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Diese
Erfindung betrifft allgemein drahtlose Kommunikationssysteme und
insbesondere CDMA-Systeme.
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Bei
einem drahtlosen Kommunikationssystem kommuniziert eine Basisstation
mit einer Vielzahl von Fern-Terminals wie z. B. Handys. Die Mehrfachzugriffe
im Frequenzmultiplex (FDMA = „Frequency Division
Multiple Access" im
Englischen) und die Mehrfachzugriffe im Zeitmultiplex (TDMA = „Time Division
Multiple Access" im
Englischen) bilden die herkömmlichen
Mehrfachzugriffs-Schemata für
simultane Dienste bei einer gewissen Anzahl von Terminals. Der Gedanke
der Unterbasis für
die FDMA- und TDMA-Systeme sieht vor, die verfügbare Quelle in mehrere Frequenzen
bzw. in mehrere Zeitintervalle zu teilen, so dass mehrere Terminals
gleichzeitig arbeiten können,
ohne Interferenzen zu bewirken.
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Telefone,
die nach der GSM-Norm funktionieren, gehören insofern zu den FDMA- und
TDMA-Systemen, als das Senden und das Empfangen mit unterschiedlichen
Frequenzen und auch mit unterschiedlichen Zeitintervallen geschieht.
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Ferner
ist ein GSM-Signal ein phasenmoduliertes Signal mit einer konstanten
Hüllkurve.
Mit anderen Worten, die Amplitude der Modulation ist konstant.
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Im
Gegensatz zu diesen Systemen, die mit Frequenzteilung oder mit Zeitaufteilung
arbeiten, ermöglichen
es die CDMA-Systeme (Vielfachzugriff durch Code-Trennung; „Code Division
Multiple Access" im
Englischen), dass mehrere Anwender sich eine gemeinsame Frequenz
und einen gemeinsamen Zeitkanal teilen, indem eine kodierte Modulation verwendet
wird. Unter den CDMA-Systemen kann das System CDMA 2000, das System
WCDMA (Breitband-CDMA; „Wide
Band CDMA" im Englischen)
oder die Norm IS-95 genannt werden.
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Bei
den CDMA-Systemen ist, wie der Fachmann weiß, jeder Basisstation ein Verwürfelungs-Code („Scrambling
Code" im Englischen)
zugeordnet, der es ermöglicht,
eine Basisstation von der anderen zu unterscheiden. Ferner ist jedem
Fern-Terminal (wie z. B. einem Handy) ein Spreizungs- oder Orthogonalcode
zugeordnet, der dem Fachmann unter der Bezeichnung „OVSF-Code" bekannt ist. Alle OVSF-Codes
sind zueinander orthogonal und ermöglichen es damit, einen Fern-Terminal
von einem anderen zu unterscheiden.
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Bevor
ein Signal über
den Übertragungskanal
zu einem Fern-Terminal gesendet wird, wird das Signal in der Basisstation
unter Verwendung des Verwürfelungs-Codes
der Basisstation und des OVSF-Codes des Fern-Terminals verwürfelt und
auseinandergezogen („spread" im Englischen).
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Bei
den CDMA-Systemen kann ferner unterschieden werden zwischen denjenigen,
bei denen eine unterschiedliche Frequenz für das Senden und das Empfangen
verwendet wird (CDMA-FDD-System),
und denjenigen, bei denen eine gemeinsame Frequenz für das Senden
und das Empfangen, aber unterschiedliche Zeitbereiche für das Senden
und das Empfangen verwendet wird (CDMA-TDD-System).
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Im
Gegensatz zu den Kommunikationssystemen mit einer Modulation mit
konstanter Hüllkurve, wie
z. B. das GSM-System, wird bei den CDMA-Systemen ein moduliertes
Signal verwendet, das eine Modulation mit nicht konstanter Hüllkurve
aufweist. Mit anderen Worten, ein solches Signal wird phasenmoduliert
und amplitudenmoduliert, und die Amplitude der Modulation ist nicht
konstant.
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Die
Erfindung betrifft allgemein Kommunikationssysteme mit einer Modulation
mit nicht konstanter Hüllkurve,
und sie ist so vorteilhafterweise auf die Kommunikationssysteme
des Typs CDMA und insbesondere auf die Systeme des Typs CDMA-FDD
anwendbar.
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Bei
einem Terminal eines drahtlosen Kommunikationssystems ist die Direktumsetzung
oder Umsetzung mit Zwischenfrequenz Null eine Alternative zu einer Überlagerer-Architektur
und ist besonders gut geeignet für
sehr weitgehend integrierte Architektur-Lösungen für diesen Terminal.
