DE60110873T2

DE60110873T2 - Verfahren und Gerät zur Zeitschlitzerfassung und zur Frequenzversatzkorrektur

Info

Publication number: DE60110873T2
Application number: DE60110873T
Authority: DE
Inventors: Majid Boloorian
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2000-09-20
Filing date: 2001-09-19
Publication date: 2005-11-03
Anticipated expiration: 2021-09-20
Also published as: CN1163007C; EP1191704B1; GB0023116D0; DE60110873D1; CN1345138A; EP1191704A3; JP4701572B2; JP2003218739A; US20020061054A1; EP1191704A2; US6950458B2; GB2367211B; GB2367211A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Schlitzzeiterfassung und zur Frequenz-Offsetkorrektur in einem Direktsequenz-Spreizspektrumkommunikationssystem (DSS-System) und ein Speichermedium zum Speichern eines Steuerprogramms dafür, und sie ist insbesondere auf die Erfassung und die Offset-Korrektur in einem Breitband-Codemultiplexzugriff-Netz (WCDMA-Netz) in der Art des vorgeschlagenen universellen Mobiltelekommunikationssystems (UMTS) anwendbar.
Bei Mobilkommunikationssystemen beruhen die Zeit- und die Frequenzgenauigkeit von Übertragungen von Netz-Basisstationen auf sehr stabilen und hochgenauen Referenzoszillatoren. Weil es in einem System, wie UMTS oder einem beliebigen anderen Mobiltelefonsystem, eine feste und verhältnismäßig kleine Anzahl von Netz-Basisstationen gibt, können die Referenzoszillatoren und die Netz-Basisstationen verhältnismäßig kostspielig und genau sein. Eine Genauigkeit von beispielsweise 0,05 Teilen je Million (ppm) ist typisch, und es sind genauere Oszillatoren verfügbar. Bei solchen Systemen gibt es jedoch typischerweise viel mehr Mobilstationen, welche mit den Netz-Basisstationen kommunizieren. Bei einem System, wie UMTS, sind dies Mobiltelefone, die zu einem wettbewerbsfähigen Marktpreis verkauft werden müssen, und es müssen daher die Kosten minimiert werden. Daher würden gewöhnlich kostengünstige Referenzoszillatoren in der Art spannungsgesteuerter Kristalloszillatoren (VCXO) für die Referenzoszillatoren von Mobilstationen ausgewählt werden. Die Genau igkeit dieser kostengünstigen Referenzoszillatoren ist verhältnismäßig niedrig und beträgt beispielsweise 5 ppm.
Weil die Genauigkeit der mobilen Oszillatoren viel geringer ist als diejenige, die an den Basisstationen mit ihren viel genaueren Referenzoszillatoren verfügbar ist, können erhebliche Probleme bei der Synchronisation zwischen der Basisstationsübertragung und der für die Abwärtskonvertierung verwendeten lokal erzeugten Trägerfrequenz auftreten.
Eine Lösung aus dem Stand der Technik für dieses Problem ist in US-A-5 276 706 offenbart.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht angesichts des vorstehend Erwähnten darin, ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Erfassen der Schlitzzeit und der Frequenz-Offsetkorrektur und ein Speichermedium zum Speichern eines Steuerprogramms dafür, und insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Erfassen der Schlitzzeit und der Frequenz-Offsetkorrektur in einem Direktsequenz-Spreizspektrum-Kommunikationsempfänger, in dem wenigstens zwei verschiedene Korrelationen an einem Empfänger zwischen empfangenen Daten und einem lokal gespeicherten Synchronisationscode ausgeführt werden und der auf einen Lokaloszillator in dem Empfänger anzuwendende Offset anhand der Zeit der stärksten Korrelationsspitze geschätzt wird, und ein Speichermedium zum Speichern eines Steuerprogramms dafür bereitzustellen.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der Ansprüche gelöst.
