DE69422325T2

DE69422325T2 - Sende-/Empfangsanordnung mit Zeitmultiplex

Info

Publication number: DE69422325T2
Application number: DE69422325T
Authority: DE
Inventors: Hisaki Hiraiwa; Hideaki Sato; Norio Shimo; Sei Suzuki
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1993-04-09
Filing date: 1994-04-07
Publication date: 2000-05-11
Anticipated expiration: 2014-04-08
Also published as: DE69422325D1; US5432779A; EP0619656B1; JP3358183B2; JPH06296152A; EP0619656A2; EP0619656A3

Description

Sende-/Empfangsanordnung mit Zeitmultiplex

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft generell ein Sende-/Empfangssystem mit Zeitmultiplex. Insbesondere ist die vorliegende Erfindung auf ein Sende-/Empfangssystem mit Zeitmultiplex gerichtet, bei welchem dessen Sendefrequenz verschieden ist von dessen Empfangsfrequenz und das Senden sowie der Signalempfang bei jedem vorbestimmten Zeitschlitz geschaltet werden.

2. Beschreibung des Standes der Technik

Bei dem mit dem digitalen Zellensystem in Europa korrespondierenden GSM (Group Speciale Mobile) ist, wie in Fig. 1 dargestellt, ein Dienstbereich in mehrere Regionen "Ra" bis "Re" unterteilt. Den jeweiligen unterteilten Dienstregionen sind als Frequenzen der Sende-/Empfangssignale Exclusivbenutzungsfrequenzen "fa" bis "fe" zugeteilt. Diese Exclusivbenutzungsfrequenzen werden derart bestimmt, daß die Frequenzen der benachbarten Regionen so viel wie möglich voneinander getrennt werden müssen.
Nach Fig. 2 (a) sind die Frequenzen "fa" bis "fe" durch die Sendefrequenzen und die Empfangsfrequenzen gebildet, und als Sendefrequenzen (TX-Frequenzen) wird das Frequenzband im Bereich von 890 MHz bis 915 MHz verwendet. Dieses Frequenzenband ist in 125 Kanäle (CH) mit einer jeweiligen Bandbreite von 200 KHz unterteilt. Nach Fig. 2 (b) sind die Empfangsfrequenzen (RX-Frequenzen) auf einen Frequenzbereich von 935 MHz bis 960 MHz eingestellt. Dieses Frequenzband ist ebenfalls in 150 Kanäle mit einer jeweiligen Bandbreite von 200 KHz unterteilt.
Das GSM verwendet zur Herstellung einer Geheimhaltungsfunktionfunktion ein sogenanntes "Frequenzspringen". Dies bedeutet, daß die jeweiligen Kanäle für jede vorbestimmte Zeit längs der Zeitachsenrichtung, die im GSM 4,616 ms beträgt, in Rahmen segmentiert werden. Bei Betrachtung einer einzelnen Mobilstation wird der bei dieser Mobilstation benutzte Kanal (Frequenzen) für jeden Rahmen geändert. Es sei darauf hingewiesen, daß die Sende- /Empfangskanäle (Frequenzen) derart ausgewählt werden, daß eine Differenz zwischen der Sendekanalfrequenz und der Empfangskanalfrequenz kontinuierlich 45 MHz beträgt.
Jeder Rahmen ist, wie in Fig. 3 dargestellt, in acht Zeitschlitze unterteilt (ein einzelner Zeitschlitz beträgt 0,577 ms). Unter diesen acht Zeitschlitzen ist ein vorbestimmter einzelner Zeitschlitz (das ist beim Beispiel nach Fig. 3 der Kopfschlitz) als ein Empfangszeitschlitz (RX-Zeitschlitz) bestimmt. Ein einzelner Zeitschlitz, der von drei auf diesen Empfangszeitschlitz (RX-Zeitschlitz) folgenden Zeitschlitzen der dritte ist, wird als ein Sendezeitschlitz (TX-Zeitschlitz) verwendet. Ein Zeitschlitz, der von drei auf diesen Sendezeitschlitz (TX-Zeitschlitz) folgenden Zeitschlitzen entweder der zweite oder der dritte Zeitschlitz ist, wird als ein Überwachungs- bzw. Monitorzeitschlitz (MON-Zeitschlitz) verwendet. In diesem Monitorzeitschlitz (MON-Zeitschlitz) wird eine Stärke eines elektrischen Feldes eines von der benachbarten Basisstation gesendeten Signals überwacht. Wird die Feldstärke des Empfangssignals aus der benachbarten Basisstation größer als eine vorbestimmte Feldstärke, wird der Empfangskanal auf diese benachbarte Basisstation geschaltet. Es sei darauf hingewiesen, daß, obgleich der Sendezeitschlitz (TX- Zeitschlitz) mit dem Empfangszeitschlitz (RX-Zeitschlitz) synchronisiert ist, der Monitorzeitschlitz (MON-Zeitschlitz) nicht immer mit diesem Sendezeitschlitz (TX-Zeitschlitz) und Empfangszeitschlitz (RX-Zeitschlitz) synchronisiert ist. Die zu überwachenden Kanäle werden für jeden Rahmen geändert. Ein Ergebnis der Kanalüberwachung ist, daß leere Kanäle mit besseren Empfangsbedingungen richtig ausgewählt und dann als die zeitsequenziell auf die leeren Kanäle folgenden Sende- und Empfangszeitschlitze verwendet werden.
Die Fig. 4 stellt eine bei einem solchen GSM verwendete Endgerät- bzw. Anschlusseinheit dar, nämlich ein Beispiel einer Realisierung eines auf einem Automobil befestigten oder von einem Operateur tragbaren Sende- /Empangsgeräts. Nach Fig. 4 enthält dieses Gerät eine an eine Antenne angeschlossene Hochfrequenz- bzw. HF-Einheit 1 und eine Basisbandverarbeitungseinheit 2. Die HF-Einheit 1 ist mittels A/D-Wandlern 3a, 3b und D/A-Wandlern 4a, 4b an die Basisbandverarbeitungseinheit gekoppelt.
Ein von der Antenne 11 empfangenes Signal wird durch einen Duplexer 12 von einem Sendesystem (das heißt, dem System, das aus den in der Fig. 4 dargestellten und Bezugszeichen der Reihe 30 aufweisenden Blöcken aufgebaut ist) getrennt und an ein Empfangssystem (das heißt das System, welches aus den Blöcken mit den Bezugszeichen der Reihen 10 und 20 aufgebaut ist) abgegeben. An einem vorderen Ende des Empfangssystems ist ein rauscharmer Hochfrequenz- bzw. HF-Verstärker 13 zur Verstärkung dieses Empfangssignals angeordnet. Das Ausgangssignal des rauscharmen HF-Verstärkers 13 wird in ein Empfangskanal-Bandpaßfilter 14 eingegeben. Wie bereits erläutert ist die Frequenzbandbreite des Empfangssignals gleich 936 MHz bis 960 MHz. Das Empfangskanal-Bandpaßfilter 14 trennt die Frequenzkomponente des gegenwärtig ausgewählten vorbestimmten Empfangskanals ab und gibt dann die abgetrennte Frequenzkomponente an einen erststufigen Empfangsmischer 15 ab.
Ein Oszillator 41 gibt ein Signal (Träger) einer Frequenz ab, die im Bereich von 1006 MHz bis 1031 MHz entweder mit dem Empfangskanal oder dem Sendekanal korrespondiert. Die Frequenz des von diesem Oszillator 41 abgegebenen Signals wird derart gesteuert, daß diese abgegebene Frequenz um 71 MHz höher als die Frequenz des Empfangskanalsignals wird. Da der erststufige Empfangsmischer 15 das vom Empfangskanal-Bandpaßfilter 14 zugeführte Empfangssignal mit dem vom Oszillator 41 abgegebenen Signal mischt (multipliziert), enthält ein Ausgangssignal aus diesem Mischer 15 eine Frequenzkomponente von 71 MHz, die mit einer Differenz zwischen den Frequenzen dieser beiden Eingangssignale korrespondiert. Anders ausgedrückt: Das Empfangssignal wird in ein erstes Zwischenfrequenzsignal mit einer Frequenz von 71 MHz umgewandelt.
Ein erststufiges Zwischenfrequenzfilter 16 trennt dieses erste Zwischenfrequenzsignal von 71 MHz von dem vom erststufigen Empfangsmischer 15 abgegebenen Signal. Ein erststufiger Zwischenfrequenzverstärker 17 verstärkt dieses getrennte Signal und führt das verstärkte Signal einem zweitstufigen Empfangsmischer 18 zu. Ein Oszillator 42 führt dem zweitstufigen Empfangsmischer 18 ein Signal mit einer Frequenz von 65 MHz zu. Da der zweitstufige Empfangsmischer 18 das vom ersten Zwischenfrequenzverstärker 17 zugeführte erste Zwischenfrequenzsignal von 71 MHz mit dem vom Oszillator 42 abgegebenen Signal mit der Frequenz 65 MHz mischt (multipliziert), wird das erste Zwischenfrequenzsignal der Frequenz 71 MHz in das zweite Zwischenfrequenzsignal der Frequenz 6 MHz umgewandelt.
