DE68920274T2

DE68920274T2 - Platine zur Vorverarbeitung der Ausgangsströme von einer thermischen Strahlung ausgesetzten Detektordioden.

Info

Publication number: DE68920274T2
Application number: DE68920274T
Authority: DE
Inventors: Henri Guy Pruvot
Original assignee: Societe Anonyme de Telecommunications SAT
Current assignee: Societe Anonyme de Telecommunications SAT
Priority date: 1988-10-25
Filing date: 1989-10-24
Publication date: 1995-08-24
Anticipated expiration: 2009-10-25
Also published as: US5041890A; EP0366540B1; EP0366540A1; DE68920274D1; FR2638309B1; FR2638309A1

Description

Die Erfindung betrifft den Bereich der Erfassung mit Hilfe einer thermischen Kamera zur Landschaftsanalyse in Echtzeit, die beispielsweise in ein Bilderzeugungs- oder Überwachungssystem integriert ist.
Eine thermische Infrarotkamera besitzt an erster Stelle in der Brennebene ihres optischen Systems eine Erfassungsplatte, die ein Mosaik von mehreren Hunderten von oder sogar tausend Infrarotphotodioden enthält. Angesichts der großen Anzahl von Dioden ist ihre Verbindung mit einer äußeren Verarbeitungsschaltung durch gebräuchliche Mittel ausgeschlossen Die Erfassungsplatte wird deshalb einer Vorbehandlungs-Schaltungsplatte überlagert und mit dieser verbunden, die ebenfalls oder so gut wie in der Brennebene angeordnet ist - die beiden Platten sind auf diese Weise hybridisiert -, wobei die Vorbehandlungs-Schaltungsplatte Ladungsübertragungsschaltungen enthält, und zwar im wesentlichen den Photodioden zugeordnete Eingangsschaltungen zur Integration ihrer Ausgangsströme, Vorverstärkungs-, Filter- und Multiplexvorrichtungen und eine Ausgangsschaltung, die auch eine Schnittstelle zwischen der Vorbehandlungs-Schaltungsplatte und einer getrennten Schaltungsplatte zur nachfolgenden Verarbeitung bildet. Die Verbindung der Schaltungsplatten untereinander können vom Typ "Balken" (beam-lead) sein.
Zur Optimierung der Leistungen, d.h. zur Minimierung des Störrauschens muß die Erfassungsplatte bei niedriger Temperatur arbeiten. Die Einheit der Fokalebene, die aus der Erfassungsplatte und der Vorbehandlungsplatte besteht, ist deshalb im Inneren eines kryogenischen Behälters oder Kryostats angeordnet, dem ein Kühlsystem zugeordnet ist.
Für eine gleichmäßige Beleuchtung oder einen gleichmäßigen Hintergrund ändern sich die Ladungsmengen von einer Reihe von Detektoren zur anderen, was mit dazu beiträgt, die Erscheinung des falschen Kontrasts, oder des festen Raumgeräuschs, zu erzeugen, und was die Qualität der Bilder beeinträchtigt. Ursache dieses Geräusches sind die Streuungen der von den einzelnen Detektoren abgegebenen Ströme infolge der Änderungen der
- Unterbrechungswellenlängen,
- Dunkelströme,
- Impedanzen,
- Quantenausbeuten und empfindlichen Oberflächen der Detektoren,
- Polarisationsspannungen.
Damit eine Sättigung der Behandlungsschaltungen durch diese Erscheinung vermieden wird und die Qualität der erhaltenen Bilder nicht zu sehr beeinträchtigt wird, ist also schon eine gewisse Dynamik bezüglich des Geräuschpegels erforderlich, zu welcher die Eigendynamik der Erfassungssignale hinzugefügt werden muß, die von den betrachteten Temperaturdifferenzen abhängt.
Die in den Schaltungen der Vorbehandlungs-Schaltungsplatte auszuwertende Szenendynamik ist einer der Grundparameter, der ihre Konzeption bestimmt. Diese Dynamik ist durch das Verhältnis der Spitze-Spitze-Auswanderung des Signals zu dem Wirkgeräusch des Szenenhintergrunds definiert.
Die Technologie gestattet es jedoch nicht, diese Dynamik beliebig auszudehnen. Sie ist stark begrenzt, und daraus ergibt sich, abgesehen von einer Begrenzung der verwertbaren Temperaturauswanderung, eine unvermeidliche Sättigungserscheinung. Wenn die Sättigung der Schaltungen im Bereich der Bilderzeugung nicht allzu abträglich ist, ist dies nicht der Fall, wenn Objekte erfaßt werden sollen, deren Temperatur wesentlich höher als die des Szenenhintergrunds ist. Im Bereich der sättigenden Temperaturen können zwei heiße Punkte von jeweils verschiedenen Temperaturen jedoch nicht differenziert werden. Man kennt bereits insbesondere aus den Schriften EP-A-0 082 616 und EP-A-0 149 948 eine Schaltungsplatte zur Vorbehandlung der Ausgangsströme von einer thermischen Strahlung ausgesetzten Gleichrichterdioden, mit einer Eingangsstufe zur Integration der Ausgangsströme der Dioden, einer Ausgangsstufe, die ein mit der einfallenden Strahlung über eine Übertragungsfunktion verknüpftes Signal abgibt, und Mittel zur nichtlinearen Kompression der Übertragungsfunktion der Schaltungsplatte.