Die vorstehenden und andere Aufgaben, Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden anhand der folgenden Beschreibung in Zusammenhang mit der anliegenden Zeichnung besser verständlich werden. Es zeigen:
1 eine schematische Darstellung von Basisstationsübertragungen zu einem Empfänger,
2 die Zusammensetzung von Basisstationsübertragungen,
3 eine Darstellung einer normierten Korrelationsstärke in Abhängigkeit vom Frequenz-Offset für vollständige und Teilkorrelationen,
4 die Ergebnisse einer vollständigen Korrelation ohne Frequenz-Offset,
5 die Ergebnisse einer Summe von 2 Teilkorrelationen ohne Frequenz-Offset,
6 die Ergebnisse einer vollständigen Korrelation bei einem Frequenz-Offset von 5 ppm,
7 die Ergebnisse von einer Summe von 2 Teilkorrelationen bei einem Frequenz-Offset von 5 ppm,
8 die Ergebnisse einer vollständigen Korrelation bei einem Frequenz-Offset von 7,5 ppm,
9 die Ergebnisse von einer Summe von 2 Teilkorrelationen bei einem Frequenz-Offset von 7,5 ppm,
10 die Ergebnisse einer Summe vollständiger und Teilkorrelationen ohne Frequenzfehler,
11 die Ergebnisse einer Summe vollständiger und Teilkorrelationen bei einem Frequenz-Offset von 5 ppm,
12 die Ergebnisse einer Summe vollständiger und Teilkorrelationen bei einem Frequenz-Offset von 7,5 ppm,
13 ein Flussdiagramm, in dem der Frequenz-Offset-Korrekturprozess dargestellt ist,
14 eine Alternative zu dem Flussdiagramm aus 13 und
15 einen mobilen Empfänger gemäß der Erfindung.
Bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden in weiteren Einzelheiten unter Verwendung verschiedener Ausführungsformen mit Bezug auf die anliegende Zeichnung beschrieben.
Die vorstehend erörterten Probleme und die durch Ausführungsformen der Erfindung bereitgestellte Lösung werden mit Bezug auf UMTS beschrieben. Sie ist jedoch nicht auf diesen Übertragungsstandard beschränkt und kann auf beliebige WCDMA-Systeme angewendet werden.
Bei UMTS sind die Basisstationen, die Signale zu Mobilstationen senden und von diesen empfangen, asynchron. Übertragungen von den Basisstationen müssen von Mobilstationen, die sie empfangen, lokal synchronisiert werden. Dies wird bei einer anfänglichen Zellensuche ausgeführt, wenn einer mobilen Einheit Leistung zugeführt wird.
UMTS-Übertragungen weisen eine Folge von Rahmen auf. Jeder von diesen hat beispielsweise 15 Schlitze, und innerhalb von jedem von diesen sind Informationen enthalten, die von der zu verwendenden Datenrate abhängen. Jeder Schlitz enthält Teilnehmersymbole, wobei jedes Symbol typischerweise 2 Bits aufweist. Diese 2 Bits können verwendet werden, um 4 mögliche Zustände unter Verwendung einer Quadraturphasenumtastung zu übertragen. Daher weist ein Schlitz mit 10 Symbolen 20 Bits auf.
Basisstationsübertragungen umfassen einen Synchronisationskanal (SCH), der mit einer Schlitzgrenze ausgerichtet ist, und einen primären, gemeinsamen physikalischen Steuerkanal (PCCPCH). Der Synchronisationskanal weist einen primären Synchronisationscode (PSC) und einen sekundären Synchronisationscode (SSC) auf, wie in 2 dargestellt ist. Diese werden bei der anfänglichen Zellensuche verwendet.
Die anfängliche Zellensuche durch eine Mobilstation wird in drei Schritten ausgeführt. Der erste von diesen ist das Herstellen einer Schlitzsynchronisation mit den Übertragungen der Basisstation, die am Empfänger einer Mobilstation das stärkste Signal bereitstellt. 1 zeigt schematisch Basisstations-Rundfunkübertragungen, die bei 1 dargestellt sind, einen Übertragungskanal bei 2 und einen Mobilstationsempfänger bei 3. In diesem Beispiel sind Übertragungen von zwei Basisstationen (BTS1 und BTS2) dargestellt.
Die Basisstationsübertragungen sind nicht miteinander synchronisiert, und sie übertragen Rahmen, die Schlitze und Symbole aufweisen, wie vorstehend beschrieben wurde. Die Zeitintervalle für Schlitze und Rahmen liegen fest.
In 1 ist dargestellt, dass der Anfang eines Schlitzes für die Übertragungen von BTS2 gegenüber dem Anfang eines Schlitzes für Übertragungen von BTS1 um einen beliebigen Betrag von t Sekunden verzögert ist.