Das zweite Zwischenfrequenzfilter 19 trennt dieses zweite Zwischenfrequenzsignal der Frequenz 6 MHz ab und führt das abgetrennte Signal einem zweitstufigen AGC- Zwischenfrequenzverstärker mit automatischer Verstärkungsregelung bzw. AGC-Zwischenfrequenzverstärker 20 zu. Der zweitstufige AGC-Zwischenfrequenzverstärker 20 steuert die Verstärkung dieses zweiten Zwischenfrequenzsignals in Abhängigkeit von einem von der Basisbandverarbeitungseinheit 2 zugeführten Steuersignal und führt das verstärkungsgesteuerte zweite Zwischenfrequenzsignal einem Quadratur-Demodulator 21 zu. Der Quadratur-Demodulator 21 quadraturdemoduliert das vom zweitstufigen AGC-Zwischenfrequenzverstärker 20 zugeführte zweite Zwischenfrequenzsignal unter Verwendung eines von einem Oszillator 44 abgegebenen Referenzsignals einer Frequenz von 6 MHz und gibt dabei ein I-Komponentensignal und ein Q-Komponentensignal ab. Das I-Komponentensignal und das Q-Komponentensignal werden vom A/D-Wandler 3a bzw. A/D- Wandler 3b A/D-gewandelt und die A/D-gewandelten Signale werden der Basisbandverarbeitungseinheit 2 zugeführt. Die Basisbandverarbeitungseinheit 2 verarbeitet das I- Komponentensignal und das Q-Komponentensignal zur Wiedergabe des ursprünglichen Signals, das heißt des Tonfrequenz- bzw. Audiosignals, das dann einem (nicht dargestellten) Lautsprecher oder dergleichen zugeführt wird.
Andererseits wird beim Senden eines zu sendenden Signals ein von einem (nicht dargestellten) Mikrofon eingegebenes Tonfrequenz- bzw. Audiosignal von der Basisbandverarbeitungseinheit 2 verarbeitet, um das zu sendende verarbeitete Signal zu erzeugen. Ein I- Komponentensignal und ein Q-Komponentensignal in diesem verarbeiteten Signal werden vom D/A-Wandler 4a bzw. D/A- Wandler 4b D/A-gewandelt und die D/A-gewandelten Signale werden in einen Quadraturmodulator 31 eingegeben. Der Quadraturmodulator 31 quadraturmoduliert dieses I- Komponentensignal und Q-Komponentensignal unter Verwendung eines von einem Oszillator 43 abgegebenen Signals mit einer Frequenz von 116 MHz. Von der Signalkomponente mit der Frequenz 116 MHz verschiedene Signalkomponenten des vom Quadraturmodulator 31 abgeleiteten Signals werden von einem Sendezwischenfrequenzfilter 32 entfernt und dann von einem Sendezwischenfrequenzverstärker 33 verstärkt. Danach wird das verstärkte Signal in einen Sendemischer 34 eingegeben.
Diesem Sendemischer 34 wird vom Oszillator 41 das gleiche Signal zugeführt, das dem erststufigen Empfangsmischer 15 im Signalempfangssystem zugeführt wird. Wie bereits beschrieben ist die Frequenz dieses Signals so gewählt, daß sie um 71 MHz höher als die Frequenz des Empfangssignals ist. Die Frequenz 116 MHz für das vom Quadraturmodulator 31 in den Sendemischer 34 eingegebene Signal ist so gewählt, daß sie um 45 MHz höher als die Frequenz 71 MHz des vom ersten Empfangsmischer 15 abgegebenen ersten Zwischenfrequenzsignal ist. Dies hat zur Folge, daß die Frequenz des Sendesignals, das vom Sendemischer 34 abgeleitet wird, der das vom Sendezwischenfrequenzverstärker 33 zugeführte Signal der Frequenz 116 MHz mit dem vom Oszillator 41 zugeführten Signal mischt, eine Frequenzkomponente enthält, die um 45 MHz niedriger als die Frequenzkomponente des in den erststufigen Empfangsmischer 15 eingegebenen Empfangssignals ist.
Ein Sendekanal-Bandpaßfilter 35 trennt von den vom Sendemischer 34 abgegebenen Signal nur eine Komponente ab, die mit dem Sendekanalfrequenzband korrespondiert, d. h. die Frequenzkomponente, die um 45 MHz niedriger als die des Empfangskanals ist, und gibt dabei die abgetrennte Signalkomponente an einen Leistungsverstärker 36 ab. Der Leistungsverstärker 36 leistungsverstärkt das eingegebene Signal und führt das leistungsverstärkte Signal über einen Isolator 37 dem Duplexer 12 zu. Der Duplexer 12 sendet durch die Antenne das eingegebene Signal als eine elektromagnetische Welle.
Die Fig. 5 stellt eine Frequenzbeziehung der in die/von den jeweiligen Schaltungsblöcken in dem in Fig. 4 dargestellten Gerät eingegebenen/abgegebenen Signale dar. Nach Fig. 5 ist der Oszillator 41 ein Variabelfrequenzoszillator zur Erzeugung eines Signals mit einer vorbestimmten Frequenz, die in einem Schritt von 200 KHz von 1.006 MHz bis 1.031 MHz variiert wird. Die Oszillatoren 42 bis 44 korrespondieren mit Festfrequenzoszillatoren zur Erzeugung eines Signals mit einer konstanten Frequenz von 45 MHz, 116 MHz oder 6 MHz.
Diese in der HF-Einheit 1 verwendeten Oszillatoren 41 bis 44 sind durch einen sogenannten "PLL-Synthesizer" gebildet, das heist durch einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), ein Tiefpaßfilter, einen Phasenkomperator und einen Frequenzteiler.
Die Fig. 6(a) und 6(b) zeigen Variationen der Frequenzen der vom Oszillator 41 abgegebenen Signale. Wie in den Fig. 6(a) und 6(b) dargestellt wird die Oszillationsfrequenz des Oszillators 41 auf eine Frequenz "f&sub1;" eingestellt, die mit dem Empfangskanal (Sendekanal) im Empfangsschlitz (RX-Schlitz) innerhalb des Rahmens korrespondiert. Da die Oszillationsfrequenz auch im Sendezeitschlitz (TX-Schlitz) verwendet wird, der von den drei auf den Empfangszeitschlitz (RX-Schlitz) folgenden Zeitschlitzen der dritte ist, wird die Frequenz des Oszillators 41 bis zu diesem Zeitpunkt fixiert. Nach Beendigung des Sendezeitschlitzes (TX-Zeitschlitz) wird dann die Frequenz des Oszillators 41 auf eine Frequenz "f&sub2;" eingestellt, die mit dem zu überwachenden Empfangskanal in einem anderen zu überwachenden Zeitschlitz korrespondiert.
Dies bedeutet, daß nach Vollendung des Sendezeitschlitzes der Oszillator 41 seine Abtastoperation beginnt, um dabei die Oszillationsfrequenz von "f&sub1;" in "f&sub2;" zu ändern. Dann beginnt nach Beendigung der Überwachungsoperation der Oszillator 41 erneut seine Abtastoperation, so daß die Oszillationsfrequenz "f&sub2;" in eine andere Frequenz "f&sub3;" geändert wird, die mit dem Empfangskanal im Empfangszeitschlitz innerhalb des nachfolgenden Rahmens korrespondiert. Wie bereits erläutert tastet der Oszillator 41 seine Oszillationsfrequenz während einer Zeitperiode von annähernd 0,5 ms bis 1 ms mit hoher Geschwindigkeit ab.
Gemäß der GSM-Empfehlung ist die Interferenzcharakteristik benachbarter Kanäle (CI-Verhältnis) im Signalempfangssystem wie in der Fig. 7 dargestellt definiert. Anders ausgedrückt ist für ein vom gewünschten Kanal um 200 KHz (das heißt 1 Kanal) getrennten benachbarten Kanal das C/I-Verhältnis -9 dB erforderlich, für ein vom gewünschten Kanal um 400 KHz (= 2 Kanäle) getrennten anderen benachbarten Kanal ist das C/I-Verhältnis -41 dB erforderlich und darüber hinaus ist für einen vom gewünschten Kanal um 600 KHz (= 3 Kanäle) getrennten anderen benachbarten Kanal das C/I-Verhältnis -49 dB erforderlich. Auch wenn die Pegel der Interferenzwellen höher als die Pegel der gewünschten Wellen sind, müssen die gewünschten Wellen empfangen werden.