Die nichtlineare Kompression der Übertragungsfunktion, die ihre Kennlinie auf die Abszissenachse, die Achse der Werte der Strahlung, der Temperaturen oder des von den Gleichrichterdioden gelieferten Stroms, zu konkav macht, bringt nur im Kurvenbereich der starken Signale eine Dynamikkompression und vor allem eine Verschiebung des Sättigungsbereichs auf die hohen Werte zu mit sich, was unleugbar einen Vorteil darstellt. Die schwachen Signale sind nicht beeinträchtigt, der Wert des integrierten Hintergrundgeräusches ist es auch nicht, so daß die thermische Empfindlichkeit nicht beeinträchtigt wird.
Der Auflösungsverlust auf die heißen Punkte zu infolge der Senkung der Übertragungskurve bei der Schaltungsplatte der obengenannten Schriften ist nicht abträglich, da es genügt, diese heißen Punkte mit einer Genauigkeit von nur einigen Grad zu erfassen.
Man bemerkt, daß die Kompression der Übertragungsfunktion sich von der Kompression durch Änderung der Integrationszeit unterscheidet. Letztere ist eine lineare Kompression, d.h. das Signal ändert sich proportional zur Integrationszeit, während sich das Rauschen proportional zur Quadratwurzel dieser Zeit ändert. Diese lineare Kompression verändert die starken und die schwachen Signale auf dieselbe Weise und beeinträchtigt somit die thermische Empfindlichkeit.
Die Schaltungsplatte vom oben beschriebenen Typ ist jedoch nicht voll befriedigend. Diejenige der Schrift EP-A-0 082 616 beispielsweise besitzt eine Kaskade von Senken, die es nicht gestatten, die beiden Funktionen einerseits der Spitzenbegrenzung und andererseits der Ableitung und Kompression zu gewährleisten, wobei dieser Nachteil nach Einführung der Erfindung der vorliegenden Anmeldung deutlicher wird. Außerdem fehlen die Begriffe der Abschöpfung der Ladungen und der Abführung der abgeschöpften Ladungen bei dieser ebenfalls vollständig. Was die Schaltungsplatte der Schrift EP-A-0 149 948 mit ihren zusätzlichen, durch veränderliche Polarisationsspannungen gesteuerten Speichermitteln anlangt, so besitzt diese dieselben Nachteile wie die vorhergehende.
Ein Verfahren zur Abschöpfung der durch einen Photodetektor integrierten Ladungen ist in der Schrift EP-A-0 148 086 erwähnt.
Ziel der Erfindung ist es deshalb, die Schaltungsplatte der oben beschriebenen Art zu verbessern.
Zu diesem Zweck betrifft die Erfindung eine Schaltungsplatte dieses Typs, die dadurch gekennzeichnet ist, daß die Eingangsstufe für jede Diode Mittel zur Integration des Ausgangsstromes der Diode aufweist, welche eine integrierte Ladungsmenge liefern, und ein Mittel zum Abschöpfen der integrierten Ladungen, zur Abführung der abgeschöpften Ladungen und zur Ableitung der über einen Spitzenwertbegrenzungs-Schwellenstrom hinaus integrierten Ladungen, und, daß die Mittel zur Kompression, welche die Übertragungsfunktion der Eingangsstufe komprimieren, ein Mittel aufweisen, das so ausgebildet ist, daß es oberhalb eines Ableitungsschwellenstroms unterhalb des Spitzenwertbegrenzungs-Schwellenstroms zum Leiter wird und einen Leitungswiderstand zur Ableitung nur eines Teils der integrierten Ladungen darstellt.
Da es die Übertragungsfunktion der Eingangsstufe der Schaltungsplatte ist, die komprimiert wird, sind die Dynamikbelastungen bestens reduziert, da die Kompression so nahe wie möglich bei den Gleichrichterdioden auftritt.
Außerdem ist die Funktion der Ableitung der integrierten Ladungen in der erfindungsgemäßen Schaltungsplatte verdoppelt: über die Leitungsschwelle des Ableitmittels hinaus wird ein Teil der integrierten Ladungen abgeleitet, während das Abschöpfungs- und Ableitungsmittel alle integrierten Ladungen oberhalb der Spitzenwertbegrenzungsschwelle ableitet.
Vorzugsweise ist eine Vielzahl von zueinander parallelen Ableitungsmitteln vorgesehen, die so ausgebildet sind, daß sie oberhalb der jeweils ansteigenden Ableitungsschwellenströme zu Leitern mit jeweils abnehmenden Leitungswiderständen werden.
Alternativ hierzu kann das Ableitungsmittel so ausgebildet sein, daß es durch den Ausgangsstrom der Diode gesteuert wird und einen mit dem Ausgangsstrom der Diode ansteigenden Leitungswiderstand besitzt.
In diesem Fall kann eine Vorrichtung zur selbsttätigen Nulleinstellung vorgesehen sein, um von den statischen Kennlinien der Dioden frei zu werden.
Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die Vorbehandlungs-Schaltungsplatte in einem kryogenischen Behälter angeordnet.
Die Eingangsstufe weist vorzugsweise für jede Diode einen FET-Transistor in MOS-Struktur auf, der in ein Substrat integriert ist, zur Integration des Ausgangsstroms der Diode und zur Abschöpfung der integrierten Ladungen sowie einen FET- Transistor zur Abführung und Spitzenbegrenzung, dessen Source-Elektrode durch die Drain-Elektrode des Transistors zur Integration und zur Abschöpfung gebildet ist, und einen FET-Transistor zur Abführung der integrierten Ladungen.
Zum besseren Verständnis der Erfindung werden im nachstehenden mehrere Ausführungsformen beschrieben, wobei auf die beiliegenden Zeichnungen Bezug genommen wird. In diesen zeigen:
Fig. 1 eine schematische Schnittdarstellung der Eingangsstufe einer Vorbehandlungs-Schaltungsplatte des Stands der Technik;
