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Die
vorliegende Erfindung, wie in den anliegenden Ansprüchen definiert,
betrifft eine Mischerschaltung mit Spiegelfrequenzunterdrückung.
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Sie
ist insbesondere, aber nicht ausschließlich auf Radiofrequenzempfänger anwendbar,
die eine bei Null oder nahe bei Null liegende Zwischenfrequenz benutzen.
Solche Empfänger
werden insbesondere in Mobiltelefonsystemen eingesetzt, wie GSM
oder DCS 1800, die identisch mit der GSM-Norm sind, aber in einem anderen
Frequenzbereich ([1805 MHz, 1880 MHz] gegen [925 MHz, 960 MHz] für GSM) funktionieren.
Sie werden ebenfalls bei drahtlosen Übertragungen eingesetzt, wie
von den Normen 802.11 a und b, Bluetooth, Hyperlan 2, und DECT (Digital
European Cordless Telecommunications) definiert, oder bei Verwendung
des ISM-Bandes auf 2,4 GHz.
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Ein
solcher Empfänger
umfasst in klassischer Weise einen Verstärker mit niedrigem Grundrauschen (Low
Noise Amplifier), der mit Hilfe eines Bandpassfilters mit der Empfangsantenne
verbunden ist, wobei das verstärkte
Signal zu einer Mischerschaltung gesendet wird, um das verstärkte Eingangssignal
in das Basiswand umzuwandeln, wobei diese Mischerschaltung zwei
um 90° versetzte
(um 90° phasenverschobene)
Signale in dem Basisband liefert, die gefiltert und dann zu einem
Demodulator gesendet werden.
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Der
Vorteil solcher Empfänger
gegenüber Überlagererempfängern (mit
einer nicht bei Null liegenden Zwischenfrequenz), die ebenfalls
in der Mobiltelefontechnik verwendet werden, besteht darin, dass
sie nicht den Einsatz eines externen Bandpassfilters mit akustischen
Oberflächenwellen
(SAW) erfordern, das normalerweise notwendig ist, um einen ausreichend
selektiven Empfänger
zu erhalten, wobei ein solcher Filter in erheblicher Weise die Kosten,
den Platzbedarf und den elektrischen Energieverbrauch eines solchen
Empfängers
erhöht.
Im Gegenzug sind diese Empfänger,
da sie im Basisband arbeiten, empfindlich gegenüber Gleichspannungen, die von
Verlustströmen
erzeugt werden, die insbesondere zwischen dem lokalen Oszillator
der Mischerschaltung, der auf der Trägerfrequenz des empfangenen
Signals funktioniert, und dem RF-Eingang der Empfangsschaltung und
insbesondere dem am Eingang dieser Schaltung angeordneten Verstärker mit
niedrigem Grundrauschen entstehen. Da außerdem der lokale Oszillator
auf der gleichen Frequenz wie das Eingangssignal arbeitet, entstehen
zwischen diesen Interferenzen und Wechselwirkungen.
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Eine
bekannte Art und Weise zur Lösung
des Problems von Verlustströmen
besteht darin, einen lokalen Oszillator einzusetzen, der ein Signal
auf einer anderen Frequenz als derjenigen des Eingangssignals erzeugt,
und welches dann modifiziert wird, um ein Signal auf der gleichen
Frequenz wie derjenigen des Eingangssignals zu erzeugen. Hierzu
können
zwei lokale Oszillatoren eingesetzt werden, die jeweils zwei unterschiedliche
Frequenzen F1 und F2 erzeugen,
die zu einer einfachen Mischerschaltung gesendet werden; welche
zwei Signale auf jeweiligen Frequenzen F1 +
F2 und F1 – F2 erzeugt, wobei F1 und
F2 derart gewählt sind, dass die eine der
am Ausgang der einfachen Mischerschaltung erhaltenen Frequenzen
derjenigen des empfangenen Signals entspricht. Es ist somit notwendig
die andere Ausgangsfrequenz der einfachen Mischerschaltung zu filtern,
was bedeutet, dass F2 bezüglich F1 ausreichend groß sein muss. Es ist außerdem festzustellen,
dass eine solche Filterung ebenfalls Interferenz- und Verlustprobleme
mit dem empfangenen Signal nach sich zieht.