Dies hat zur Folge, daß bei einem Aufbau der ganzen HF-Einheit 1 mit analogen Signalsystemen, selbst wenn sowohl die gewünschten Wellen als auch die Interferenzwellen bei gleichen Pegeln empfangen werden könnten, bei den Stufen der Zwischenfrequenzen die Bandgrenze -9 dB für die von der gewünschten Welle um 200 KHz getrennte Frequenzen erforderlich ist, die Bandgrenze -41 dB für die von der gewünschten Welle um 400 KHz getrennte Frequenz erforderlich ist, und die Bandgrenze -49 dE für die von der gewünschten Welle um 600 KHz getrennte Frequenz erforderlich ist. Folglich ist in dem in Fig. 4 dargestellten Gerät ein SAW- Filter bzw. Sägezahnfilter als das erststufige Zwischenfrequenzfilter 16 zur Trennung des ersten Zwischenfrequenzsignals von 7 MHz verwendet. Für das zweitstufige Zwischenfrequenzfilter 19 zur Trennung der Frequenz 6 MHz ist ein Keramikfilter verwendet.
Zur Verbesserung der Tragbarkeit der GSM- Endgeräteinheit bzw. -Anschlusseinheit sollte diese Anschlusseinheit so kompakt und leicht an Gewicht wie möglich gemacht werden, und es sollte auch ein niedriger Leistungsverbrauch erzielt werden. Als Ergebnis großer Verbesserungen bei den neuesten digitalen Signalverarbeitungstechniken und der neuesten digitalen Grossintegrationstechnologie bzw. VLS-IC-Technologie könnte die Basisbandverarbeitungseinheit 2 kompakt und bei niedrigem Verbrauch mit Leistung versorgt werden. Obgleich die HF- Einheit 1 mittels integrierter Schaltung bzw. IC hergestellt und bei niedrigem Leistungsverbrauch kompakt gemacht werden könnte, sind, da diese HF-Einheit die Oszillatoren und die Filter verwendet, diese Schaltungskomponenten relativ schwer mittels IC herzustellen. Da diese Filter und Oszillatoren Komponenten verwenden, die Einstellungen erfordern, sind sie aus praktischen Gründen nicht leicht kompakt zu machen und mit niedrigem Leistungsverbrauch zu betreiben. Folglich ist es für die HF-Einheit 1 wünschenswert, daß beispielsweise die Gesamtzahl der Stufen für die Zwischenfrequenzsignalverarbeitung und auch die Anzahl Lokaloszillatoren und Filter zu erniedrigen, um bei der Einheit die Kompaktheit zu verbessern und den Leistungsverbrauch zu erniedrigen.
Dann wäre es beispielsweise vorstellbar, daß die in den Fig. 4 und 5 dargestellten Geräte durch eine Struktur gebildet sind, wie sie in der Fig. 8 dargestellt ist. In diesem Gerät nach Fig. 8 ist das dem erststufigen Mischer 15 zugeführte Signal direkt dem Quadraturmodulator 31 zugeführt, um das zu sendende Signal direkt zu modulieren. In diesem Fall ist angenommen, daß die Frequenz des vom Oszilator 41 im Empfangszeitschlitz (RX-Zeitschlitz) abgegebenen Signals von 864 MHz bis 889 MHz gewählt ist, während sie im Sendezeitschlitz (TX-Zeitschlitz) von 890 MHz bis 915 MHz gewählt ist. Da in diesem Fall das Zwischenfrequenzsignal von 116 MHz nicht länger im Signalsendesystem benötigt wird, ist der Oszillator 43 nicht erforderlich. Dies hat zur Folge, daß die ganze Ausbildung dieses Geräts einfacher gemacht werden kann.
Da jedoch die Oszillationsfrequenz des vom Oszillator 41 abgeleiteten Signals identisch mit der Frequenz des vom Quadraturmodulator 31 abgegebenen Sendesignals ist, wird der Oszillationsbetrieb des Oszillators 41 vom Träger dieses Sendesignals geschwungen, so daß dieser Oszillationsbetrieb instabil wird.
Zur Vermeidung dieser Schwierigkeit wäre es auch vorstellbar, dieses Gerät in der in Fig. 9 gezeigten Weise auszubilden. Bei dieser alternativen Struktur nach Fig. 9 ist der Schaltungsaufbau des Sendesystems ähnlich wie der nach Fig. 5 aufgebaut, während der Schaltungsaufbau des Empfangssystems verschieden von dem nach Fig. 5 aufgebaut ist. Dies bedeutet, daß das vom erststufigen Empfangsmischer 15 erzeugte Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz 71 MHz nicht in das zweite Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz 6 MHz umgewandelt wird, sondern direkt in den Quadratur- Demodulator 21 abgegeben wird. Folglich ist die Frequenz des vom Oszillator 44 in den Quadratur-Demodulator 21 abgegebenen Signals ebenfalls gleich 7 MHz gewählt. Nachdem eine I- Signalkomponente und eine Q-Signalkomponente, die vom Quadratur-Demodulator 21 abgegeben werden, von einem jeweiligen Sigma/Delta-Modulator 61a bzw. 61b moduliert sind, werden durch Digitalfilter 62a und 62b nur Signalkomponenten mit vorbestimmten Frequenzbändern abgetrennt, die dann der Basisbandverarbeitungseinheit 2 zugeführt werden.
Da bei einem derartigen Schaltungsaufbau das zweite Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz 6 MHz im Empfangssystem nicht länger benötigt wird, ist der Oszillator 44 nicht notwendig.
Jedoch sind bei diesem Beispiel noch drei Oszillatoren erforderlich.
Aus EP-A-0 398 688 sind ein Verfahren und eine Technik zur Bildung von Frequenzen eines digitalen Radiotelefons bekannt, welche die Merkmale des Oberbegriffs des Anspruchs 1 aufweisen. Gemäß der Europäischen Patentanmeldung wird ein Frequenzsignal eines Referenzoszillators verdoppelt und einer Sendeschaltung zugeführt. Das Referenzfrequenzsignal wird außerdem bei Zufuhr zu einer Synthesizer-Schleife geteilt. Ausgangsfrequenzen der Synthesizer-Schleife werden sowohl an einen Empfangsabschnitt als auch an die Sendeschaltung gegeben.
Aus GB-A-2 091 508 ist ein Doppel-Superhet-Tuner bekannt, der einen ersten Mischer aufweist, welcher ein eingegebenes Hochfrequenzsignal in ein erstes Zwischenfrequenzsignal bei einem Filter umwandelt, welches das Ausgangssignal aus einem variablen Lokaloszillator verwendet, das über einen Mischer zugeführt ist, dem auch von einem festen Frequenzoszillator zugeführt ist, und ein zweiter Mischer wandelt das erste Zwischenfrequenzsignal in ein zweites Zwischenfrequenzsignal bei einem Filter um, welches das Ausgangssignal aus dem Oszillator verwendet, wobei das zweite Zwischenfrequenzsignal eine feste Frequenz aufweist, die niedriger als die Frequenz des ersten Zwischenfrequenzsignals ist.
Aus EP-A-0 389 974 sind ein Frequenzsteuerungsgerät und ein Verfahren für einen digitalen Radioempfänger bekannt.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist deshalb Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Sende-/Empfangssystem mit Zeitmultiplex bereitzustellen, das die oben beschriebenen Probleme des herkömmlichen Sende- /Empfangssystems mit Zeitmultiplex lösen kann.