Fig. 2 eine schematische Draufsicht auf eine erste Ausführungsform der Eingangsstufe der erfindungsgemäßen Vorbehandlungs-Schaltungsplatte;
Fig. 3 eine Darstellung der komprimierten Kurve der Übertragungsfunktion der Eingangsstufe von Fig. 2;
Fig. 4 eine Darstellung der komprimierten Kurve der Übertragungsfunktion der Eingangsstufe einer zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsplatte;
Fig. 5 eine schematische Draufsicht auf den Ableitungstransistor mit zwei Gitterelektroden der Eingangsstufe einer dritten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsplatte;
Fig. 6 eine Darstellung der Eingangsstufe einer vierten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsplatte;
Fig. 7 eine Darstellung der komprimierten Kurve der Übertragungsfunktion der Stufe von Fig. 6;
Fig. 8 eine Darstellung der Eingangsstufe einer fünften Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsplatte und
Fig. 9 eine Darstellung des Ableitungstransistors der Eingangsstufe von Fig. 8 mit einer Vorrichtung zur selbsttätigen Nulleinstellung.
Betrachten wir zunächst eine Vorbehandlungs-Schaltungsplatte vom Typ IR-CCD des Stands der Technik, bei welcher eine Infraroterfassungs-Photodiodenplatte mit einer äußeren Verarbeitungsschaltung gekoppelt ist, wobei die beiden Platten für die Erfassung und die Vorbehandlung in der Brennebene eines optischen Systems und im vorliegenden Fall im Inneren eines kryogenischen Behälters angeordnet sind.
Die Vorbehandlungs-Schaltungsplatte besitzt ebensoviel Eingangsschaltungen von der im nachstehenden unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschriebenen Art, wie Gleichrichterdioden vorgesehen sind, die in ein Substrat 1 integriert sind, das im vorliegenden Fall aus Silicium besteht.
2 ist eine Infrarotdiode der Erfassungsplatte, die umgekehrt arbeitet und deren Kathode die Source-Elektrode 3 eines Fetttransistors 4 mit MOS-Struktur bildet, der die Eingangsstufe der Vorbehandlungsschaltung mit direkter Einleitung bildet. Das Polarisationsgitter des Transistors 4 ist bei 5 dargestellt. Eine Platte 6 mit einem Speicherpotential erzeugt in dem Substrat 1 eine erste Speichersenke 7, die die Drain- Elektrode des Transistors 4 bildet. Die Drain-Elektrode 7 des Transistors 4 bildet die Source-Elektrode eines zweiten Fett- Transistors 12, Abführungs- und Blendschutz-Fettransistor genannt. Auf der der Gitterelektrode 5 des Transistors 4 entgegengesetzten Seite der Speicherplatte 6 ist eine Platte 8 mit einem bestimmten Potential angeordnet, die dazu bestimmt ist, unter ihr eine zweite Speichersenke 9 zu schaffen. Eine Platte 10 mit einem Übertragungspotential, das durch eine Uhr mit veränderlichem zyklischem Verhältnis t/T gesteuert wird, zwischen den Platten 6 und 8 über einem Raum 11 im Substrat 1 kann die Übertragung der Ladungen der ersten Senke 7 in die zweite Senke 9 durch Schaffung einer die beiden Senken 7 und 9 verbindenden Raumladung gestatten. Diese Platte 10 erfüllt eine Umschalterfunktion.
Der Ausgangsstrom der Diode 2 wird also in der oben beschriebenen Schaltung behandelt, die ein Ladungssignale abgibt. Genauer gesagt, der Strom der Diode wird während der Integrationszeit t, die durch den Zeitgeber zur Steuerung des Potentials des Umschalters 10 definiert wird, integriert und in Ladungsmenge umgewandelt. Mit anderen Worten, der Photostrom der Diode 2 wird während einer Zeit t integriert und die oben beschriebene Schaltung führt eine Strom-Ladungs-Umwandlung aus, bevor am Ende jeder Periode T des Steuerzeitgebers die Ladungen der zweiten Senke 9 in eine Verzögerungsstrecke (CCD) für die nachfolgende Verarbeitung übertragen werden, indem eine Reihe von Übertragungsgittern 13 zeitlich versetzt unter Spannung gesetzt werden. Im allgemeinen ist die Integrationszeit t sehr wenig kleiner als die Periode T.
Es sei bemerkt, daß die Ladungen der zweiten Senke 9 auch direkt in einen Ladungs-Spannungs-Wandler übertragen werden können.
Alle in die erste Senke 7 integrierten Ladungen die dem von der Diode 2 abgegebenen Strom entsprechen, sind nicht in die CCD-Strecke zu übertragen, wobei die anderen abgeführt werden müssen. Die Menge von integrierten Ladungen wird nun abgeschöpft, wobei diese Abschöpffunktion durch die zweite Senke 9 und die Abführungsfunktion durch den Transistor 12 gewährleistet wird.
Es kann auch sein, daß es nicht erforderlich ist, in die CCD- Strecke alle in die erste Senke 7 integrierten Ladungen zu übertragen, die auch dem von der Diode 2 abgegebenen Strom entsprechen, wobei diese Ladungen abgeführt werden müssen.
Auch hier erfüllt der Transistor 12 seine Aufgabe im Rahmen seiner Blendschutz- oder Ableitungsfunktion.
Abgesehen von der Methode der Reduzierung der Integrationszeit t werden nun diese Funktionen der Abschöpfung, der Abführung und des Blendschutzes analysiert.

