DE60308539T2

DE60308539T2 - Niedrigzwischenfrequenzempfänger

Info

Publication number: DE60308539T2
Application number: DE60308539T
Authority: DE
Inventors: Nadim Khlat; Connor Douglas o'Keeffe; Patrick Mallow Pratt
Original assignee: Freescale Semiconductor Inc
Current assignee: NXP USA Inc
Priority date: 2003-12-29
Filing date: 2003-12-29
Publication date: 2007-01-04
Anticipated expiration: 2023-12-30
Also published as: ATE340432T1; KR20060108743A; EP1551099B1; EP1551099A1; DE60308539D1; US8189717B2; WO2005064784A1; JP4602352B2; JP2007522697A; ES2272928T3; US20070165748A1; US20100144301A1; US7697632B2; CN1902815A; CN100533949C

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung bezieht sich auf einen Nieder-IF-Funkempfänger (IF = Intermediate Frequency/Zwischenf requenz) und insbesondere auf VLIF-Empfänger (VLIF = Very Low IF/sehr niedrige Zwischenfrequenz), aber nicht ausschließlich darauf. Der Ausdruck "Nieder-IF" bezieht sich auf Zwischenfrequenzen, die mit der Bandbreite des resultierenden Basisbandsignals vergleichbar sind, und VLIF auf Zwischenfrequenzen, die viel kleiner als die Bandbreite des resultierenden Basisbandsignals sind.
Hintergrund der Erfindung
VLIF-Empfänger werden weitläufig für Slot-basierte Funkkommunikationen verwendet, im Speziellen TDMA-Protokolle (TDMR = Time Division Multiple Access/Zeitmultiplex), solche wie das Global System for Mobile communications ("GSM"), die digitale verbesserte schnurlose Telekommunikation ("DECT" = Digital Enhanced Cordless Telecommunications) und Enhanced Data for GSM Evolution ("EDGE"), in dem allgemeinen paketorientierten Funkdienst (GPRS = General Packet Radio Service), eine Erweiterung auf den GSM-Standard, der einen höheren Geschwindigkeitszugriff zur Verfügung stellt. Diese Empfänger müssen Interferer-Signale abweisen, die als Spiegelfrequenzen (image frequencies) auf das gewünschte Signal fallen oder sehr nahe daran sind, wenn das gewünschte Signal zu der gewünschten Zwischenfrequenz konvertiert wird. Dies wird durch Spiegelfrequenzlöschmischer oder Poly-Phasen-Filter bei niedriger Frequenz erreicht. Der Erfolg von diesen Spiegelfrequenzlöschtechniken hängt von dem Gleichgewicht ab, das im Hinblick auf die Phase und Verstärkung des I-Wegs (I = in phase/in-Phase) und Q-Wegs (Q = quadrature phase/Quadraturphase) in dem Empfänger erreicht wird. Die Patentschriften US 6 597 748 und EP 1 058 378 beschreiben Empfänger dieser Bauart.
Das Gleichgewicht von I und Q in dem Empfänger kann durch Präzisionsanaloggestaltung und durch Kompensation in der Form eines Digital-Equalisers erreicht werden. Dies fügt Kosten im Hinblick auf die Produktion, den Softwarezusatzaufwand, den Herstellungszusatzaufwand und extrige Hardware hinzu. Darüber hinaus variiert die Spiegelfrequenzabweisung mit der Temperatur und dem Frequenzband.
Der Spiegelfrequenzkanal ist oftmals einer der angrenzenden Frequenzkanäle oder der alternierenden bzw. wechselnden angrenzenden Kanäle an dem einen Gewünschten. Der andere angrenzende oder alternierenden angrenzende Kanal ist keine Spiegelfrequenz und kann angemessen ohne den Bedarf an solch einem genauen Quadraturgleichgewicht abgewiesen werden. Stattdessen wird er leicht durch Standardfiltertopologien abgewiesen. Die Selektivität ist insbesondere ein Problem für alternierende bzw. wechselnde Kanäle an der "Low Side"-IF, das heißt dort wo die LO-Frequenz (LO = Local Oszillator/lokaler Oszillator), die zu der Trägerfrequenz abwärts zur IF konvertiert wird, kleiner als die Trägerfrequenz ist, so dass die IF positiv im Hinblick auf Interferer bei zweimaliger Kanal-Beabstandung (400 kHz in dem Beispiel, das in 2 der begleitenden Zeichnungen gezeigt ist) ist, da der Empfänger sie wie eine Spiegelfrequenz behandelt und ein Teil des Interferer-Spektrums in das Band fällt.