Diese Aufgabe wird durch ein System mit dem Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Die abhängigen Ansprüche entwickeln das Zentrale der Erfindung weiter.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Sende-/Empfangssystem mit Zeitmultiplex zur Umwandlung eines zu sendenden Signals in ein Signal bereitgestellt, das bei einem gesendeten vorbestimmten Zeitschlitz eine vorbestimmte Frequenz aufweist, und zum Empfang eines gesendeten Signals mit einer Frequenz, die von der Frequenz des bei einem von der vorbestimmten Frequenz verschiedenen anderen Zeitschlitz gesendeten Signals verschieden ist, und zum Demodulieren des empfangenen Signals. Das Sende-/Empfangssystem mit Zeitmultiplex weist einen festen Oszillator, einen variablen Oszillator, einen Mischer, einen Modulator, einen Wandler, einen Frequenzteiler und einen Demodulator auf. Der feste Oszillator gibt ein erstes Signal mit einer konstanten Frequenz ab. Der variable Oszillator gibt ein zweites Signal mit einer vorbestimmten Frequenz innerhalb eines vorbestimmten Bandbereichs ab. Der Mischer mischt das erste Signal mit dem zweiten Signal. Der Modulator moduliert direkt ein zu sendendes Signal unter Verwendung des gemischten Signals. Der Wandler wandelt das empfangene Signal in das Zwischensignal unter Verwendung des gemischten Signals um. Der Frequenzteiler frequenzteilt das vom festen Oszillator abgegebene erste Signal. Der Demodulator demoduliert das vom Wandler abgegebene Zwischenfrequenzsignal unter Verwendung des Ausgangssignals aus dem Frequenzteiler.
Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Sende-/Empfangssystem mit Zeitmultiplex zur Umwandlung eines zu sendenden Signals in ein Signal, das bei einem zu sendenden vorbestimmten Zeitschlitz eine vorbestimmte Frequenz aufweist, und zum Empfang eines gesendeten Signals mit einer Frequenz, die von der Frequenz des bei einem von der vorbestimmten Frequenz verschiedenen anderen Zeitschlitz gesendeten Signals verschieden ist, und zum Demodulieren dieses empfangenen Signals. Dieses Sende- /Empfangssystem mit Zeitmultiplex weist eine einzelne Antenne, eine HF-Einheit, einen A/D-Wandler, eine Signalverarbeitungseinheit und einen D/A-Wandler auf. Die Oszillatoreinheit gibt ein durch Mischen eines ersten Signals mit einer konstanten Frequenz und eines zweiten Signals mit einer an das Senden und den Empfang innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbereichs an das erste Signal angepaßten Frequenz erzeugtes Signal ab. Der Modulator moduliert direkt ein auf der Basis des von der Oszillatoreinheit abgegebenen gemischten Signals zu sendendes Signal. Der Wandler wandelt das empfangene Signal unter Verwendung des von der Oszillatoreinheit abgegebenen Signals in das Zwischenfrequenzsignal um. Der Demodulator demoduliert das Zwischenfrequenzsignal auf der Basis eines durch Frequenzteilung des ersten Signals erhaltenen Signals. Der A/D-Wandler empfängt das vom Demodulator abgegebene Signal. Das vom A/D-Wandler abgegebene Signal wird der Signalverarbeitungseinheit zugeführt, die das vom A/D-Wandler abgegebene Signal in ein Tonfrequenzsignal umwandelt, und die ein eingegebenes Tonsignal in ein zu sendendes Signal umwandelt. Der D/A-Wandler D/A-wandelt das von der Signalverarbeitungseinheit abgegebene zu sendende Signal in ein korrespondierendes Analogsignal um. Dieses Analogsignal wird in den Modulator abgegeben.
Gemäß der vorliegenden Erfindung moduliert der Modulator das zu sendende Signal direkt durch Verwendung des durch Mischen des ersten Signals mit dem zweiten Signal erhaltenen Signals. Nachdem das empfangene Signal durch Verwendung des gemischten Signals in das Zwischenfrequenzsignal umgewandelt worden ist, wird das Zwischenfrequenzsignal durch Verwendung des frequenzgeteilten ersten Signals demoduliert, so daß die Gesamtzahl an Oszillatoren reduziert werden kann und auch das Sende- /Empfangssystem mit Zeitmultiplex kompakt gemacht und mit niedrigem Leistungsverbrauch betrieben werden kann. Außerdem ist es gemäß der vorliegenden Erfindung möglich zu unterdrücken, daß der Oszillationsbetrieb des variablen Oszillators veranlaßt wird, in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal des Modulators instabil zu werden.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Zu einem besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung wird auf die detaillierte Beschreibung Bezug genommen, die in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen zu lesen ist, in denen:
Fig. 1 ein Erläuterungsdiagramm zur Erläuterung einer Beziehung zwischen Regionen und Frequenzen im digitalen Zellensystem ist;
Fig. 2(a) ein Erläuterungsdiagramm zur Darstellung des Frequenzbandes im Sendekanal in dem digitalen Zellensystem ist und Fig. 2(b) ein Erläuterungsdiagramm zur Erläuterung des Frequenzbandes im Empfangskanal in diesem digitalen Zellensystem ist;
Fig. 3 ein Erläuterungsdiagramm zur Erläuterung einer Beziehung zwischen den Rahmen und dem Zeitschlitz im digitalen Zellensystem nach Fig. 2 ist;
Fig. 4 ein schematisches Blockschaltbild zur Darstellung der Ausbildung des als eine Basis der vorliegenden Erfindung funktionierenden Anschlusseinheit im digitalen Zellensystem ist;
Fig. 5 ein Erläuterungsdiagramm zur Beschreibung einer Beziehung zwischen den Frequenzen bei den verschiedenen Schaltungsteilen in Fig. 4 ist;
Fig. 6(a) ein Zeitsteuerungsdiagramm zur Erläuterung einer Beziehung zwischen den Rahmen und den Zeitschlitzen der in Fig. 5 dargestellten Schaltung ist, und Fig. 6(b) ein Zeitsteuerungsdiagramm zur Erläuterung von Variationen in den Oszillationsfrequenzen der Oszillatoren ist;
Fig. 7 ein Erläuterungsdiagramm zur Erläuterung von Pegeln des gewünschten Signals und des Interferenzsignals ist;
Fig. 8 ein schematisches Blockschaltbild zur Darstellung einer anderen Ausbildung der als eine Basis der vorliegenden Erfindung funktionierenden Endgerät- bzw. Anschlusseinheit ist;
Fig. 9 ein schematisches Blockschaltbild zur Darstellung einer weiteren Ausbildung der als eine Basis der vorliegenden Erfindung funktionierenden Anschlusseinheit ist;
Fig. 10 ein schematisches Blockschaltbild zur Darstellung einer Ausbildung eines Sende-/Empfangssystems mit Zeitmultiplex gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 11 ein schematisches Blockschaltbild zur Darstellung einer Ausbildung der relevanten Schaltung des Sende-/Empfangssystems mit Zeitmultiplex nach Fig. 10 zur Erläuterung einer Beziehung zwischen den Frequenzen in den jeweiligen Schaltungsteilen ist;
Fig. 12(a) ein Zeitsteuerungsdiagramm zur Darstellung eines Rahmens und von Zeitschlitzen zur Erläuterung von Operationen der ersten Ausführungsform ist, und Fig. 12(b) ein Zeitsteuerungsdiagramm zur Darstellung von Variationen in Oszillationsfrequenzen der Oszillatoren zur Erläuterung von Operationen der ersten Ausführungsform ist;
Fig. 13 ein schematisches Blockschaltbild zur Darstellung einer anderen Ausbildung eines Sende- /Empfangssystems mit Zeitmultiplex gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 14 ein schematisches Blockschaltbild zur Darstellung eines Beispiels einer Ausbildung des Quadratur- Demodulators 21 ist, der bei der ersten Ausführungsform nach Fig. 10 oder zweiten Ausführungsform nach Fig. 13 verwendet ist;