Abschöpfung

Die Abschöpfung hat die Aufgabe, die Ladungen des Mindeststroms der Diode, der mit dem dem Szenenhintergrund entsprechenden Strom gleichgesetzt wird und deshalb ohne Bedeutung ist, nicht zu übertragen.
Die Abschöpfung kann mit Teilung durchgeführt werden. Sie kann auch durch Überlauf vorgenommen werden.
Eine erste Methode besteht darin, daß während der Integrationszeit t die beiden Senken 7 und 9 unter der Einwirkung der Gitterelektrode 10 miteinander verbunden werden und der Strom integriert wird, um ihn in eine Ladungsmenge Qi umzuwandeln, bevor während eines Teilungsimpulses diese beiden Senken isoliert werden, in die CCD-Strecke die Menge Qt der Ladungen der zweiten Senke 9 übertragen werden und durch Anlegen eines hohen Leitungspotentials an die Gitterelektrode des Transistors 12 die sogenannte abgeschöpfte Menge Qe der Ladungen der ersten Senke 7 abgeführt werden. Die integrierte Ladungsmenge Qt, die abgeschöpfte Menge Qe und die übertragene Menge Qt sind durch die Formel
Qt = α (Qi - Qe)
miteinander verbunden, in der α der Teilungskoeffizient ist.
Da die Oberfläche der Gitterelektrode 10 gegenüber der der Gitterelektroden 6 und 8 klein ist, hängt der Teilungskoeffizient α von den Oberflächen S&sub6; und S&sub8; dieser Gitterelektroden ab und ist durch die Formel
a = S&sub8;/S&sub6; + S&sub8;
gegeben.
Wenn die Gitterelektroden 6 und 8 auf gleichem Potential sind, ihre jeweiligen Flächen jedoch verschieden sind, d.h. wenn α nicht 1 ist, kann die Begrenzung der übertragenen Ladungsmenge allein durch die Teilung erhalten werden.
Eine zweite Methode, die sogenannte Überlaufmethode, besteht darin, daß während einer Integrationszeit t der Strom integriert wird und in eine Ladungsmenge in der ersten Senke 7 umgewandelt wird, bevor während eines Abschöpfimpulses und unter der Einwirkung der Gitterelektrode 10 die erste Senke 7 in die zweite Senke 9 zum überlaufen gebracht wird und dann während eines Abführungsimpulses die bleibenden Ladungen der ersten Senke durch den Transistor 12 abgeführt werden.
Es sei bemerkt, daß während der Abschöpfungs- und Abführungsimpulse die in der ersten Senke 7 integrierten Ladungsmengen vernachlässigbar sind.
Es sei ferner bemerkt, daß die in die CCD-Strecke zu übertragenden Ladungen allgemein in der zweiten Senke 9 sein müssen, bevor sie den Transistor 12 leitend machen.