Die Patentschrift US2002/0183030 beschreibt eine Funkempfänger- und Sendervorrichtung, die lokale Oszillatorfrequenzen (LO = Local Oscillator/lokaler Oszillator) Low_LO und High_LO umfasst, die basierend auf dem Frequenzband des Betriebs der mobilen Kommunikationsvorrichtung in dem Sender auswählbar sind, wohingegen die LO-Eingänge Low_LO und High_LO in dem Empfänger mit unterschiedlichen Empfängerwegen über einen subharmonischen Mischer verbunden sind.
Die Spezifikationen für die Nieder-IF-Funkempfänger haben strenge Anforderungen im Hinblick auf die Abweisung von Interferer, wobei ein Bedarf besteht, diese Spezifikationen bei niedrigen Kosten zu erfüllen oder zu übertreffen.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung stellt einen Empfänger wie in den beiliegenden Ansprüchen zur Verfügung.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein schematisches Blockdiagramm einer Hardware-Umsetzung eines Empfängers in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der Erfindung, das mittels eines Beispiels dargelegt ist,
2 ist ein Diagramm des Frequenzspektrums von Signalen, die während eines ersten Zeit-Slots im Betrieb des Empfängers von 1 erscheinen,
3 ist ein Diagramm des Frequenzspektrums von Signalen, die während eines anschließenden Zeit-Slots im Betrieb des Empfängers von 1 erscheinen,
4 ist ein Diagramm von der Variation von Parametern im Betrieb des Empfängers von 1 über die Zeit.
Ausführliche Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform
Der Empfänger, der in 1 gezeigt ist, weist eine Antenne 1 zum Liefern von empfangen Funksignalen zu einem Verstärker 2 auf. Ein lokaler "High Side"-Oszillator erzeugt ein lokales Oszillatorsignal bei einer Frequenz f_LO, die höher ist als die gewünschte Kanalfrequenz f_wanted, so dass f_LO = f_wanted + f_IF. Das Signal von dem lokalen "High Side"-Oszillator 3 wird einem I-Kanal-Mischer 4 und einem Phasenverschieber 5 zugeführt, der die Phase des Signals von dem lokalen "High Side"-Oszillator 3 um 90° verschiebt und das phasenverschobene Signal einem Q-Kanal-Mischer 6 zuführt. Der I- und Q-Kanal-Mischer 4 und 6 mischen das empfangene Signal von dem Verstärker 2 mit den lokalen Oszillatorsignalen, um Nieder-IF-Signale (in dem vorliegenden Fall VLIF-Signale) in Phasenquadratur zu erzeugen, und führen die Nieder-IF-Signale dem I- und Q-Tiefpassfilter 7 und 8 zu. Die gefilterten analogen Signale von den Filtern 7 und 8 werden dann jeweils zu digitalen Signalen durch Analog-Digital-Konverter ("ADCs") 9 und 10 konvertiert und dann von VLIF zu DC in einer digitalen Mischerstufe 11 abwärtkonvertiert, die die Signale von den ADCs 9 und 10 mit einem lokalen VLIF-Oszillatorsignal von einem lokalen VLIF-Oszillator 12 und von einem weiteren 90°-Phasenverschieber 13 mischt.