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Zur
Lösung
dieses Problems wurde das Konzept der Mischerschaltungsvorrichtung
mit Spiegelungsunterdrückung
vorgeschlagen, wie in 3 dargestellt, wobei diese Vorrichtung
zwei lokale Oszillatoren, beispielsweise der Art VCO (Voltage Controlled
Oscillator) einsetzt, die jeweils zwei Frequenzen F1 und
F2 liefern. Die Ausgänge der Oszillatoren sind jeweils
mit zwei 90°-Phasenverschiebungsteilerschaltungen 21, 22 verbunden,
die jeweils zwei um 90° phasenverschobene
Signale liefern, wobei die Signale, die dieselbe Phase am Ausgang
der Phasenteiler aufweisen, zu einer jeweiligen einfachen Mischerschaltung 23, 24 gesendet
werden, deren Ausgang zu einer Additions- oder Subtraktionsschaltung 25 gesendet
wird, welche ein Ausgangssignal liefert, dessen Frequenz F0 gleich F1 – F2 oder F1 + F2 ist, wobei F1 und
F2 derart gewählt sind, dass F0 der
Frequenz des empfangenen Signals entspricht. Allerdings hängt eine
solche Vorrichtung von der Präzision der
Phasenteiler ab: Wenn diese in der Tat nicht perfekt sind, liefert
die Vorrichtung ebenfalls in abgeschwächter Form die andere Frequenz,
nämlich
F1 – F2, wenn F0 = F1 + F2 oder F1 + F2, wenn F0 = F1 – F2. Die Schrift WO-A-0 115 313 legt ein Beispiel
für eine
Mischerschaltung dar.
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Diese
Vorrichtungen weisen außerdem
den Nachteil auf, dass sie zwei lokale Oszillatoren erfordern.
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Um
den einen der beiden Oszillatoren weglassen zu können, wurde ebenfalls das Konzept
der Mischervorrichtung mit Frequenzregenerierung vorgeschlagen.
Wie in
4 dargestellt, umfasst diese Vorrichtung einen
Frequenzteiler
27, der am Eingang das Ausgangssignal F
0 der Vorrichtung empfängt, und einen einfachen Mischer
26,
der am Eingang die Eingangssignale F
i der
Vorrichtung und die Ausgangssignale des Frequenzteilers
27 empfängt. Aufgrund
des Vorhandenseins des einfachen Mischers
26 besteht das
folgende Verhältnis:
wobei Div das Teilungsverhältnis des
Frequenzteilers
27 ist.
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Das
Ausgangssignal der Vorrichtung umfasst somit zwei Frequenzen F0:
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Um
die eine der beiden Frequenzen zu unterdrücken, ist man somit gezwungen
einen Tiefpassfilter 28 (5) einzusetzen,
um die niedrigste Frequenz zu eliminieren, was voraussetzt, dass
die beiden vor der Filterung erhaltenen Frequenzen sehr weit voneinander
entfernt liegen, und dass somit das Teilungsverhältnis Div groß ist. Aufgrund
des Vorhandenseins eines solchen Filters weist die Schaltung ebenfalls
die zuvor genannten Nachteile aufgrund von Störungen und Wechselwirkungen
auf, die sich mit dem Eingangssignal ereignen.
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Es
wurden ebenfalls Lösungen
vorgeschlagen, welche digitale Frequenzteiler einsetzen. Allerdings sind
diese Lösungen
für die
Erzeugung sinusförmiger
Trägerfrequenzen
schlecht geeignet.
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Die
vorliegende Erfindung hat zum Ziel, diese Nachteile aufzuheben.
Dieses Ziel wird erreicht durch das Vorsehen einer Mischerschaltung
mit Spiegelfrequenzunterdrückung
mit einem 90°-Phasenverschiebungsteiler,
der einen Eingang aufweist, welcher mit dem Eingang der Mischerschaltung
verbunden ist, und zwei Ausgänge,
die jeweils zwei um 90° phasenverschobene
Signale liefern, die jeweils zu zwei einfachen Mischern gesendet
werden, dadurch gekennzeichnet, dass sie einen Frequenz- und 90°-Phasenverschiebungsteiler
mit einem Frequenzteilungsverhältnis
aufweist, der zwei Eingänge
aufweist, die jeweils an die jeweiligen Ausgänge der beiden einfachen Mischer
angeschlossen sind, und einen ersten Ausgang, der ein erstes Ausgangssignal
der Mischerschaltung liefert, welches zu dem Eingang der beiden
einfachen Mischer gesendet wird.