Blendschutz

Der Blendschutz (anti-blooming) hat die Aufgabe, jeden Diodenstrom abzuleiten, wenn er zu hoch ist, und zu vermeiden, daß ein sättigender Strom den Betrieb insbesondere der oben beschriebenen Eingangsstufe und der Schaltungen der Vorbehandlungs-Schaltungsplatte beeinträchtigt. Die Blendschutzfunktion wird deshalb durch den Transistor 12 gewährleistet, der wie ein Spitzenbegrenzungs-Shunt wirkt.
In Wirklichkeit ist ein niedriges Leitungspotential ständig an die Gitterelektrode des Transistors 12 angelegt. Es reicht nicht aus, um ihn leitend zu machen, wenn die Diode 2 einen normalen Strom abgibt, ist jedoch ausreichend, wenn es sich um einen sättigenden Strom handelt.
In diesem Fall wird der Strom, wenn die Senken 7 und 9 nicht vereinigt sind, in die erste Senke 7 integriert, die Ladungen fließen jedoch direkt in den Transistor 12 über, ohne in die zweite Senke übertragen zu werden. Wenn die beiden Senken 7 und 9 vereinigt sind, fließen die Ladungen der beiden vereinigten Senken auch in den Transistor 12 über, der weiterhin seine Ableitungsaufgabe erfüllt.
Während des Ablaufs der Blendschutzfunktion läßt man die Integrationszyklen ablaufen.
Zusammenfassend: solange der Diodenstrom den Transistor T&sub1;&sub2; zum Leiter macht, wobei sein Gitterpotential auf dem niedrigen Wert ist, erfüllt er seine Aufgabe als Blendschutz und leitet und führt die Ladungen ab, die in die zweite Senke 9 integriert, jedoch nicht gespeichert sind, und andernfalls, wenn sein Gitterpotential auf dem oberen Wert ist, erfüllt er seine Aufgabe der Abführung der abgeschöpften Ladungen der ersten Senke 7 nach Integration und Speicherung der zu übertragenden Ladungen in der zweiten Senke 9.
Die erfindungsgemäße Vorbehandlungs-Schaltungsplatte ist dieselbe wie die oben beschriebene, und zwar mit Ausnahme der Vorrichtung zur Abführung und Ableitung der integrierten Leitungen.
Bei einer schematisch in Draufsicht in Fig. 2 dargestellten Ausführungsform, wobei gleiche Elemente mit gleichen Bezugszahlen versehen sind, besitzt die Abführungs- und Ableitungsvorrichtung zwei zueinander parallele FET-Transistoren, wobei der Transistor 14 einen ersten Teil der Ableitungsfunktion übernimmt und der Transistor 12, derjenige der Schaltungsplatte von Fig. 1, den zweiten Teil der Ableitungsfunktion und die Funktion der Abführung der abgeschöpften Ladungsmenge übernimmt. Die Source-Elektrode der beiden Transistoren 12 und 14 ist von der Drain-Elektrode des Transistors 4 gebildet.
Bei 15 ist die Eingangsdiffusionszone auf dem Substrat 1 dargestellt, und zwar die Source-Elektrode des Eingangstransistors 4, bei 16 das Polarisationsgitter des Transistors 12, bei 17 seine Drain-Elektrode oder Ausgangsdiffusionszone, bei 18 das Polarisationsgitter des Transistors 14 und bei 19 seine Drain-Elektrode oder Ausgangsdiffusionszone, die mit derselben Polarisations-Source-Elektrode wie die Drain-Elektrode 17 des Transistors 12 verbunden ist, wobei die Source- Elektrode der Transistoren 12, 14 aus der Drain-Elektrode 7 des Transistors 4 besteht.
Die geometrischen Formen der beiden Ableitungstransistoren 14 und 12 und insbesondere diejenigen ihrer Gitterelektroden 18, 16 sind so gewählt, daß der der Wirkung der Gitterelektrode 18 ausgesetzte Kanal des Transistors 14 bezüglich der Abmessungen des der Wirkung der Gitterelektrode 16 ausgesetzten Transistors 12 eine geringe Breite und eine große Länge hat. So ist der Leitungswiderstand des Transistors 14 größer als der des Transistors 12. Mit anderen Worten, während das Potential der Gitterelektrode 18 des Transistors 14 weiterhin auf einer niedrigen Stufe ist, ist der Source-Drain-Widerstand des Transistors 14, wenn das Potential der Gitterelektrode 16 des Transistors 12 auf der oberen Stufe ist, d.h. wenn der Transistor 12 "leitet" und seine Funktion der Abführung der abgeschöpften Ladungen ausführt, viel größer als der des Transistors 12; für die Abführungsfunktion ist der Transistor 14 kurzgeschlossen.
Wenn der Transistor 12 nicht "leitet", d.h. während der Integration des Diodenstroms, ist der Widerstand des Transistors 14, der zwar hoch bleibt, natürlich kleiner als der praktisch unendlich große Widerstand des Transistors 12. Ganz wie bei dem Transistor 12, dessen Arbeitsweise oben beschrieben wurde, ist der Transistor 14 über einer gewissen Stromschwelle Id - wobei daran erinnert wird, daß an die Gitterelektrode 18 immer ein Polarisationspotential angelegt ist - leitend und leitet Strom ab. Da sein Widerstand jedoch weiterhin relativ hoch bleibt, leitet er nur einen Teil davon ab. Er wirkt nicht wie der Transistor 12, dessen Widerstand relativ geringer ist und der in seiner Ableitungsfunktion oberhalb einer Stromschwelle Ie, deren Wert höher als Id ist, wie ein Shunt wirkt, um den gesamten integrierten Strom abzuleiten. Der Transistor 12 begrenzt den Spitzenwert, während der Transistor 14 ableitet oder komprimiert.
Die mit dem Transistor 14 erhaltene Dynamikkompression ist in Fig. 3 dargestellt, die die Kurve der übertragenen Ladungsmenge Qt in Abhängigkeit von dem Strom der Gleichrichterdiode I zeigt, und zwar die Kurve der Übertragungsfunktion der Eingangsstufe der Vorbehandlungs-Schaltungsplatte. Es handelt sich um eine Kompression mit einem einzigen Plateau, das sich von der Leitungsschwelle Id des Ableitungstransistors 14 bis zur Spitzenwertbegrenzungs- oder Blendschutzschwelle des Transistors 12 erstreckt.
Bei anderen Ausführungsformen kann man dem vorhergehenden Ableitungstransistor 14 andere Ableitungstransistoren beigeben und von diesen eine Vielzahl parallel integrieren, und zwar jeweils mit zunehmenden Leitungsschwellen und abnehmenden Leitungswiderständen, um besser gekrümmte Übertragungskurven mit besserer Kompression, wie die von Fig. 4, mit mehreren Plateaus Id&sub1;, Id&sub2;, Id&sub3; ... zu erhalten.
