in der Schleife der Stromausgang der ersten (TC1) bzw. zweiten (TC2) Transkonduktanzschaltung über ein Parallel-RC-Glied von dem ersten (R1C1) bzw. zweiten (R2C2) RC-Filter mit dem Spannungseingang der zweiten (TC2) bzw. ersten (TC1) Transkonduktanzschaltung gekoppelt ist, wobei diese Schleife mit Mitteln für eine Signalinversion (INV) versehen ist, wobei der Eingang des Resonanzverstärkers mit dem Eingang wenigstens einer der beiden Transkonduktanzschaltungen (TC1, TC2) gekoppelt ist zum Zuführen zu derselben eines Eingangssignalstromes und der Ausgang des Resonanzverstärkers mit dem Ausgang einer der beiden Transkonduktanzschaltungen (TC1, TC2) gekoppelt ist zum Liefern einer Ausgangssignalspannung und daß der Ausgang der ersten (TC1) bzw. zweiten (TC2) Transkonduktanzschaltung mit Ein- und Ausgängen einer dritten (TC3) bzw. vierten (TC4) Transkonduktanzschaltung verbunden ist, wobei diese dritten (TC3) und vierten (TC4) Transkonduktanzschaltungen regelbar sind und über einen Regeleingang mit einem Ausgang einer Empfangsqualitätsdetektionsschaltung (20) gekoppelt sind und wobei diese erste (TC1) und zweite (TC2) Transkonduktanzschaltung über einen Regeleingang mit einem Ausgang der FM-Demodulationsanordnung (15') gekoppelt ist.