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Ein
Empfänger
mit Direktumsetzung bzw. ein Empfänger mit Zwischenfrequenz Null
(ZF-Null-Empfänger) setzt
den Bereich des Nutzsignals direkt um die Nullfrequenz (Frequenzband)
herum um, anstatt es in eine Zwischenfrequenz mit der Größenordnung von
einigen Hundert MHz umzusetzen.
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Daher
stellt ein Empfänger
mit Direktumsetzung die interessanteste Hochfrequenz-Architektur dar,
nicht nur, weil er es ermöglicht,
sehr hohe Integrationsniveaus zu erreichen und dadurch die Anzahl der
externen Komponenten zu verringern, sondern auch weil er fähig ist,
für mehrere
Normen zu empfangen, jedoch weist eine solche Architektur leider
einige Nachteile auf, wie beispielsweise einen Gleichspannungs-Offset
(„DC
offset" im Englischen)
und eine Verzerrung zweiter Ordnung.
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Es
müssen
zwei verschiedene Typen von Gleichspannungs-Offsets berücksichtigt
werden, nämlich
ein statischer oder zeitlich nicht variabler Offset und ein zeitlich
variabler oder dynamischer Offset.
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Der
statische Offset entsteht auf Grund von Paarungsfehlern im Herstellungsprozess
des Empfängers,
während
der dynamische Offset im Prinzip aus nicht linearen Charakteristika
und Verlusten zwischen den Eingängen
der Mischer des Empfängers herrühren.
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Und
dieser Spannungs-Offset kann, zusammen mit dem transponierten Signal
ausreichend groß sein,
um die Hochleistungs-Verstärkerstufen
zu überfordern,
wodurch dann ein Informationsverlust entsteht, was die Bitfehlerquote
(BER = „bit
error rate" im Englischen)
deutlich erhöht.
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Alle
Lösungen
für dieses
Problem, die für Modulation
mit konstanter Hüllkurve
entwickelt wurden, wie beispielsweise in den GSM-Systemen und wie
beispielsweise in EP A-0 806 841 beschrieben, sind nicht für Systeme
geeignet, bei denen eine Modulation mit nicht konstanter Hüllkurve
eingesetzt wird, wie beispielsweise die CDMA-FDD-Systeme.
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Diese
Erfindung hat zum Zweck, diesem Mangel abzuhelfen.
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Eine
Aufgabe dieser Erfindung besteht darin, die Beseitigung der statischen
und dynamischen Gleichspannungs-Offsets in einem Empfänger mit
Direktumsetzung zu ermöglichen,
und zwar mit hoher Geschwindigkeit und permanent.
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Eine
weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, die Anzahl der externen
Komponenten des Empfängers
mit Direktumsetzung zu verringern, so dass eine Lösung mit
einem hohen Integrationsgrad erreicht wird, die strukturell unabhängig von
der digitalen Stufe des Empfängers
ist, so dass er mit den meisten bestehenden Terminals kompatibel
ist.
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Wie
in den Ansprüchen
aufgeführt,
wird mit dieser Erfindung also ein Empfänger mit Direktumsetzung für ein Kommunikationssystem
mit einer Modulation mit nicht konstanter Hüllkurve vorgeschlagen, wobei
dieser Empfänger
eine analoge Stufe aufweist, um ein von einem Übertragungskanal hereinkommendes
Signal zu empfangen, und Mittel zur Transponierung sowie Mittel
zur Verstärkung
mit programmierbarer Leistung aufweist, wobei der Empfänger ferner
mindestens ein Kompensationsmodul aufweist, das einen Eingang und
einen Ausgang, die zwischen dem Ausgang der Transponierungsmittel und
dem Eingang der Verstärkungsmittel
geschaltet sind, besitzt und geeignet ist, zugleich einen statischen
Gleichspannungs-Offset und einen eventuell auftretenden dynamischen
Gleichspannungs-Offset der
analogen Stufe zu kompensieren; das Kompensationsmodul weist auf:
- – erste
Mittel zur Bestimmung der Hüllkurve
der wechselnden Komponente des an dem Eingang des Moduls anstehenden
Signals,
- – zweite
Mittel zur Bestimmung der Hüllkurve
des an dem Eingang des Moduls anstehenden Signals,
- – erste
Subtraktionsmittel, die an den Ausgang der ersten Mittel und an
den Ausgang der zweiten Mittel angeschlossen sind,
- – zweite
Subtraktionsmittel, die den Ausgang des Moduls bilden und einen
ersten, mit den Transponierungsmitteln verbundenen Eingang sowie
einen zweiten, mit dem Ausgang der ersten Subtraktionsmittel verbundenen
Eingang haben.