Die beiden Transistoren 12 und 14 haben eine gemeinsame Source-Elektrode 6, 7. Man könnte auch zwei Ableitungs- und Ableitungs-Abführungs-Transistoren schaffen, die nicht nur eine gemeinsame Source-Elektrode 6, 7, sondern auch eine gemeinsame Drain-Elektrode 17' haben, um praktisch einen einzigen Transistor mit zwei Gitterelektroden 16' und 18' zu bilden (Fig. 5). Die Breite des der Einwirkung der Gitterelektrode 18' unterworfenen Kanals würde bezüglich der des Kanals, der der Einwirkung der Gitterelektrode 16' unterworfen ist, klein bleiben, die beiden Kanäle hätten jedoch dieselbe Länge. Eine solche Lösung, die aus diesem Grund nicht voll befriedigend ist, wäre dennoch hinsichtlich der Kompression vorteilhaft.
Bei einer anderen Ausführungsform, die in Fig. 6 dargestellt ist, ist die Ableitungsfunktion ebenfalls verdoppelt und wird von einem FET-Transistor 20 bzw. dem parallel geschalteten Transistor 12 erfüllt, der Transistor 20 arbeitet aber als gesteuerter Widerstand Seine Source-Elektrode ist von der Drain-Elektrode 7 des Transistors 4 gebildet und seine Gitterrelektrode 21 wird durch den Strom der Gleichrichterdiode 2 gesteuert, der von einem zwischen der Kathode der Diode 2 und der Source-Elektrode des Transistors 4 in Reihe geschalteten Widerstand 22 erfaßt wird und durch den Verstärker 23 an den Anschlüssen des Widerstands 22 verstärkt wird, wobei der Ausgang dieses Verstärkers mit der Gitterelektrode 21 des Transistors 20 verbunden ist.
Der Wert des Widerstands Drain-Source des Transistors 20 hängt von der an sein Gitter 21 angelegten Spannung ab. Je mehr sie zunimmt, da der Diodenstrom zunimmt, um so kleiner wird der Widerstand und um so größer wird die Ableitungswirkung. Man erhält so direkt eine gekrümmte Kompressionskurve, die auf die Abszissenachse zu konkav ist (Fig. 7).
Man bemerkt, daß, da die Steuerung des Transistors 20 auf den Wert des Photostroms geregelt ist, die schwachen Signale nicht berührt werden, und, da der Widerstand des Transistors 20 exponentiell mit der Gitterspannung abnimmt, die Kompressionswirkung darin nur bei den starken Signalen ausgeprägter ist.
Bei einer abgewandelten Ausführungsform (Fig. 8) der Vorbehandlungsplatte von Fig. 6 ist die Source-Elektrode 25 des ersten Ableitungstransistors 24 direkt mit der Source-Elektrode des Transistors 4 verbunden, jedoch oberhalb der in das Substrat implantierten Topographie, sowie mit dem ausgangsseitigen Anschluß eines mit der Diode 2 in Reihe geschalteten Widerstands 27, wobei die Steuerung der Gitterelektrode 26 des Transistors 24 unverändert bleibt und durch den vom Widerstand 27 gemessenen und durch einen Verstärker 28 verstärkten Photostrom vorgenommen wird.
Die Anordnung von Fig. 2 ist hinsichtlich der Kompression etwas weniger befriedigend als die der Figuren 6 und 8. Dagegen bietet sie den Vorteil eines höheren Integrationsgrades und ist deshalb im Fall einer Erfassungsplatte, die zahlreiche Dioden aufweist, vorteilhaft.
Die Anordnungen der Figuren 6 und 8 sind ebensogut auf IR- CCD-Platten wie auf Platten anderer Typen, wie beispielsweise die CMOS-Schaltungen, anwendbar, die InSb-Detektoren zugeordnet sind, bei denen die Verwendung einer CCD-Verzögerungsstrecke praktisch unmöglich ist.
Aufgrund der Streuungen der statischen Kenngrößen der Gleichrichterdioden können nichtlineare Übertragungsfunktionen der Eingangsstufen ein kleines Problem darstellen, und zwar insbesondere im Fall der Anordnung von Fig. 2. Eine Streuung der Ruhepunkte, die durch die Schnittpunkte der Spannungs-Strom- Kurven der Dioden einerseits und der Pseudo-MOS-Transistoren 4, die diese Dioden jeweils polarisieren, andererseits bestimmt werden, zwingt dazu, den Ableitungstransistoren 14 verschiedene Auslöseschwellen zuzuweisen.
Im Fall der Anordnungen der Figuren 6 und 8 ist es viel einfacher, den Verstärker 23, 28 zur Messung des Photostroms eine Vorrichtung zur selbsttätigen Nulleinstellung (clamping) beizugeben.
Wie Fig. 9 zeigt, die die an der Anordnung von Fig. 8 vorgenommene Änderung zeigt, wobei die an der Anordnung von Fig. 6 vorzunehmende Änderung gleichwertig wäre, besitzt die Vorrichtung zur selbsttätigen Nulleinstellung einen Kondensator 31, der einerseits an den Ausgang des Verstärkers 28 und andererseits an die Basis des Transistors 24 und an einen der Anschlüsse eines Schalters 21 angeschlossen ist, dessen anderer Anschluß mit einem Spannungsgenerator 30 für eine Bezugsspannung Vref verbunden ist, der allen Vorrichtungen zur selbsttätigen Nulleinstellung aller Eingangsstufen gemeinsam ist.
Während jeder Rückkehr der Abtastung zeigt man allen Dioden einen gleichmäßigen Bezugshintergrund mit einer bestimmten Temperatur. Während dieser Abtastungsrückläufe ist der Schalter 29 geschlossen, wodurch das Potential VA des Punkts A zwischen der Basis des Transistors 24 und dem Kondensator 31 auf Vref festgelegt wird. Während dieser Abtastungsrückläufe beträgt die Potentialdifferenz VA - VB an den Anschlüssen des Kondensators 31, wobei Vf die Spannung am Ausgang B des Verstärkers 28 ist, die von statischen Merkmalen der betreffenden Diode abhängt,
VA - VB = Vref - Vf.
Nach der Abtastung einer Zeile des zu analysierenden Bildes, während der Schalter 29 offen ist, wobei das Potential VB' des mit dem Verstärker 28 verbundenen Anschlusses B des Kondensators 31 Vf + ΔV beträgt, wird das Potential VA' des Anschlusses A des Kondensators 31 und damit der Gitterelektrode des Transistors 24
VA'e = (VA-VB) + VB' = Vref - Vf + Vf + Vf + ΔV = Vref + ΔV
So hat der Kondensator 31 während der Phase des Abtastungsrücklaufs den Wert des dem Bezugshintergrund entsprechenden Stroms gespeichert, und während der Abtastphase wird nicht mehr der Gesamtwert des Stroms, sondern die Stromauswanderung bezüglich des Stroms des Ruhepunktes in Betracht gezogen. Man ist so von den statischen Kennlinien der Dioden freigeworden, die sich auf die Bezugspegel auswirken.
Schließlich sei bemerkt, daß eine in die Brennebene integrierte nichtlineare Vorrichtung die Verwendung einer Kodierkette von geringerer Dynamik gestattet, die also leichter einzusetzen, weniger kostspielig und von geringerer Verlustleistung ist.