Fig. 15 ein schematisches Blockschaltbild zur Darstellung eines Beispiels einer anderen Ausbildung des Quadratur-Demodulators 21 ist, der bei der ersten Ausführungsform nach Fig. 10 oder zweiten Ausführungsform nach Fig. 13 verwendet ist;
Fig. 16 ein schematisches Blockschaltbild zur Darstellung eines Beispiels einer Schaltungsanordnung der in Fig. 15 dargestellten Frequenzteilerschaltung 93 ist; und
Fig. 17(a) bis Fig. 17(e) Zeitsteuerungsdiagramme zur Erläuterung von Operationen der in Fig. 16 dargestellten Frequenzteilerschaltung 93 sind, wobei Fig. 17(a) ein Wellenformdiagramm zur Darstellung eines von der Frequenzteilerschaltung abgeleiteten Ausgangssignals ist;
Fig. 17(b) ein Wellenformdiagramm eines in den Taktanschluß CK des D-Flipflops 102 eingegebenen Signals ist; Fig. 17(c) ein Wellenformdiagramm zur Darstellung eines IQ-Signals des D-Flipflops 101 ist; Fig. 17(d) ein Wellenformdiagramm zur Darstellung eines Q-Ausgangssignals des D-Flipflops 102 ist; und Fig. 17(e) ein Wellenformdiagramm zur Darstellung eines Q-Ausgangssignals des D-Flipflops 103 ist.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen wird nun ein Sende-/Empfangssystem mit Zeitmultiplex gemäß der vorliegenden Erfindung detailliert beschrieben.
Die Fig. 10 zeigt schematisch eine Ausbildung einer GSM-Endgeräteinheit bzw. -Anschlußeinheit (GSM steht für Group Speciale Mobile), auf welche das Sende-/Empfangssystem gemäß der vorliegenden Erfindung angewendet ist. Es sei darauf hingewiesen, daß bei den Sende-/Empfangssystemen nach Fig. 4 und nach Fig. 9 die gleichen Bezugszeichen verwendet sind, wie sie zur Darstellung der gleichen oder ähnlicher Schaltungselemente in der Fig. 10 verwendet sind. Bei dieser ersten Ausführungsform werden eine I-Signalkomponente und eine Q-Signalkomponente, die von der Basisbandverarbeitungseinheit 2 abgegeben werden, über D/A- Wandler 4a und 4b in eine HF-Einheit 1 auf ähnliche Weise wie bei der Fig. 9 eingegeben. Auch werden sowohl die I- Signalkomponente als auch die Q-Signalkomponente, die von der HF-Einheit 1 abgegeben werden, über Digitalfilter 62a und 62b der Basisbandverarbeitungseinheit 2 zugeführt.
Ein Ausgangssignal eines Quadraturmodulators 31 wird über ein Sendekanal-Bandpaßfilter 35, einen Leistungsverstärker 36 und einen Isolator 37 einem Duplexer 12 zugeführt. Außerdem wird dem Duplexer 12 auch ein Ausgangssignal über einen rauscharmen HF-Verstärker 13 (HF steht für Hochfrequenz) und ein Empfangskanal-Bandpaßfilter 14 einem erststufigen Empfangsmischer 15 zugeführt. Ein vom erststufigen Empfangsmischer 15 abgeleitetes Ausgangssignal wird über ein erststufiges Zwischenfrequenzfilter 16 und einen erststufigen AGC-Zwischenfrequenzverstärker 76 einem Quadratur-Demodulator 21 zugeführt.
Ein von einem Oszillator 71 abgegebenes Signal (Träger) der Frequenz 1.136 MHz wird einem Mischer 73 zugeführt. Im Mischer 73 wird das Signal der Frequenz 1.136 MHz mit einem vom Oszillator 72 abgegebenen Signal einer Frequenz von 221 MHz bis 272 MHz gemischt (multipliziert), und das resultierende gemischte Signal wird über ein Sende- /Empfangs-Lokaloszillator-Bandpaßfilter 74 einem Quadraturmodulator 31 und einem erststufigen Empfangsmischer 15 zugeführt. Das Oszillatorsignal aus dem Oszillator 71 wird von einer Frequenzteilerschaltung 75 in ein Signal frequenzgeteilt, das eine 1/16-fach niedrigere Frequenz als die Frequenz des Oszillatorsignals aufweist, und danach wird das frequenzgeteilte Signal einem Quadratur-Demodulator 21 zugeführt.
Die Fig. 11 stellt den Schaltungsaufbau nach Fig. 10 und Frequenzwerte bei verschiedenen Schaltungsteilen innerhalb dieses Schaltungsaufbaus dar.
Es werden nun Operationen des Sende-/Empfangssystems mit Zeitmultiplex gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erläutert. Im Empfangszeitschlitz gibt der Duplexer 12 das von der Antenne 11 über den rauscharmen HF-Verstärker 13 an das Empfangskanal-Bandpaßfilter 14 ab. Das Empfangskanal-Bandpaßfilter 14 extrahiert von den eingegebenen Signalen nur das Signal, welches das mit dem Empfangskanal korrespondierende Frequenzband aufweist, und gibt dieses extrahierte Signal an den erststufigen Empfangsmischer 15 ab.
Der Oszillator 72 gibt das Signal ab, das die Frequenz aufweist, die mit der Frequenz des Signals im Empfangskanal zwischen den Frequenzen von 247 MHz bis 272 MHz korrespondiert. Dieses abgegebene Signal wird mit dem vom Oszillator 17 im Mischer 73 erzeugten Signal der Frequenz 1.136 MHz gemischt. Dies hat zur Folge, daß das vom Mischer 73 abgegebene Signal die Komponenten des Frequenzbandes von 864 MHz bis 889 MHz enthält. Das Sende-/Empfangs- Lokaloszillator-Bandpaßfilter 74 extrahiert von den Signalen dieses Frequenzbandes nur die mit der Frequenz des Signals im Empfangskanal korrespondierende Komponente, das heißt nur die Frequenzkomponente, die um 71 MHz niedriger als die Frequenz des Empfangssignals ist, und die dann an dem erststufigen Empfangsmischer 15 abgegeben wird.
Der erststufige Empfangsmischer 15 mischt (multipliziert) das mit dem Signal im Empfangskanal korrespondierende und vom Empfangskanal-Bandpaßfilter 14 zugeführte Signal mit dem vom Sende-/Empfangs- Lokaloszillator-Bandpaßfilter 74 abgegebenen Signal, um das Empfangssignal in das Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz 71 MHz umzuwandeln. Es sei darauf hingewiesen, daß das vom Empfangskanal-Bandpaßfilter 14 zugeführte Signal, wie bereits bezüglich Fig. 2 beschrieben, eine Frequenz im Band von 935 MHz bis 960 MHz aufweist. Nachdem die ungewollten Frequenzbandkomponenten durch das erststufige Zwischenfrequenzfilter 16 von diesem Zwischenfrequenzsignal entfernt worden sind, wird das gefilterte Zwischenfrequenzsignal in den erststufigen AGC- Zwischenfrequenzverstärker 76 eingegeben, so daß die Verstärkung dieses gefilterten Signals auf eine vorbestimmte Verstärkung eingestellt wird. Dem erststufigen AGC- Zwischenfrequenzverstärker 76 wird von der Basisbandverarbeitungseinheit 2 ein Verstärkungssteuerungssignal zugeführt. Das vom erststufigen AGC-Zwischenfrequenzverstärker 76 abgegebene Signal wird dem Quadratur-Demodulator 21 zugeführt. In diesem erststufigen AGC-Zwischenfrequenzverstärker 76 wird die Verstärkung des Zwischenfrequenzsignals derart gesteuert, daß diese Verstärkung mit dem Dynamikbereich des Sigma/Delta-Modulators koinzident ist, um bei der nachfolgenden Stufe unter besseren Bedingungen durch den Sigma/Delta-Modulator A/D-gewandelt zu werden.
Auch wird in diesen Quadraturmodulator 21 ein Signal mit der Frequenz 71 MHz, das heißt ein Träger, eingegeben, das bzw. der durch Frequenzteilung mit 1/16 des vom Oszillator 71 erzeugten Signals der Frequenz 1.136 MHz in der Frequenzteilerschaltung 75 erzeugt wird. Der Quadratur- Demodulator 21 quadraturdemoduliert das vom erststufigen AGC- Zwischenfrequenzverstärker 76 zugeführte Signal unter Verwendung dieses Trägers. Sowohl die I-Signalkomponente als auch die Q-Signalkomponente, die vom Quadratur-Demodulator 21 abgegeben werden, werden jeweils durch den Sigma/Delta- Modulator 61a bzw. 61b moduliert. Danach werden die unbenötigten Frequenzbandkomponenten durch Digitalfilter 62a und 62b von den modulierten Signalkomponenten eliminiert, und die resultierenden Signalkomponenten werden der Basisbandverarbeitungseinheit 2 zugeführt.