Im Betrieb stellt das gewünschte Signal eine Bandbreite 14, die in 2 als 200 kHz mittels eines Beispiels gezeigt ist, entsprechend der GSM- und EDGE-Kanalbreite dar. Die Frequenz 15 des lokalen Oszillators ist um einen Betrag f_IF größer als die Zentrumsfrequenz f_wanted des gewünschten Kanals 14, der in diesem Bespiel gleich 100 kHz ist. Bei Mischen mit den lokalen Oszillatorsignalen wird der gewünschte Kanal bei einer Nieder-IF-Frequenz –f_IF zentriert und Signale von einem Spiegelfrequenzbereich 16 werden in einem Bereich erscheinen, der bei einer Frequenz +f_IF zentriert ist, und werden durch Frequenzfilter durchgelassen: Dies ist der Fall für einen Interferer 17 von einem angrenzenden Kanal oder einem alternierenden angrenzenden Kanal 18, der bei einer Frequenz zentriert ist, die um f_interferer (= 200 kHz oder 400 kHz in dem Beispiel, das in 2 der begleitenden Zeichnungen gezeigt ist) relativ zu der Zentrumsfrequenz f_wanted des gewünschten Kanals 14 versetzt ist.
Wie in der Patentschrift US 6 597 748 beschrieben ist, hängt die Spiegelfrequenzabweisung von Verstärkungs- und Phasenungleichgewichten der I- und Q-Kanäle ab. Die digitale Verstärkungs- und Phasenkorrektur, wie sie in der Patentschrift EP 1 058 378 beschrieben ist, ermöglicht beispielsweise, dass eine bedeutende Kompensation von diesen Fehlern erreicht wird und bietet einen hohen Grad einer Spiegelfrequenzabweisung. Jedoch ist es, wie oben beschrieben ist, wünschenswert, die Spiegelfrequenzabweisung zu verbessern, da der Empfänger sie wie eine Spiegelfrequenz behandelt und ein Teil des Interferer-Spektrums in das gewünschte Band fällt. Im Speziellen ist in bestimmten Anwendungen die Selektivität dahingehend gewünscht, dass sie bei erfassten C/I-Pegeln (C/I = Carrier to Interference/Träger zu Interferenz) liegt, die um 10 dB besser für einen empfangenen Interferer (I) bei 41 dB sind, der größer als der Träger (C) ist, wobei der Träger der gewünschte Kanal ist, selbst bei Trägerfrequenzen, die größer als 2 GHz sind.
In dem Ausführungsbeispiel der Erfindung, das in den Zeichnungen gezeigt ist, haben die lokalen Oszillatormittel Frequenzwechselmittel zum Verursachen, dass die lokale Oszillatorfrequenz in sukzessiven Zeit-Slots zwischen einem ersten und einem zweiten Wert wechselt, wovon einer größer und der Andere kleiner als die gewünschte Trägerfrequenz des Eingangssignals. Noch genauer ist in dem Ausführungsbeispiel, das in 1 gezeigt ist, ein lokaler "Low Side"-Oszillator 19 zur Verfügung gestellt, der ein lokales Oszillatorsignal bei einer Frequenz f_LO erzeugt, die niedriger als die gewünschte Kanalfrequenz f_wanted ist, so dass f_LO = f_wanted – f_IF ist. Die Signale von dem lokalen "High Side"-Oszillator 3 und dem lokalen "Low Side"-Oszillator 19 werden zu einem Schalter 20 mit zwei Positionen zugeführt. Der Schalter 20 mit zwei Positionen wählt abwechselnd die LO-Signale von dem lokalen "High Side"- und "Low Side"-Oszillator 3 und 19 zum wechseln der Zeit-Slots der empfangenen Signale aus. Die Beziehung zwischen den Frequenzen des gewünschten Kanals, dem lokalen "Low Side"-Oszillator 19, dem Spiegelfrequenzbereich 15 und den gleichen Interferer 17 und 18, wenn der lokale "Low Side"-Oszillator 19 ausgewählt ist, ist dann wie in 3 gezeigt. Es wird ebenso erkannt, dass die Interferer dann außerhalb des Spiegelfrequenzbereichs 15 fallen und durch die Frequenzfilter 7 und 8 abgewiesen werden.