Die Übertragungen von den Basisstationen BTS1 und BTS2 zum Empfänger 3 werden vom Kanal 2 ausgeführt. Übertragungen von BTS2 werden, wie dargestellt, durch einen Dreiwegekanal (Mehrwegekanal) empfangen, während die Übertragungen von BTS1, wie dargestellt ist, durch einen Zweiwegekanal empfangen werden. Die Wirkung des Kanals 2 besteht darin, die Signale von BTS1 und BTS2 zum Empfänger 3 weiterzuleiten, wo sie summiert werden. Die Korrelation des empfangenen Signals durch den mobilen Empfänger mit dem im Empfänger gespeicherten erwarteten primären Synchronisationscode liefert dann die Anzahl der Korrelationsspitzen. Die höchste erfasste Spitze entspricht der Basisstation des Netzes, mit dem der Empfänger synchronisiert.
Eine Korrelation wird an einem Schlitz ausgeführt, und die Ergebnisse werden in einem Puffer gehalten. Die Ergebnisse für eine Anzahl von Schlitzen werden addiert. Rauschen und Interferenz sollten reduziert werden, und die Korrelation nimmt einen Spitzenwert an, falls dieser erfasst wird.
Im zweiten Schritt der anfänglichen Zellensuche wird eine Rahmensynchronisation hergestellt und die Codegruppe der in Schritt 1 gefundenen Basisstation identifiziert. Im dritten Schritt der anfänglichen Zellensuche wird der der gefundenen Basisstation zugewiesene Verwürfelungscode bestimmt. Weitere Einzelheiten dieses zweiten und dritten Schritts gehören nicht zur vorliegenden Erfindung und werden daher hier nicht weiter erörtert, sie werden jedoch Fachleuten bekannt sein.
Bei der Abwärtskonvertierung an einem mobilen Empfänger kann die Frequenz, zu der das empfangene Signal abwärts konvertiert wird, wegen Ungenauigkeiten im Lokaloszillator, die auftreten, weil, wie vorstehend erwähnt wurde, seine Kosten geringer sind als diejenigen des bei der Basisstation verwendeten, möglicherweise nicht genau derjenigen am Sender sein. Falls ein Frequenz-Offset auftritt, wird die Höhe der Korrelationsspitze verringert. Falls der Offset erheblich ist, kann die Korrelationsspitze im Rauschen und in Interferenzen begraben werden, wodurch es unmöglich wird, mit den Schlitzgrenzen zu synchronisieren.
Die Ungenauigkeit im Lokaloszillator ist eine mögliche Ursache für diesen Frequenz-Offset, und es wird bei bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung versucht, diesen zu korrigieren.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sehen ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Korrigieren des Frequenz-Offsets während der anfänglichen Zellensuche in einem Direktsequenz-Spreizspektrum-Kommunikationsempfänger vor. Dies wird durch Korrelieren der empfangenen Daten mit einem im Empfänger gespeicherten Synchronisationscode und, nach Schätzung und Korrektur des Frequenz-Offsets entsprechend einem ersten Korrelationsergebnis, durch Erzeugen eines zweiten Korrelationsergebnisses erreicht. Die Korrelationsperioden werden geändert, die Frequenz-Offsetkorrektur wird entfernt, und der Prozess wird wiederholt, falls das zweite Korrelationssignal gegenüber dem ersten Korrelationssignal verschlechtert ist. Andernfalls wird die ursprüngliche Frequenz-Offsetkorrektur beibehalten.
Die hier beschriebene Implementation der Erfindung ist auf die anfängliche Zellensuche anwendbar, die an einer Mobilstation ausgeführt wird, die in einem Frequenzduplexmodus (FDD-Modus) in einem UMTS-Netz arbeitet. Die Funktionsweise der UMTS-Zellensuche kann durch Offsets in den Träger- und Abtasttaktfrequenzen beeinträchtigt werden. In der Praxis werden die Träger- und Abtasttaktfrequenzen von der Frequenz eines Referenzoszillators (gewöhnlich eines VCXO) abgeleitet. Die Trägerfrequenz (f_c) und die Abtasttaktfrequenz (f_smp) können wie in Gleichung (1) bzw. (2) ausgedrückt werden. Die Terme k₁ und k₂ in diesen Gleichungen stellen Konstanten dar, und f_x ist die vom Referenzoszillator der Mobilstation zugeführte Referenzfrequenz. fx = k1 × fx ...(1) fsmp = k2 × fx ...(2)
Die Gleichungen (1) und (2) geben die Arten an, in denen sich Ungenauigkeiten der vom Kristalloszillator erzeugten Referenzfrequenz in Ungenauigkeiten der Träger- und der Abtasttaktfrequenz zeigen. Wenn sie in Teilen je Million ausgedrückt wird, gilt die gleiche Ungenauigkeit für jede der drei Frequenzen f_x, f_c und f_smp. Für eine gewünschte Trägerfrequenz von 2 GHz und eine Abtasttaktfrequenz von 15,36 MHz stellt eine Ungenauigkeit von 1 ppm (in f_x) beispielsweise Offsets von 2 kHz in der Trägerfrequenz und 15,36 Hz in der Abtastfrequenz dar.