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Vorteilhafter
Weise liefert der Frequenz- und 90°-Phasenverschiebungsteiler an
zwei weiteren Ausgängen
zwei um 90° phasenverschobene
Signale, welche eine Frequenz aufweisen, die gleich der Frequenz des
von dem ersten Ausgang gelieferten Signals ist, geteilt durch das
Frequenzteilungsverhältnis.
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Gemäß einer
Besonderheit der Erfindung weist das aus dem ersten Ausgang der
Mischerschaltung hervorgegangene Signal eine Frequenz auf, die gleich:
ist, wobei F
i die
Frequenz des Eingangssignals der Mischerschaltung ist, und Div das
Frequenzteilungsverhältnis
des Frequenz- und Phasenteilers ist.
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Vorzugsweise
sind alle ihre Schaltungen im Hinblick auf den Einbau in eine integrierte
Schaltung symmetrisch ausgebildet, um parallel zwei identische Signale
und mit entgegen gesetzten Pegeln zu verarbeiten.
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Gemäß einer
weiteren Besonderheit der Erfindung weist sie außerdem einen 90°-Phasenverschiebungsteiler
auf, der an ihrem ersten Ausgang angeordnet ist im Hinblick darauf,
zwei um 90° phasenverscherschobene
Signale mit der gleichen Frequenz zu erhalten.
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Gemäß einer
weiteren Besonderheit der Erfindung ist das Frequenzteilungsverhältnis eine
ganze Zahl.
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Die
Erfindung betrifft ebenfalls einen Empfänger RF mit Null oder quasi
Null Zwischenfrequenz mit einem Verstärker, der über einen Bandpassfilter mit
einer Empfangsantenne verbunden ist, wobei das von der Antenne empfangene
und verstärkte
Signal zu einer Mischerschaltung gesendet wird, um das verstärkte Eingangssignal
in das Basisband zu konvertieren, wobei diese Mischerschaltung an
einen lokalen Oszillator angeschlossen ist und zwei um 90° versetzte
(um 90° phasenverschobene)
Signale in dem Basisband liefert, die gefiltert und dann zu einem
Demodulator gesendet werden, dadurch gekennzeichnet, dass die Mischerschaltung
eine Mischerschaltung der Art mit Spiegelfrequenzunterdrückung aufweist,
mit einem 90°-Phasenverschiebungsteiler,
der einen Eingang aufweist, welcher mit dem lokalen Oszillator verbunden
ist, und zwei Ausgänge,
die jeweils zwei um 90° phasenverschobene
Signale liefern, die jeweils zu zwei einfachen Mischern gesendet
werden, einen Frequenz und 90°-Phasenverschiebungsteiler
mit einem Frequenzteilungsverhältnis, der
zwei jeweils an die jeweiligen Ausgänge der beiden einfachen Mischer
angeschlossene Eingänge
und einen ersten Ausgang aufweist, welcher ein erstes Ausgangssignal
liefert, das zu dem Eingang der beiden einfachen Mischer gesendet
wird, wobei das erste Ausgangssignal mit dem empfangenen und verstärkten Signal mit
Hilfe von zwei einfachen Mischern gemischt wird.
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Vorteilhafter
Weise liefert der Frequenz- und 90°-Phasenverschiebungsteiler an
zwei weiteren Ausgängen
zwei um 90° phasenverschobene
Signale, welche eine Frequenz aufweisen, die gleich der Frequenz des
von dem ersten Ausgang gelieferten Signals ist, geteilt durch das
Frequenzteilungsverhältnis.
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Gemäß einer
Besonderheit der Erfindung weist der Empfänger RF außerdem einen 90°-Phasenverschiebungsteiler
auf, der an dem ersten Ausgang der Mischerschaltung mit Spiegelfrequenzunterdrückung angeordnet
ist im Hinblick darauf, zwei um 90° phasenverscherschobene Signale
mit der gleichen Frequenz zu erhalten.