Um die Polaritäten der VLIF-I- und -Q-Kanal-Mischerstufe 11 aufrechterhalten, weist diese Mischerstufe einen ersten und einen zweiten I-Kanal-Mischer 21 und 22 und einen ersten und einen zweiten Q-Kanal-Mischer 23 und 24 auf. Ein VLIF-Schalter 25 mit zwei Positionen, der mit dem LO-Schalter 20 mit zwei Positionen synchronisiert ist, stellt einen Phasenwechsel zur Verfügung und bringt alternierend das VLIF-LO-Signal von dem lokalen VLIF-Oszillator 19 auf den ersten I- und Q-Mischer 21 und 23 in einem Zeit-Slot und das phasenverschobene VLIF-LO-Signal von dem VLIF-Phasenverschieber 13 auf den zweiten I- und Q-Mischer 22 und 24 in dem nächsten Zeit-Slot auf. Die I-Mischer 21 und 22 mischen diese Signale mit dem Signal von dem I-Kanal-ADC 9 und die Q-Mischer 23 und 24 mischen diese Signale mit dem Signal von dem Q-Kanal-ADC 10. Die Signale von dem ersten I-Mischer 21 und dem zweiten Q-Mischer 24 werden einem Addierer 26 zugeführt, welcher die gemischten Signale ad diert, um ein Q-Ausgangssignal bei einem Q-Ausgang 27 zu erzeugen, wobei die Signale von dem zweiten I-Mischer 22 und dem ersten Q-Mischer 23 zu einem Subtrahierer 28 zugeführt werden, welcher die gemischten Signale subtrahiert, um ein I-Ausgangssignal bei einem I-Ausgang 29 zu erzeugen.
Die Signalamplituden und Phasen können wie folgt ausgedrückt werden:
In dem Fall, bei dem die lokale RF-Oszillator-Frequenz größer als die Frequenz des gewünschten Kanals, die "High Side"-Nieder-IF, der Nieder-IF-Empfänger ist, kann der I,Q-Vektorausgang ausgedrückt werden zu:
wobei A_w(t) das Amplitudensignal des gewünschten Kanals ist,
wobei Φ_w(t) das Phasensignal des gewünschten Kanals ist,
wobei f_IF die Zwischen-IF-Frequenz ist,
wobei A_i(t) das Interferer-Kanal-Amplitudensignal ist,
wobei Φ_i(t) das Interferer-Kanal-Phasensignal ist,
wobei F_interferer der Versatz der Interferer-Frequenz gegenüber der Frequenz des gewünschten Kanals ist (z. B. in den GSM wird der +400kHz-Wechselkanal-Interferer-Fall betrachtet),
wobei H_wanted die Filter-Impulsantwort des gewünschten Kanals ist, die zu H_wanted = (H_I + H_Q)/2 ausgedrückt wird, wobei H_I die I-Weg-Kanal-Impulsantwort und H_Q die Q-Weg-Kanal-Impulsantwort ist, wobei H_image die Spiegelfrequenzkanal- Filter-Impulsantwort ist, die zu H_image = (H_I – H_Q)/2 ausgedrückt wird, wobei H_I die I-Weg-Kanal-Impulsantwort und H_Q die Q-Weg-Kanal-Impulsantwort ist.
Idealerweise wird, wenn H_I = H_Q ist, d. h. eine perfekte Quadratur über die Frequenz, H_image auf gehoben.
Der Ausdruck b repräsentiert den Spiegelfrequenzabschnitt, der innerhalb des RX-Bandes basierend auf H_image fallen wird, welche nicht wegen dem nicht-idealen Abstimmen zwischen dem I- und Q-Weg aufgehoben wird, so zum Beispiel, wenn f_interferer = 2·f_IF ist, wird der zweite Abschnitt von Ausdruck b zu: Ai(t)/2·e+j·(Φi(t))**Himage welcher bei 0 Frequenz zentriert wird, das heißt innerhalb des gewünschten RX-Kanals fällt, wobei die Amplitude von dieser Interferenz von dem Pegel der Interferenz max(A_i(t)) und der Spiegelfrequenzabweisungsgröße abs(H_image) abhängt.