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Gemäß einer
Ausführungsform
weist das Kompensationsmodul ferner einen Sperr-Probennehmer auf, der an den Ausgang
der ersten Subtraktionsmittel angeschlossen ist, und der zweite
Eingang der zweiten Subtraktionsmittel ist an den Ausgang des Sperr-Probennehmers angeschlossen.
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Die
ersten Mittel beinhalten vorteilhafterweise einen Hochpassfilter,
dessen Grenzfrequenz zwischen einem Viertel der Modulationsfrequenz
und der Hälfte
der Modulationsfrequenz liegt. Wenn also die Modulationsfrequenz
3,84 MHz beträgt,
kann man beispielsweise einen Hochpassfilter wählen, dessen Grenzfrequenz
in der Größenordnung
von 1,5 MHz liegt.
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Allgemein
weist die analoge Stufe ferner Mittel zum Tiefpassfiltern auf, die
sich hinter den Transponierungsmitteln befinden. Der Eingang des
Kompensationsmoduls ist dann vorzugsweise hinter den Mitteln zum
Tiefpassfiltern angeordnet, so dass die Hochfrequenz-Störquellen
beseitigt und die Wertigkeit der Offset-Gleichspannung noch verbessert
werden kann.
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Allgemein
weist die analoge Stufe desgleichen zwei Verarbeitungskanäle zur Verarbeitung
von Signalen in Quadratur auf (Signale I und Q gemäß einer
bei Fachleuten bekannten Bezeichnung). Es ist zwar möglich, zwei
Kompensationsmodule zu verwenden, die jeweils mit einem der beiden
Verarbeitungskanäle
verbunden sind, man kann jedoch vorsehen, dass der Empfänger nur
ein einziges Kompensationsmodul enthält, dessen Eingang mit einem der
beiden Verarbeitungskanäle
verbunden ist und dessen Ausgang mit jedem der Verarbeitungskanäle verbunden
ist. Tatsächlich
erweist sich die Paarung der verschiedenen Hochfrequenzblöcke des
Empfängers
auf dem Siliziumchip als ziemlich gut.
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Gegenstand
der Erfindung ist ferner ein Fern-Terminal eines Kommunikationssystems,
bei dem eine Modulation mit nicht konstanter Hüllkurve eingesetzt wird, beispielsweise
ein Handy, der einen Empfänger
wie oben definiert enthält.
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Wie
in den Ansprüchen
aufgeführt,
wird mit dieser Erfindung auch ein Verarbeitungsverfahren für ein ankommendes
Signal in einem Empfänger
mit Direktumsetzung für
ein Kommunikationssystem mit einer Modulation mit nicht konstanter
Hüllkurve
vorgeschlagen, wobei dieses Verfahren den Empfang des von einem Übertragungskanal
kommenden Signals, eine Frequenztransponierung und eine Verstärkung mit
programmierbarer Leistung umfasst; ferner wird aus einem nach der
Transponierung abgenommenen Signal ein Kompensationssignal hergestellt,
das einen statischen Gleichspannungs-Offset und einen eventuell
auftretenden dynamischen Gleichspannungs-Offset der analogen Stufe darstellt,
und dieses Kompensationssignal wird vor dem Verstärken von dem
Signal, das aus dem transponierten Signal hervorgegangen ist, subtrahiert;
die Herstellung des Kompensationssignals umfasst:
- – eine Bestimmung
der Hüllkurve
der wechselnden Komponente des abgenommenen Signals,
- – eine
Bestimmung der Hüllkurve
des abgenommenen Signals,
- – eine
Subtraktion zwischen den beiden Hüllkurven.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung umfasst die Herstellung des Kompensationssignals ferner
eine Sperr-Probennahme des subtrahierten Signals.
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Die
Bestimmung der Hüllkurve
der wechselnden Komponente des abgenommenen Signals beinhaltet vorteilhafterweise
eine Hochpassfilterung, wobei die Grenzfrequenz zwischen einem Viertel
der Modulationsfrequenz und der Hälfte der Modulationsfrequenz
liegt.