Die Sigma/Delta-Modulatoren 61a und 61b funktionieren als Überabtast-A/D-Wandler. Wenn die eingegebenen Signale von den Sigma/Delta-Modulatoren 61a und 61b A/D-gewandelt sind, ist ein Spektrum quantisierten Rauschens über ein breiteres Frequenzband verstreut. Das heißt, es kann eine sogenannte "Rauschformung" ausgeführt werden. Dann werden die quantisierten Rauschkomponenten von einem derartigen Signal, dessen quantisierte Rauschkomponenten über ein breiteres Frequenzband verstreut sind, durch die Digitalfilter 62a und 62b entfernt, die als Dezimierungsfilter funktionieren, wodurch nur gewünschte Frequenzbandkomponenten extrahiert werden.
Wie oben beschrieben, sind diese Sigma/Delta- Modulatoren 61a und 61b mit den Digitalfiltern 62a und 62b kombiniert, so daß die Interferenzwellen, deren Pegel höher als die der gewünschten Wellen sind, ausreichend unterdrückt werden und nur die gewünschten Wellen extrahiert werden können.
Andererseits werden eine I-Signalkomponente und eine Q-Signalkomponente, die von der Basisbandverarbeitungseinheit 2 abgegeben werden und als ein zu sendendes Signal funktionieren, von den D/A-Wandlern 4a und 4b D/A-gewandelt, und die resultierenden Signalkomponenten werden bei einem Sendzeitschlitz in den Quadraturmodulator 31 eingegeben. Der Oszillator 72 erzeugt ein Signal, das beim Sendezeitschlitz eine mit dem Sendekanal innerhalb des Frequenzbandes von 221 MHz bis 246 MHz korrespondierende Frequenz aufweist. Im Mischer 73 wird das Signal aus dem Oszillator 72 mit dem vom Oszillator 71 abgegebenen Signal der Frequenz 1.136 MHz gemischt, so daß die Frequenz des vom Mischer 73 abgegebenen Signals die Frequenz enthält, die mit dem Sendekanal des Frequenzbandes von 890 MHz bis 915 MHz korrespondiert. Das Sende-/Empfangs-Lokaloszillator-Bandpaßfilter 74 extrahiert nur die mit dem Sendekanal korrespondierenden Frequenzkomponenten und führt das extrahierte Signal dem Quadraturmodulator 31 zu.
Der Quadraturmodulator 31 quadraturmoduliert die I- Signalkomponente und die Q-Signalkomponente, die von den D/A- Wandlern 4a und 4b unter Verwendung des vom Sende-/Empfangs- Lokaloszillator-Bandpaßfilter 74 zugeführten Signals eingegeben werden und gibt die quadraturmodulierte Signalkomponente an das Sendekanal-Bandpaßfilter 35. Das Sendekanal-Bandpaßfilter 35 extrahiert nur die mit dem Sendekanal korrespondierenden Signalkomponenten von dem vom Quadraturmodulator 31 abgegebenen Signal und führt die extrahierte Signalkomponente dem Leistungsverstärker 36 zu. Das vom Leistungsverstärker 36 leistungsverstärkte Signal wird über den Isolator 37 dem Duplexer 12 zugeführt und des Weiteren durch die Antenne 11 als elektromagnetische Wellen emittiert.
Die Fig. 12(a) und 12(b) stellen Variationen der Oszillationsfrequenzen des Oszillators 72 dar. Nach den Fig. 12(a) und 12(b) wird beim Reaktionszeitschlitz (RX- Zeitschlitz) in einem vorbestimmten Rahmen die Frequenz des vom Oszillator 72 abgegebenen Signals auf die Frequenz "f&sub1;&sub1;" eingestellt, die mit dem Empfangskanal korrespondiert. Bei dieser ersten Ausführungsform oszilliert der Oszillator 72 die Signale mit den während des Signalsendens und des Signalempfangs verschiedenen Frequenzen. Dies hat zur Folge, daß bei Beendigung eines einzelnen Empfangszeitschlitzes die Oszillationsfrequenz beim Ankommen des nachfolgenden Sendezeitschlitzes (TX-Zeitschlitzes) abgetastet und dann bei diesem Sendezeitschlitz das Signal der Frequenz "f&sub1;&sub2;" erzeugt wird, die mit dem Sendekanal korrespondiert. Als nächstes wird die Frequenzabtastung erneut gestartet und beim Monitorzeitschlitz (MON-Zeitschlitz) das zum Überwachen eines anderen Kanals verwendete Signal der Frequenz "f&sub1;&sub3;" erzeugt. Wenn der Monitorzeitschlitz beendet ist, wird im nachfolgenden Rahmen das Signal der Frequenz "f&sub1;&sub4;" erzeugt, das mit dem Empfangszeitschlitz (RX-Zeitschlitz) korrespondiert. Diese Operation wird sequentiell wiederholt.
Die bei der ersten Ausführungsform verwendeten Oszillatoren 71 und 72 sind ebenfalls durch einen PLL- Synthesizer gebildet. Die Oszillationsfrequenzen von 221 MHz bis 272 MHz dieses Oszillators 72 sind gleich 1/4 bis 1/3 der Oszillationsfrequenzen von 1.006 MHz bis 1.031 MHz des in Fig. 5 dargestellten Oszillators 41 oder der Oszillationsfrequenzen von 864 MHz bis 915 MHz des in Fig. 8 dargestellten Oszillators 41.
Die Schleifenverstärkung "K" der PLL kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:
K = KV · KP/N.
Hier bedeutet das Symbol "KV" eine Verstärkung eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCQ) zur Bildung dieser PLL, das Symbol "KP" eine Verstärkung eines Phasenkomparators zur Bildung der PLL und das Symbol "N" ein Frequenzteilungsverhältnis eines in der PLL enthaltenen Frequenzteilers.
Anders ausgedrückt: Da die Schleifenverstärkung "K" umgekehrt proportional zum Frequenzteilungsverhältnis "N" ist, impliziert die Tatsache, daß die Oszillationsfrequenzen auf 1/4 bis 1/3 der herkömmlichen Oszillationsfrequenzen geteilt sein können, daß die Schleifenverstärkung "K" der PLL drei bis viermal höher als die herkömmliche Schleifenverstärkung sein kann.
Unter der nunmehrigen Annahme, daß das Kanalintervall, das heißt 200 KHz des GSM, die Phasenvergleichsfrequenz ist, ist in dem Fall der Fig. 8, bei dem die Oszillationsfrequenz des Oszillators 41 gleich 1.031 MHz ist, das Frequenzteilungsverhältnis N gegeben durch N = 1.031/0,2 = 5.155. Ist die Oszillationsfrequenz des Oszillators 72 gleich 221 MHz, so ist im Fall dieser in Fig. 11 dargestellten Ausführungsform das Frequenzteilungsverhältnis N gegeben durch N = 221/0,2 = 1.105. Dies hat zur Folge, daß gemäß dieser ersten Ausführungsform das Frequenzteilungsverhältnis N erniedrigt und die Schleifenverstärkung der PLL erhöht werden kann.
Wenn die Schleifenverstärkung auf einen so großen Wert eingestellt werden kann, kann die Zeitkonstante der PLL erniedrigt und eine Hochgeschwindigkeitsabtastoperation realisiert werden. Ein Erfahrungresultat ist, daß die Trägerreinheit während des Verriegelungszustands der PLL verbessert werden kann. Anders ausgedrückt: Es kann festgestellt werden, daß ein frequenzvariabler PLL- Synthesizer realisiert werden kann, der eine Hochgeschwindigkeitsabtastoperation in der Reinheit ausführen kann, welche der GSM-Regelung ausreichend genügt. Die Verriegelungszeit dieser PLL beträgt derzeit 0,6 ms bis 0,7 ms.