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Gemäß einer
weiteren Besonderheit der Erfindung weist der Empfänger RF
Umschaltvorrichtungen auf, um den einfachen Mischern jeweils mit
dem empfangenen und verstärkten
Signal entweder die aus dem ersten Ausgang der Mischerschaltung
mit Spiegelfrequenzunterdrückung
stammenden, um 90° phasenverschobenen
Signale oder die aus deren zweitem Ausgang stammenden, um 90° phasenverschobenen
Signale zu senden.
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Vorzugsweise
liefert der lokale Oszillator der Art spannungsgesteuerter-Oszillator
zur Anpassung an den Empfang von GSM- oder DCS 1800-Signalen eine
Frequenz von ungefähr
2,7 GHz und das Teilungsverhältnis
des Frequenz- und 90°-Phasenverschiebungsteilers
ist gleich 2 gewählt.
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Hiernach
wird eine bevorzugte Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Schaltung
beispielhaft, nicht begrenzend und unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen
beschrieben, in welchen:
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1 schematisch
einen Empfänger
RF mit Null-Zwischenfrequenz gemäß dem Stand
der Technik darstellt;
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2 in
größeren Einzelheiten
einen Teil des in 1 dargestellten Empfängers zeigt;
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3 schematisch
eine Mischerschaltung mit Spiegelfrequenzunterdrückung gemäß dem Stand der Technik darstellt;
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die 4 und 5 in
schematischer Weise Mischerschaltungen mit Frequenzregenerierung
gemäß dem Stand
der Technik darstellen;
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die 6 und 7 erfindungsgemäße Mischerschaltungen
mit Spiegelfrequenzunterdrückung darstellen;
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8 schematisch
einen erfindungsgemäßen Empfänger RF
mit Null-Zwischenfrequenz
zeigt, in welchem die in 7 dargestellte Schaltung eingebaut
ist.
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Der
in 1 dargestellte Empfänger RF mit Null- oder quasi
Null-Zwischenfrequenz
umfasst in klassischer Weise einen mit der Empfangsantenne 1 verbundenen
Bandpassfilter 2, einen Breitbandverstärker mit niedrigem Rauschen 3,
der am Ausgang mit dem Bandpassfilter 2 verbunden ist,
zwei einfache Mischer 4, 4', zu denen das Ausgangssignal des
Verstärkers
gesendet wird. Diese Mischer empfangen ebenfalls am Eingang ein
aus dem lokalen Oszillator 10, beispielsweise der Art VCO
(Voltage Controlled Oscillator), hervorgegangenes Signal mit Hilfe
einer 90°-Phasenverschiebungsteilerschaltung 11,
welche zu den Mischern 4, 4' zwei Signale mit der Frequenz
des Oszillators, aber um 90° zueinander
phasenverschoben sendet. In einem Aufbau mit Null-Zwischenfrequenz,
ist die Frequenz des lokalen Oszillators gleich der Trägerfrequenz
des zu empfangenden Signals gewählt.
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Die
jeweiligen Ausgänge
der beiden einfachen Mischer 4, 4' werden jeweils zu zwei Tiefpassfiltern 6, 6' gesendet, deren
Ausgänge
mit einem Demodulator 8 im Basisband verbunden sind.
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In
dem Fall eines Mobiltelefons wird das Ausgangssignal des Demodulators
zu dem Lautsprecher 9 des Telefons gesendet, um das übertragene
und von dem Telefon empfangene Tonsignal wiederherzustellen.
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Wie
in größeren Einzelheiten
in 2 gezeigt, welche einen Bereich 18 des
in 1 dargestellten Empfängers zeigt, ist jedem Mischer 4, 4' ein Verstärker 14 mit
einstellbarer Verstärkung
vorgeschaltet, der in dem Frequenzbereich RF arbeitet, und dem Bandpassfilter 6, 6' ist ein Verstärker 15 mit
einstellbarer Verstärkung
nachgeschaltet, der in dem Frequenzbereich des Basisbandes arbeitet.
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Außerdem ist
eine Signalverteilvorrichtung 16 zwischen dem lokalen Oszillator 10 und
dem Phasenteiler 11 angeordnet, um das aus dem lokalen
Oszillator hervorgegangene Signal in anderen Schaltungen verwenden
zu können,
wie in dem Sendekreis im Falle eines Mobiltelefons.