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Außerdem wird
das Kompensationssignal vorzugsweise nach einer Tiefpassfilterung,
die nach der Transponierung erfolgt, aus dem abgenommenen Signal
entwickelt.
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Ferner
kann das Kompensationssignal aus einem Signal entwickelt werden,
das nur an einem der Verarbeitungskanäle des Empfängers abgenommen wird, und
es wird dann an die beiden Verarbeitungskanäle abgegeben.
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Weitere
Vorteile und Merkmale der Erfindung gehen aus der detaillierten
Beschreibung von in keiner Weise einschränkenden Verfahrensformen und Ausführungsformen
sowie aus den beigefügten Zeichnungen
hervor, wobei
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1 schematisch
einen erfindungsgemäßen Empfänger zeigt,
und
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2 ebenfalls
schematisch, aber detaillierter den Aufbau eines Kompensationsmoduls
eines erfindungsgemäßen Empfängers zeigt.
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In 1 wird
mit dem Bezugszeichen TP ein Fern-Terminal wie z. B. ein Handy bezeichnet,
das mit einer Basisstation in Kommunikation treten kann. Das Handy
TP enthält
einen Empfänger
mit Direktumsetzung DCR, der an eine Antenne ANT angeschlossen ist,
um ein ankommendes Signal zu empfangen, das von einem Übertragungskanal
kommt.
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Der
Empfänger
mit Direktumsetzung enthält eine
analoge Stufe, die über
eine Analog-digital-Wandlerstufe
AD mit einer digitalen Stufe oder Modulationsfrequenzband-Verarbeitungseinheit
BBU verbunden ist.
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Klassischerweise
weist die analoge Stufe einen rauscharmen Verstärker LNA und zwei Verarbeitungskanäle mit Mischern
MX (oder Transponierungsmitteln), herkömmliche Tiefpassfilter LPF
sowie Verstärker
mit programmierbarer Leistung PGA auf.
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Die
beiden Mischer MX empfangen jeweils von einer Phasenverriegelungsschleife
PLL zwei Signale, die eine Phasendifferenz von 90° zueinander aufweisen.
Nach der Frequenztransponierung in den Mischern bilden die beiden
Verarbeitungskanäle
zwei Ströme
I und Q gemäß einer
bei Fachleuten bekannten Bezeichnung. Da der Empfänger ein
Empfänger mit
Direktumsetzung ist, wird das empfangene Signal in Frequenzband
transponiert und dann gefiltert und in Frequenzband verstärkt.
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Nach
der digitalen Umwandlung in den AD-Wandlern werden die beiden digitalen
Ströme
I und Q an die digitale Verarbeitungseinheit BBU abgegeben.
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Diese
digitale Verarbeitungsstufe ist dem Fachmann wohlbekannt und beinhaltet
insbesondere Mittel zur Kanal-Abschätzung, Mittel zur Demodulation
sowie Mittel zur Quelldekodierung auf. Ferner wird die programmierbare
Leistung der Verstärker
PGA durch die digitale Verarbeitungsstufe gesteuert.
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Bei
dieser Ausführungsform
der Erfindung enthält
der Empfänger
DCR ferner ein Kompensationsmodul, das hier von einem Block MDM
und einem Subtraktor STR, der mit jedem Verarbeitungskanal vor dem
entsprechenden Verstärker
PGA verbunden ist, gebildet wird. Während ferner der Subtraktor
STR den Ausgang des Kompensationsmoduls bildet, befindet sich hier
der Eingang BE dieses Kompensationsmoduls am Verarbeitungskanal
I vor dem Tiefpassfilter LPF, der nach dem Mischer MX angeordnet ist.
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Wie
in 2 dargestellt ist, weist der Block MDM einen Hochpassfilter
HPF auf, dessen Grenzfrequenz vorteilhafterweise zwischen einem
Viertel der Modulationsfrequenz und der Hälfte der Modulationsfrequenz
liegt.
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So
kann eine Grenzfrequenz von 1,5 MHz für ein CDMA-FDD-System beispielsweise
gewählt
werden, dessen Modulationsfrequenz 3,84 MHz beträgt. Der Eingang dieses Hochpassfilters
HPF ist mit dem Eingang BE des Kompensationsmoduls verbunden und
ist direkt nach dem Tiefpassfilter LPF angeschlossen. Auf diese
Weise können
durch diesen Tiefpassfilter die Hochfrequenz-Störquellen eliminiert und so
die Abschätzung
des Gleichspannungs-Offset und dadurch dessen Eliminierung verbessert
werden.