In dem Fall, bei dem die lokale RF-Oszillator-Frequenz niedriger als die Frequenz des gewünschten Kanals, das heißt fLO = fwanted channel – fFl, die "Low Side"-Nieder-IF, der Nieder-IF-Empfänger, kann die I,Q-Vektorausgabe ausgedrückt werden zu:
Der Ausdruck b' stellt den Spiegelfrequenzabschnitt dar, der innerhalb des RX-Bandes basierend auf H_image fallen wird, welche nicht wegen der nicht-idealen Abstimmung zwischen dem I- und Q-Weg aufgehoben wird, so zum Beispiel, wenn f_interferer = 2·f_IF (der gleiche Interferer-Ort wie in dem "High Side"-Fall), wird der zweite Abschnitt von dem Ausdruck b' zu Ai(t)/2·e+j·(φi(t) + 2Π·4fFl·t)**Himage welcher bei 4·f_IF Frequenz zentriert ist, das heißt fällt außerhalb des gewünschten Empfängerkanals, was daher zu einem Entfernen dieses Beitragsausdrucks während der Zeit führt, bei der der Empfänger in einem "Low Side"-Nieder-IF-Modus arbeitet.
Da die lokale Oszillatorfrequenz f_LO zwischen "High Side"- und "Low Side" wechselt, wechseln die Ausgaben zwischen den angegebenen Werten und die Durchschnittsbeeinflussung der Interferer-Präsenz ist reduziert. Es ist nicht notwendig, zu wissen, auf welcher Seite des gewünschten Frequenzbands die Interferer-Frequenz auftritt, was oftmals nicht möglich ist, vorausgesetzt dass der Wechsel zwischen "High Side" und "Low Side" mehrere Male auftritt, während der Interferer an der gleichen Seite des gewünschten Frequenzbands ist.
Es wird erkannt, dass es in bestimmten Anwendungen anstelle der in 1 gezeigten Umsetzung mit zwei lokalen Oszillatoren 3 und 19 möglich ist, die zwei Oszillatoren zu Einem zu kombinieren, wobei der Schalter 20 dann den Ausgang von diesem lokalen Oszillator zwischen den zwei LO-Frequenzen umschaltet. Diese Umsetzung ist insbesondere hilfreich, wenn Empfangs-Zeit-Slots durch inaktive Empfangszeitspannen getrennt werden, während welchen der lokale Oszillator gewechselt wird und Zeit zum Stabilisieren bei der neuen Frequenz vor dem Start des nächsten Empfangs-Zeit-Slots hat. Es wird erkannt, dass die Hardware-Schalter 20 und 25, die in 1 gezeigt sind, dann durch Software-Umschaltung der lokalen Oszillatorfrequenzen ersetzt werden können.
Es wird ebenso erkannt, dass es in gewissen Anwendungen nicht notwendig ist, die lokale Oszillatorfrequenz zwischen den zwei LO-Frequenzen bei jedem sukzessiven Zeit-Slot zu wechseln, vorausgesetzt, dass der Wechsel oft verglichen mit den Fluktuationen des Interferers auftritt, das heißt einige Male in dem gleichen Block (von 2000 Slots im Falle von GSM und EDGE).

Claims

Nieder-IF-Funkempfänger (IF = Intermediate Frequency/Zwischenfrequenz), aufweisend Antennenmittel (1) zum Empfangen eines Slot-basierten Funksignals, das aufeinander folgende Rahmen aufweist, wovon jeder einen Satz Empfangszeitslots aufweist, Eingangsmittel (2), die auf ein Signal von den Antennenmitteln ansprechen, um ein Eingangsignal zu erzeugen, lokale Oszillatormittel (3, 5, 19) zum Erzeugen von zumindest einem lokalen Oszillatorsignal (15), das eine lokale Oszillatorfrequenz hat, Mischmittel (4, 6) zum Mischen des Eingangssignals mit dem lokalen Oszillatorsignal und zum Erzeugen eines IF-Signals, und Filtermittel (7, 8), die auf das IF-Signal ansprechen, um selektiv Frequenzen innerhalb eines Nieder-IF-Bereichs durchzulassen und Frequenzen außerhalb des Nieder-IF-Bereichs abzuweisen, um so ein gefiltertes Signal zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, dass die lokalen Oszillatormittel (3, 5, 19) Frequenzwechselmittel (20) umfassen, um zu verursachen, dass die lokale Oszillatorfrequenz mehrfach während den Empfangszeitslots von jedem der Rahmen zwischen ersten und zweiten Werten wechselt, wovon einer größer und der andere kleiner als die gewünschte Trägerfrequenz des Eingangsignals ist.