Claims

1. Schaltungsplatte zur Vorbehandlung der Ausgangsströme von einer thermischen Strahlung ausgesetzten Gleichrichterdioden (2), mit einer Eingangsstufe zur Integration der Ausgangsströme der Dioden (2), einer Ausgansstufe, die ein mit der einfallenden Strahlung über eine Übertragungsfunktion verknüpftes Signal abgibt, und Mitteln (14; 20; 24) zur nichtlinearen Kompression der Übertragungsfunktion, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsstufe für jede Diode (2) Mittel (4) zur Integration des Ausgangsstromes der Diode (2) aufweist, welche eine integrierte Ladungsmenge liefern, und ein Mittel (6-12) zum Abschöpfen der integrierten Ladungen, zur Abführung der abgeschöpften Ladungen und zur Ableitung der über einen Spitzenwertbegrenzungs-Schwellenstrom hinaus integrierten Ladungen, und, daß die Mittel zur Kompression, welche die Übertragungsfunktion der Eingangsstufe komprimieren, ein Mittel (14; 20; 24) aufweisen, das so ausgebildet ist, daß es oberhalb eines Ableitungsschwellenstroms unterhalb des Spitzenwertbegrenzungs- Schwellenstroms zum Leiter wird und einen Leitungswiderstand zur Ableitung nur eines Teils der integrierten Ladungen darstellt.