In Bezug auf die WCDMA-Zellensuche führt der Trägerfrequenz-Offset zu einer kontinuierlichen Phasenänderung des empfangenen komplexen Signals. Der Frequenz-Offset des Abtasttakts kann eine inkorrekte Erfassung von wichtigen Systemtaktinstanzen hervorrufen. Alle Effekte eines Offsets in der Abtasttaktfrequenz werden nur nach der Verarbeitung der Signale in einer großen Anzahl von Schlitzen beobachtet. Die Phasendrehung, die durch die Offsets in der Trägerfrequenz hervorgerufen wird, führt zu einer Verringerung des Empfangsverhältnisses zwischen der Signalleistung und dem Rauschen zuzüglich der Interferenz und folglich zu einer Erhöhung der Wahrscheinlichkeit des Auftretens einer falschen Erfassung des Zeitablaufs. Daher führen Offsets sowohl in der Trägerfrequenz als auch in der Abtasttaktfrequenz in allen drei Schritten des UMTS-Zellensuchprozesses zu einer Beeinträchtigung der Funktionsweise.
Der durch die Frequenzungenauigkeiten hervorgerufene Funktionsweiseverlust bei der Zellensuche ist während des ersten Schritts des Zellensuchprozesses offensichtlich. Abtasttakt-Offsets können Fehler bei der Erfassung der Schlitzgrenzen hervorrufen, so dass die Schlitzgrenzen an den falschen Stellen positioniert werden. Falls der Fehler in der Lokalisierung der Schlitzgrenzen größer als eine Schlitzperiode ist, führen die durch die restlichen Zellensuchschritte erhaltenen Ergebnisse auch zu einem Fehler. Bei praktischen Frequenzungenauigkeiten wird jedoch ein durch die Abtasttaktungenauigkeiten hervorgerufener Schlupf von einem Chip über lange Zeitintervalle beobachtet.
Folglich sind die Ungenauigkeiten des Abtasttakts, verglichen mit den Offsets der Trägerfrequenz, von sekundärer Wichtigkeit. Weil die Auswirkungen von Offsets der Trägerfrequenz sofort beobachtbar sind, können diese Auswirkungen gemessen und verwendet werden, um die Referenzfrequenz zu korrigieren. Bei einer Verringerung der Ungenauigkeit der Referenzfrequenz werden auch die Offsets sowohl der Trägerfrequenz als auch der Abtasttaktfrequenz verringert. Das hier beschriebene Verfahren beruht auf den differenziellen Phasen-Offsets, die bei der Abwärtskonvertierung durch Fehler der zur Abwärtskonvertierung verwendeten lokalen Oszillatorfrequenz im empfangenen primären Synchronisationscode erzeugt werden. Die sich ergebenden Messungen des Phasen-Offsets werden verwendet, um die Referenzoszillatorfrequenz zu korrigieren.
Ein von einer Basisstation übertragenes komplexes Basisbandsignal kann als St = A(t)ejθ(t) ausgedrückt werden, wobei A(t) und θ(t) den Betrag bzw. die Phase des Signals darstellen. Wenn das übertragene Signal über einen Fading-Weg empfangen wird, kann es als ST = β(t)Stej(Δωt+ϕ(t)+σ(t)) ...(3)dargestellt werden, wobei Δω der Trägerfrequenz-Offset in Radiant je Sekunde ist, ϕ(t) die Zufallsphase (in Radian) infolge der Dopplerverschiebung ist und σ(t) die Zufallsphase infolge von Rauschen und Interferenzen ist. Änderungen der Signaleinhüllenden werden als β(t) dargestellt.
Im ersten Schritt der UMTS-Zellensuche werden die phasengleichen Komponenten (I-Komponenten) und die Quadraturkomponenten (Q-Komponenten) des empfangenen Signals mit dem primären Synchronisationscode korreliert. Wenn der lokale primäre Synchronisationscode mit dem ersten Symbol eines empfangenen PCCPCH+SCH-Zeitschlitzes (d.h. an der Schlitzgrenze) ausgerichtet ist, kann das übertragene Signal als
ausgedrückt werden, wobei M eine Konstante ist. Die Korrelation des entsprechenden empfangenen Signals mit dem im Empfänger gespeicherten lokalen primären Synchronisationscode ist in Gleichung (5) dargestellt, wobei T die Korrelationsperiode ist.