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Am
Ausgang des Filters HPF wurde die gesamte Gleichspannungs-Information
dem an dem Eingang BE anliegenden modulierten Signal entnommen.
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Auf
diesen Hochpassfilter HPF folgt ein Spitzenwert-Detektor PD1 mit
klassischem und an sich bekanntem Aufbau. Dieser Spitzenwert-Detektor
ermöglicht
es, die Hüllkurve
der wechselnden Komponente des an dem Eingang BE abgenommenen Signals
zu bestimmen. Der Spitzenwert-Detektor hat an der Spitze ein Gefälle („droop
rate" im Englischen), das
an die Fragmentquote („chip
rate" im Englischen) des
Signals angepasst ist.
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Es
wird hier daran erinnert, dass vor der Übertragung über die Antenne der Basisstation
das Ausgangssignal, das die Informationen (Symbol) enthält, durch
die Verarbeitungsmittel der Basisstation unter Verwendung des Verwürfelungs-Codes
der Basisstation und des Orthogonalkodes (OVSF-Code) des Telefons
TP verwürfelt
(„scrambled" im Englischen) und
gespreizt bzw. auseinandergezogen („spread" im Englischen) wird.
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Infolgedessen
werden die Symbole in Fragmente („chips" im Englischen) mit einer vorbestimmten
Länge (beispielsweise
260 Nanosekunden) verwandelt, die einer vorbestimmten Fragmentquote („chip rate" im Englischen) von
beispielsweise 3,84 Mcps bei der WCDMA-FDD-Norm entspricht. So ist die
Fragmentquote größer als
die Symbolquote („symbol
rate" im Englischen).
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Auf
diese Weise kann ein Symbol in eine Anzahl Fragmente umgewandelt
werden, die von 4 bis 256 betragen kann.
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In
dem hier beschriebenen Beispiel wird bei einer Fragmentquote von
3,84 Mcps für
den ein Spitzenwert-Detektor PD1 ein Gefälle an der Spitze von 10 mV/2μs gewählt.
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Der
Block MDM enthält
außerdem
einen weiteren Spitzenwert-Detektor PD2, der direkt an den Eingang
BE angeschlossen ist und dazu bestimmt ist, die Hüllkurve
des an dem Eingang BE abgenommenen Signals zu bestimmen.
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Ein
erster Subtraktor CMP subtrahiert das vom Spitzenwert-Detektor PD1
abgegebene Signal von dem vom Spitzenwert-Detektor PD2 abgegebenen
Signal und liefert damit ein Ausgangssignal, das die Offset-Gleichspannung
der analogen Stufe darstellt, ob nun diese Offsetspannung statisch
oder dynamisch ist.
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Ein
Sperr-Probennehmer SAH mit herkömmlichem
Aufbau, der an sich bekannt ist, hält die von dem Subtraktor CMP
abgegebene Information in einer bestimmten Frequenz, die durch ein
Taktsignal CLK bestimmt wird. Dieses Taktsignal CLK kann kontinuierlich
hergestellt oder bei bestimmten Bedingungen aktiviert werden, wie
z. B. wenn das werthohe Bit des digitalen AD-Wandlers aktiv ist.
Mit anderen Worten, es ist möglich,
dass die aus dem Sperr-Probennehmer
stammende Information nur in bestimmten Zeitpunkten wiederholt wird.
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Die
Frequenz des Taktsignals CLK wird abhängig von der Fragmentquote
(„chip
rate") gewählt. So
kann bei einer Fragmentlänge
von 266 Nanosekunden für
das Taktsignal CLK eine Periode in der Größenordnung von zehn Mikrosekunden
gewählt werden.
In diesem Fall kann das Taktsignal CLK, wenn Wiederholungen zu gewählten Zeitpunkten
erfolgen, aus mehr oder weniger nahe beieinander liegenden Impulsfolgen
bestehen.
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Der
Sperr-Probennehmer SAH ermöglicht
es insbesondere, sich des Störgeräuschs zu
entledigen, das sich bei der Erkennung der Hüllkurven der verschiedenen
Signale ergibt, und jeglichen Informationsverlust der Niederfrequenz-Modulation
zu vermeiden.
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Das
von dem Sperr-Probennehmer SAH ausgegebene Kompensationssignal SCP
wird nun im Subtraktor STR von dem Signal subtrahiert, das direkt
von dem Tiefpassfilter LPF stammt.
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Am
Ausgang des Subtraktors ist das Signal folglich von jeglichem Gleichspannungs-Offset
befreit.