2. Schaltungsplatte nach Anspruch 1, bei welcher eine Vielzahl von zueinander parallelen Ableitungsmitteln (14) vorgesehen ist, die so ausgebildet sind, daß sie oberhalb der jeweils ansteigenden Ableitungsschwellensträme zu Leitern mit jeweils abnehmenden Leitungswiderständen werden.

3. Schaltungsplatte nach Anspruch 1, bei welcher das Ableitungsmittel (20; 24) so ausgebildet ist, daß es von dem Ausgangsstrom der Diode (2) gesteuert wird und einen mit dem Ausgangsstrom der Diode ansteigenden Leitungswiderstand darstellt.

4. Schaltungsplatte nach Anspruch 3, bei welcher eine Vorrichtung zur selbsttätigen Nulleinstellung (29 - 31) vorgesehen ist, um von den statischen Kennlinien der Dioden (2) frei zu werden.

5. Schaltungsplatte nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß sie in einem kryogenischen Behälter angeordnet ist.

6. Schaltungsplatte nach Anspruch 1, bei welcher die Eingangsstufe für jede Diode (2) einen FET-Transistor (4) im MOS-Struktur aufweist, der in ein Substrat (1) integriert ist, zur Integration des Ausgangsstroms der Diode und zur Abschöpfung der integrierten Ladungen sowie einen FET-Transistor (12) zur Abführung und Spitzenbegrenzung, dessen Source-Elektrode durch die Drain-Elektrode (7) des Transistors (4) zur Integration und zur Abschöpfung gebildet ist, und einen FET-Transistor (14; 20; 24) zur Abführung der integrierten Ladungen.

7. Schaltungsplatte nach Anspruch 6, bei welcher der Transistor (14) zur Ableitung in das Substrat (1) integriert ist, wobei seine Source- Elektrode durch die Drain-Elektrode (7) des Transistors (4) zur Integration und Abschöpfung gebildet ist, und der der Einwirkung seiner Gitterelektrode unterworfene Kanal (18; 18') eine kleinere Breite aufweist als der der Einwirkung der Gitterelektrode des Transistors (12) zur Abführung und Spitzenbegrenzung unterworfene Kanal (16; 16'), damit er einen Leitungswiderstand darstellt, der größer ist als der des Transistors (12) zur Abführung und Spitzenbegrenzung.

8. Schaltungsplatte nach Anspruch 7, bei welcher die Kanäle (18', 16'), die jeweils den Gitterelektroden des Transistors zur Ableitung und des Transistors (12) zur Abführung und Spitzenbegrenzung ausgesetzt sind, die gleiche Länge besitzen und die Transistoren zur Ableitung sowie zur Abrührung und Spitzenbegrenzung dieselben Drain-Elektroden (17') besitzen zur Bildung eines einzigen Transistors mit zwei Gitterelektroden (18', 16').

9. Schaltungsplatte nach einem der Ansprüche 7 und 8, bei welcher eine Vielzahl von Transistoren zur Ableitung parallel zueinander integriert sind, die jeweils ansteigende Leitungsschwellwerte und absinkende Leitungswiderstände aufweisen.

10. Schaltungsplatte nach Anspruch 6, bei welcher ein Widerstand (22; 27), der in Serie zwischen der Diode (2) und dem Transistor (4) zur Integration angeordnet ist, unter Zwischenschaltung eines Verstärkers (23; 28), die Gitterelektrode (21; 26) eines als gesteuerter Widerstand arbeitenden Transistors (20; 24) zur Ableitung ansteuert.

11. Schaltungsplatte nach Anspruch 10, bei welcher die Source-Elektrode des Transistors (20) zur Ableitung durch die Drain-Elektrode (7) des Transistors (4) zur Integration gebildet ist.

12. Schaltungsplatte nach Anspruch 10, bei welcher die Source-Elektrode des Transistors (20) zur Ableitung direkt mit der Source-Elektrode des Transistors zur Integration oberhalb der in das Substrat (1) implantierten Topographie verbunden ist.

13. Schaltungsplatte nach einem der Ansprüche 11 und 12, bei welcher ein Kondensator (31) einerseits an den Ausgang des Verstärkers (28) und andererseits an die Gitterelektrode des Transistors (24) zur Ableitung und ein Schalter (29) an einen Generator (30) zur Erzeugung einer Referenzspannung angeschlossen ist.