Gemäß dieser ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird das zu sendende Signal direkt im Quadraturmodulator 31 moduliert. Nachdem das vom Oszillator 72 erzeugte Signal mit dem vom Oszillator 71 abgeleiteten Signal gemischt ist, wird das gemischte Signal dem Quadraturmodulator 31 zugeführt, so daß die Frequenzen (890 MHz bis 915 MHz) des vom Quadraturmodulator 31 abgegebenen Signals verschieden von den Frequenzen (221 MHz bis 272 MHz oder 1.136 MHz) des entweder vom Oszillator 72 oder vom Oszillator 71 abgegebenen Signals sind. Es ist verhindert, daß Oszillationsoperationen des Oszillators 72 oder 71 durch das vom Quadraturmodulator 31 abgeleitete Signal ungünstig beeinflußt wird.
Die Fig. 13 stellt eine Ausbildung eines Sende- /Empfangssystems mit Zeitmultiplex gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. Bei dieser zweiten Ausführungsform ist angenommen, daß die Oszillationsfrequenz des Oszillators 71 gleich 568 MHz und die Oszillationsfrequenz des Oszillator 72 von 296 MHz bis 347 MHz ist. Auch können in diesem Fall, da im Mischer 73 das vom Oszillator 72 abgegebene Signal mit dem vom Oszillator 71 abgegebenen Signal gemischt wird, beim Empfangszeitschlitz (RX-Zeitschlitz) Signale mit Frequenzen von 864 MHz bis 889 MHz und beim Sendezeitschlitz (TX-Zeitschlitz) ein Signal mit Frequenzen von 890 MHz bis 915 MHz erzeugt werden. In diesem Fall wird, da die Oszillationsfrequenz des Oszillators 71 gleich 1/2 der Oszillationsfrequenz in der in Fig. 11 dargestellten Ausführungsform gewählt ist, das Frequenzteilungsverhältnis der Frequenzteilerschaltung 75 gleich 1/8 des Verhältnisses der in Fig. 11 dargestellten Ausführungsform.
Wenn bei den Ausführungsformen nach Fig. 11 und Fig. 13 der Quadratur-Demodulator 21 wie beispielsweise in Fig. 14 dargestellt durch eine Analogschaltung gebildet ist, kann dieser analoge Quadratur-Demodulator durch Verwendung von Mischern 81 und 82 und eines 90º-Phasenschiebers 83 gebildet sein. In diesem Fall wird das von der Frequenzteilerschaltung 75 zugeführte Signal der Frequenz 71 MHz dem Mischer 81 zugeführt und dann mit dem vom erststufigen AGC-Zwischenfrequenzverstärker 76 zugeführten modulierten Signal gemischt, wobei eine I-Signalkomponente erzeugt wird.
Andererseits wird ein von der Frequenzteilerschaltung 75 zugeführtes Signal "F" der Frequenz 71 MHz vom 90º- Phasenschieber 83 um 90º phasenverschoben, wobei das phasenverschobene Signal dem Mischer 82 zugeführt wird. Dann wird das phasenverschobene Signal mit dem vom erststufigen AGC-Zwischenfrequenzverstärker 76 eingegebenen modulierten Signal gemischt, wobei eine Q-Signalkomponente erzeugt wird.
Wenn der Quadratur-Demodulator 21 nach Fig. 11 durch eine wie in Fig. 15 dargestellte digitale Schaltung aufgebaut ist, kann dieser digitale Quadratur-Demodulator durch Mischer 91, 92 und eine Frequenzteilerschaltung 93 gebildet sein. In diesem Fall wird ein Frequenzteilungsverhältnis dieser Frequenzteilungsschaltung 93 so gewählt, daß sie gleich 1/4 ist. Anders ausgedrückt: Es wird in diese Frequenzteilerschaltung 93 ein Signal "4 · F" eingegeben, das die Frequenz 284 MHz aufweist.
Die Fig. 16 stellt ein Beispiel des Aufbaus der Frequenzteilerschaltung 93 dar. Wie in Fig. 16 dargestellt ist diese Frequenzteilerschaltung 93 durch D-Flipflops 101 bis 103 gebildet. Wie in Fig. 17(a) dargestellt wird das von der Frequenzteilerschaltung 75 zugeführte Signal "4 · F" der Frequenz 284 MHz einem Taktanschluß "CK" des D-Flipflops 101 zugeführt. Da in einen D-Anschluß ein IQ-Ausgangssignal mit einem zum Q-Ausgangssignal dieses D-Flipflops 101 entgegengesetzten logischen Wert eingegeben wird, gibt der Q- Ausgang des D-Flipflops 101 ein Signal der Frequenz 2 · F = 142 MHz ab, die wie in Fig. 17(b) gezeigt gleich 1/2 der in den Taktanschluß CK des D-Flipflops eingegebenen Frequenz 4/F ist.
Das als das Q-Ausgangssignal des D-Flipflops 101 abgegebene Signal (2XF) wird in einen Taktanschluß eines D- Flipflops 102 der nachfolgenden Stufe eingegeben. Da ein IQ- Ausgangssignal mit einer zum Q-Ausgangssignal entgegengesetzten logischen Wert in dieses D-Flipflop 102 eingegeben wird, wird dieses Q-Ausgangssignal ein Signal mit der Frequenz "F" (71 MHz), die, wie in der Fig. 7(d) dargestellt, gleich 1/2 der Frequenz des dem Taktanschluß CK zugeführten Signals ist.
Andererseits wird das IQ-Ausgangssignal des D- Flipflops 101 einen Taktanschluß CK des D-Flipflops 103 zugeführt. Wie in der Fig. 17(c) dargestellt weist das IQ- Ausgangssignal (2 · F)' des D-Flipflops 101 den zu dem in der Fig. 17(b) dargestellten logischen Wert des Q-Ausgangssignal des D-Flipflops 101 entgegengesetzten logischen Wert auf. Da das IQ-Ausgangssignal des D-Flipflops 103 zum D-Anschluß rückgeführt wird, kann infolge dessen vom Q-Ausgangssignal des D-Flipflops 103 ein (wie in Fig. 17(e) dargestelltes) Signal "F'" erhalten werden, das eine um 90º zur Phase des Q- Ausgangssignals "F" aus dem (in Fig. 17(d) dargestellten) D- Flipflop 102 verschobene Phase aufweist.
Das in Fig. 17(d) dargestellte Signal ("F") wird in den Mischer 91 zur Multiplikation mit dem modulierten Signal eingegeben, so daß die I-Signalkomponente demoduliert wird. Das Signal "F" wird auch in den Mischer 92 zur Multiplikation mit dem modulierten Signal eingegeben, so daß die Q- Signalkomponente demoduliert wird.
Da diese Frequenzteilerschaltung 93 so ausgebildet ist, daß sie nur die Phasenschiebeoperation logisch ausführt, besteht der Vorteil, daß im Vergleich zu dem Fall, bei dem die 90º-Phasenverschiebung mittels der analogen Schaltung im Frequenzteilungsverhältnis ¹/&sub4; realisiert ist, das Auftreten von Phasenfehlern in Bezug auf die Frequenzvariationen klein wird und keine Einstellung erforderlich ist und auch eine Fluktuation in der Charakteristik klein ist:
Anders ausgedrückt kann gemäß der ersten und zweiten Ausführungsform, da die Frequenz des von dem als der frequenzfixierte PLL-Synthesizer funktionierenden Oszillators 71 abgeleitete Frequenz gleich 4N-mal höher als die Frequenz (71 MHz) des notwendigen lokalen Signals ist, die Phasenverschiebeoperation leicht im lokalen Verfahren unter Verwendung dieses lokalen Signals mit der 4N-fachen Frequenz (284 MHz) realisiert werden.
Es sei darauf hingewiesen, daß bei einem wie in Fig. 15 dargestellten Aufbau des in Fig. 13 dargestellten Quadratur-Demodulators 21, da die Oszillationsfrequenz des Oszillators 71 gleich 568 MHz ist, das Frequenzteilungsverhältnis der Frequenzteilerschaltung 75 gleich 1/2 gewählt ist.
Beim Sende-/Empfangssystem mit Zeitmultiplex gemäß der vorliegenden Erfindung wird, nachdem das Empfangssignal während des Signalempfangs einmal in das Zwischenfrequenzsignal umgewandelt ist, das Zwischenfrequenzsignal durch den Demodulator demoduliert, wohingegen während des Signalsendens das zu sendende Signal direkt vom Quadraturmodulator moduliert wird, so daß die Gesamtzahl an Oszillatoren reduziert werden kann.
Das Sende-/Empfangssystem mit Zeitmultiplex gemäß der vorliegenden Erfindung ist bei der obigen Beschreibung auf das digitale Automobiltelefonsystem, das heißt GSM in Europa, angewendet. Die vorliegende Erfindung ist nicht auf ein derartiges europäisches GSM-System beschränkt, sondern kann auch auf andere Sender/Empfänger mit Zeitmultiplex angewendet werden.