Nieder-IF-Funkempfänger gemäß Anspruch 1, aufweisend weitere lokale Oszillatormittel (12, 13) zum Erzeugen von zumindest einem weiteren lokalen Oszillatorsignal, das eine weitere lokale Oszillatorfrequenz hat, weitere Mischmittel (21–24, 26, 28) zum Mischen des gefilterten Signals mit dem weiteren lokalen Oszillatorsignal und zum Erzeugen eines Basisbandsignals, und Filtermittel (27, 29), die auf das Basisbandsignal ansprechen, um selektiv Frequenzen innerhalb eines Basisbandfrequenzbereichs durchzulassen und Frequenzen außerhalb des Basisbandbereichs abzuweisen.
Nieder-IF-Funkempfänger gemäß Anspruch 1, wobei die lokalen Oszillatormittel (3, 5, 19) "I"- und "Q"-Kanäle zum jeweiligen Erzeugen von I- und Q-Komponenten von dem lokalen Oszillatorsignal in Phasenquadratur aufweisen, wobei die Mischmittel I- und Q-Mischkanäle zum Mischen des Eingangssignals mit den I- und Q-Komponenten des lokalen Oszillatorsignals und zum jeweiligen Erzeugen von I- und Q-Komponenten von dem IF-Signal umfassen, wobei die Filtermittel (7, 8) I- und Q-Filterkanäle zum Erzeugen von I- bzw. Q-Komponenten von dem gefilterten Signal umfassen.
Nieder-IF-Funkempfänger gemäß Anspruch 3, aufweisend weitere lokale Oszillatormittel (12, 13) zum Erzeugen von weiteren lokalen I- und Q-Oszillatorsignalkomponenten, die eine weitere lokale Oszillatorfrequenz haben, weitere Mischmittel (21–24, 26, 28), die weitere I- und Q-Mischkanäle zum Mischen des gefilterten Signals mit den weiteren lokalen I- und Q-Oszillatorsignalkomponenten und zum Erzeugen von I- und Q-Komponenten des Basisbandsignals umfassen, und I- und Q-Filtermittel (27, 29), die auf die I- und Q-Komponenten des Basisbandsignals ansprechen, um selektiv Frequenzen innerhalb eines Basisbandfrequenzbereichs durchzulassen und Frequenzen außerhalb des Basisbandbereichs abzuweisen, so dass I- bzw. Q-Komponenten des Basisbandsignals erzeugt werden.
Nieder-IF-Funkempfänger gemäß Anspruch 4, wobei die weiteren lokalen Oszillatormittel (12, 13) Phasenwechselmittel (25) zum Anwenden von wechselnden Phasenverschiebungen auf die weiteren lokalen I- und Q-Oszillatorsignalkomponenten synchron zu den lokalen Oszillatorfrequenzwechseln haben.
Nieder-IF-Funkempfänger gemäß Anspruch 5, wobei die Phasenwechselmittel (25) dazu ausgelegt sind, die weiteren lokalen I- und Q-Oszillatorsignalkomponenten zwischen den weiteren I- und Q-Mischkanälen synchron zu den lokalen Oszillatorfrequenzwechseln zu wechseln.
Nieder-IF-Funkempfänger gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Frequenzwechselmittel dazu ausgelegt sind, die lokale Oszillatorfrequenz zwischen den ersten und zweiten Werten bei jedem aufeinander folgenden Empfangszeitslot von jedem der Rahmen zu wechseln.