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In
einem solchen Aufbau wird deutlich, dass eine Kopplung und somit
Verlustströme
zwischen dem lokalen Oszillator 10 und einem Bereich der
Schaltung auftreten, der zwischen dem Eingang des Verstärkers 3 und
dem Eingang jedes Mischers 4, 4' angeordnet ist, sowie Verluste
zwischen einerseits dem Verteiler 16 und dem Frequenzteiler 11 und
andererseits dem Bereich der Schaltung, der zwischen den Verstärkern 14 und den
Mischern 4, 4' angeordnet
ist (Pfeile 12 und 13). Da die Frequenz des lokalen
Oszillators 10 identisch mit derjenigen des zu empfangenden
Signals ist, erzeugt diese Kopplung eine Gleichspannungsverschiebung
am Ausgang der Mischer 4, 4'. Folglich kann sich der Spannungspegel
des Eingangssignals zwischen zwei Impulsfolgen des empfangenen Signals
verändern,
was eine Einstellung der Verstärkung
der Verstärker 14, 15 und
somit eine Gleichspannungsverschiebung nach sich zieht.
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Es
ist bekannt, diese Gleichspannungsverschiebung mit Hilfe des Demodulators
im Basisband 8 zu verringern, der hierzu diesen Gleichspannungspegel
zwischen jeder Impulsfolge des empfangenen Signals bestimmen und
die Verriegelung des lokalen Oszillators und die Stabilisierung
des Gleichspannungspegels in den Strängen der im Basisband arbeitenden
Schaltung abwarten muss.
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Außerdem wurde
ebenfalls zur Verringerung dieser Kopplungsphänomene vorgeschlagen, den lokalen
Oszillator und die Verteilervorrichtung 16 elektrisch von
dem Rest der Schaltung zu isolieren oder aber die Frequenz des lokalen
Oszillators zu verdoppeln.
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Allerdings
erlauben diese Lösungen
nicht, diese Kopplungsphänomene
vollständig
zu unterdrücken. Außerdem tragen
sie in erheblicher Weise dazu bei, die Komplexität, den Platzbedarf, den elektrischen
Verbrauch und die Kosten einer solchen Schaltung zu erhöhen. Bei
der letzten vorgeschlagenen Lösung
werden außerdem
nicht nur die Kopplungs- und Interferenzphänomene nicht unterdrückt, da
der lokale Oszillator mit der Harmonischen 2 des empfangenen
Signals interferiert, sondern es ist auch nicht einfach, die Frequenz
des lokalen Oszillators zu verdoppeln, wenn das zu empfangende Signal
bereits eine hohe Frequenz aufweist. In der Tat müsste man
bei DCS 1800-Systemen einen lokalen Oszillator mit 3,6 GHz verwenden.
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Um
die Kopplungsströme
in einer solchen Schaltung einfach und in erheblichem Maße zu verringern, schlägt die Erfindung
die in 6 dargestellte Schaltung vor, welche eine Mischerfunktion
mit Spiegelfrequenzunterdrückung
erfüllt.
Diese Schaltung umfasst einen 90°-Phasenverschiebungsteiler 30,
zu welchem das Eingangssignal der Schaltung mit der Frequenz Fi, gegebenenfalls das aus dem lokalen Oszillator 10 hervorgegangene
Signal gesendet wird. Die um 90° phasenverschobenen
Ausgänge
des Phasenteilers 30 werden jeweils zu zwei einfachen Mischern 31, 32 gesendet,
während
der andere Eingang der einfachen Mischer das Ausgangssignal der
Schaltung mit der Frequenz F0 empfängt. Diese
Schaltung umfasst außerdem
einen Frequenz- und 90°-Phasenverschiebungsteiler 33 mit
zwei Eingängen,
die mit den jeweiligen Ausgängen
der beiden einfachen Mischer 31, 32 verbunden
sind.
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Der
Teiler 33 weist ebenfalls einen Ausgang auf, der zwei um
90° phasenverschobene
Signale mit einer gleichen Frequenz F'0 liefert, die
gleich der Frequenz des Signals am Ausgang F0 ist,
geteilt durch das Teilungsverhältnis
Div des Teilers 33.