Claims

1. Sende-/Empfangssystem mit Zeitmultiplex zur Umwandlung eines zu sendenden Signals in ein Signal, das bei einem vorbestimmten Zeitschlitz eine vorbestimmte Frequenz aufweist, um das umgewandelte Signal mit der vorbestimmten Frequenz als ein Sendesignal zu senden, und auch zum Empfang eines anderen Signals, das bei einem von dem vorbestimmten Zeitschlitz verschiedenen anderen Zeitschlitz eine von der Frequenz des Sendesignals verschiedene andere Frequenz aufweist, um das empfangene Signal zu demodulieren, wobei das Sende-/Empfangssystem aufweist:

eine feste Oszillatoreinrichtung (71) zur Abgabe eines ersten Signals, das eine konstante Frequenz aufweist,

eine variable Oszillatoreinrichtung (72) zur Abgabe eines zweiten Signals, das eine vorbestimmte Frequenz in einem vorgewählten Frequenzbereich aufweist,

eine Frequenzteilereinrichtung (75) zur Frequenzteilung des ersten Signals,

eine Demodulatoreinrichtung (21) zum Demodulation des Zwischenfrequenzsignals durch Verwendung des frequenzgeteilten ersten Signals,

gekennzeichnet durch

eine Mischereinrichtung (73) zur Mischung des ersten Signals mit dem zweiten Signal,

eine Modulatoreinrichtung (31) zur direkten Modulation des zu sendenden Signals mit dem gemischten Signal der Mischereinrichtung,

eine Wandlereinrichtung (15) zur Umwandlung des empfangenen Signals in ein Zwischenfrequenzsignal unter Verwendung des gemischten Signals der Mischereinrichtung.

2. Sende-/Empfangssystem mit Zeitmultiplex nach Anspruch 1, wobei die variable Oszillatoreinrichtung (72) die Frequenz des zweiten Signals für jeden Zeitschlitz ändert.

3. Sende-/Empfangssystem mit Zeitmultiplex nach Anspruch 1 oder 2, mit:

einem Sigma/Delta-Modulator (61) zur Modulation des demodulierten Zwischenfrequenzsignals aus der Demodulatoreinrichtung (21), und

einem Digitalfilter (62) zur Begrenzung eines Paßbandes des vom Sigma/Delta-Modulator abgeleiteten Ausgangssignals.

4. Empfänger mit Zeitmultiplex, mit:

einer einzelnen Antenne (11),

einer HF-Einheit (1), die mit der einzelnen Antenne (11) verbunden ist, wobei die HF-Einheit (1) ein System nach einem der vorhergehenden Ansprüche aufweist,

einer A/D-Wandlereinrichtung zur A/D-Wandlung eines von der Demodulatoreinrichtung abgegebenen demodulierten Signals,

einer Signalverarbeitungseinheit (2) zur Umwandlung eines von der A/D-Wandlereinrichtung (3) abgeleiteten Ausgangssignals in ein Tonsignal, um das Tonsignal abzugeben, und zur Umwandlung eines eingegebenen Tonsignals in das zu sendende Signal,

einer D/A-Wandlereinrichtung (4) zur D/A-Wandlung des von der Signalverarbeitungseinheit (2) abgeleiteten zu sendenden Signals, um das D/A-gewandelte Signal an die Modulatoreinrichtung (31) abzugeben.

5. Sende-/Empfangssystem mit Zeitmultiplex nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Oszillationsfrequenz des ersten Oszillators (71) höher als die Oszillationsfrequenz des zweiten Oszillators ist.

6. Sende-/Empfangssystem mit Zeitmultiplex nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Mischereinrichtung (73) ein Filter zur Extraktion einer Frequenzkomponente, die mit dem empfangenen Signal aus dem während des Signalempfangs vom Mischer abgegebenen Signal korrespondiert, und zur Extraktion einer Frequenzkomponente, die mit dem Sendesignal während des Signalsendens korrespondiert.

7. Sende-/Empfangssystem mit Zeitmultiplex nach Anspruch 6, wobei das Filter nur eine Frequenzkomponente eines Signals extrahiert, die um 71 MHz niedriger als das empfangene Signal aus dem vom Mischer während des Signalempfangs abgegebenen Signal ist.

8. Sende-/Empfangssystem mit Zeitmultiplex nach Anspruch 7, wobei die Frequenzteilereinrichtung das erste Signal frequenzteilt, damit die Frequenz des frequenzgeteilten Signals mit der Frequenz des Zwischenfrequenzsignals identisch ist.