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In
dieser Schaltung hat man das folgende Verhältnis:
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Dieses
Verhältnis
erlaubt die Werte von F0 und von F'0 abzuleiten:
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Es
zeigt sich, dass diese Schaltung perfekt eingerichtet ist für den Empfang
von GSM- und DCS 1800-Signalen. In der Tat reicht es hierzu aus,
für den
Teiler 33 ein Teilungsverhältnis Div gleich 2 und eine lokale
Oszillatorfrequenz 10 gleich ungefähr 2,7 GHz zu wählen, was
erlaubt Werte für
F0 und F'0 zu erhalten, die jeweils nahe 900 MHz und
1800 MHz liegen.
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Für die Normen
802.11 b, Bluetooth und DECT wird beispielsweise ein lokaler Oszillator
eingesetzt, der eine Frequenz erzeugt, die praktisch gleich 3,6
GHz ist, und ein Teilungsverhältnis
gleich 2, so dass eine Ausgangsfrequenz F'0 nahe 2,4 GHz
erhalten wird. Da die Frequenz auf 2,4 GHz sehr benutzt ist, ermöglicht die
Tatsache einen lokalen Oszillator auf einer anderen Frequenz zu
verwenden, die in einem weniger überfüllten Band
gewählt
ist, zu vermeiden, dass der lokale Oszillator gestört wird.
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Diese
Lösung
ermöglicht
ebenfalls, die Kopplungsphänomene
in erheblicher Weise zu verringern, da es nur noch die Harmonische 3 des
empfangenen Signals gibt, die mit dem lokalen Oszillator interferiert.
Insbesondere erlaubt diese Lösung
die durch die Pfeile 12 in 2 dargestellten
Kopplungen zu unterdrücken.
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Außerdem ist
diese Lösung
perfekt geeignet für
die Herstellung einer integrierten Empfangsschaltung. Um in der
Tat die Phänomene
zu vermeiden, die in den Schaltungen stattfinden, wenn das Integrationsniveau hoch
ist, werden die Schaltungen symmetrisiert, d.h. dupliziert, um die
gleichen Signale, aber mit entgegen gesetzten Polaritäten zu verarbeiten.
Die in 7 dargestellte Schaltung weist eine analoge Struktur
zu derjenigen der 6 auf, wobei aber alle Verbindungen
zwischen den Komponenten der Schaltung dupliziert sind, und die
Komponenten 30 bis 33 der Schaltung sind durch
die Komponenten 30' bis 33' ersetzt, welche die
gleiche Funktion für
Signale mit entgegen gesetzten Polaritäten erfüllen. Um außerdem ein Ausgangssignal mit
der Frequenz F0 mit zwei um 90° verschobenen
Phasen zu erhalten, umfasst diese Schaltung außerdem einen 90°-Phasenverschiebungsteiler 34', zu dem dieses
Signal mit der Frequenz F0 gesendet wird.
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8 stellt
einen erfindungsgemäßen integrierten
Empfänger
RF dar mit einer Null- oder quasi Null-Zwischenfrequenz. In der
Tat entspricht dieser Empfänger
dem in den 1 und 2 dargestellten Empfänger, in
welchem der Phasenteiler 11 durch die in 7 dargestellte
Schaltung ersetzt worden ist. Die Elemente, die zugleich in dieser
Abbildung und in 1 oder 2 erscheinen,
weisen somit die gleichen Bezugszahlen auf.
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Außerdem kann
dieser Empfänger
eine Symmetriervorrichtung 5 (in englischer Sprache „Balun" genannt) aufweisen,
um zwei identische Signale, aber mit entgegen gesetzten Polaritäten zu erzeugen,
welche an den Rest der Schaltung gesendet werden, welche symmetriert
ist, um in eine integrierte Schaltung integriert zu werden.
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Dieser
Empfänger
kann ebenfalls zwei Umschaltvorrichtungen 7, 7' aufweisen,
die jeweils zwischen den Ausgängen
des Mischers 40 und den jeweiligen Eingängen der beiden einfachen Mischer 4 und 4' angeordnet
sind, und die erlauben, F'0 (GSM-Modus in dem zuvor erwähnten Anwendungsbeispiel
des Mobiltelefons) oder F0 (DCS 1800-Modus)
auszuwählen.