Gleichung (5) stellt die Korrelation zwischen dem lokalen primären Synchronisationscode und dem empfangenen Signal an den Schlitzgrenzen dar. Weil der primäre Synchronisationscode ein bekanntes Signal ist, kann der Trägerfrequenz-Offset durch Messen der Phasenänderung des empfangenen primären Synchronisationscodes geschätzt werden. Die Auswirkung auf die Signalkomponenten infolge der Dopplerverschiebung und des Rauschens zuzüglich der Interferenz werden nachstehend erörtert, und sie wurden aus Klarheitsgründen aus Gleichung (5) entfernt, die dann zu
reduziert werden kann.
Die Korrelationsspitze wird dann durch Finden der Mächtigkeit des vorstehenden Integrals herausgefunden. Wenn die empfangenen und lokal erzeugten PSCs ausgerichtet sind, kann M² = 1 gesetzt werden, und die Korrelationsstärke wird dann durch die folgende Beziehung ausgedrückt:
Die graphische Auftragung in 3 wurde von Gleichung (7) abgeleitet, und sie zeigt den Wert der Korrelationsstärke in Abhängigkeit vom Trägerfrequenz-Offset (in ppm) für Korrelationsperioden von 1 PSC (256 Chips im FDD-Modus von UMTS) und ½ PSC. Es kann der Auftragung entnommen werden, dass eine Korrelationsperiode eines ganzen Synchronisationscodes (1 PSC) zu einer großen Korrelationsspitze für kleine Frequenzfehler um null führt. Die Korrelationsperiode (T) einer Hälfte eines Synchronisationscodes (½ PSC) mit ihrem sin(x)/x-Verhalten liefert für kleine Trägerfrequenzfehler einen niedrigeren Korrelationsspitzenwert. Die Verringerung des ½-PSC-Korrelationsspitzenwerts bei einem erhöhten Frequenzfehler ist jedoch viel kleiner als im Fall der 1-PSC-Korrelation.
Die Korrelationsspitze im Fall von T = 1 PSC verringert sich beispielsweise für einen Frequenzfehler von 7,5 ppm bei der nominellen Trägerfrequenz von 2 GHz, der Chiprate von 3,84 Mcps und der Korrelationsperiode von 256 Chips auf Null. Die T = ½ PSC entsprechende Korrelationsspitze hat bei diesen Bedingungen einen erheblich größeren Wert. Wie in 3 dargestellt ist, verhindert beim Auftreten großer Frequenz-Offsets die sich ergebende Verringerung der Korrelationsstärke das Unterscheiden einer Korrelationsspitze von Rau schen und Interferenzen. Eine Zellensuche kann unter diesen Bedingungen nicht effektiv sein.
Es ist daher ersichtlich, dass durch Ausführen einer Teilkorrelation Signalleistung an Punkten erzeugt wird, an denen eine vollständige Korrelation keine Leistung ergibt. Dies ist nützlich, wenn der Frequenz-Offset des Lokaloszillators hoch ist. Falls die Teilkorrelation jedoch für einen zu kleinen Abschnitt des PSCs ausgeführt wird, liegt ihr Leistungspegel unterhalb des Gesamt-Rauschpegels. Weiterhin wird der Verlust der Autokorrelationseigenschaften des PSCs für sehr kurze Korrelationsperioden signifikant.
Die Auswirkung von Dopplerverschiebungen auf die Differenzphase wird minimiert, indem gewährleistet wird, dass die Differenzphasenwerte unter Verwendung von Teilkorrelationsperioden erhalten werden, die viel kleiner sind als die Kohärenzzeit¹ des Übertragungskanals (Die Kohärenzzeit ist ein Zeitraum, innerhalb dessen es zwischen einem Fading unterliegenden Signalproben einen hohen Grad an Korrelation (Ähnlichkeit) gibt. Die Kohärenzzeit kann durch den Kehrwert der Dopplerfrequenzverschiebung angenähert werden.). Für eine Mobilstation, die sich mit 500 km/h bewegt, welche bei 3GPP-Standards als die maximale Geschwindigkeit vorgesehen ist, und bei einer nominellen Trägerfrequenz von 2 GHz beträgt die Dopplerfrequenz 925 Hz. Der entsprechende Wert der Kohärenzzeit ist ⁓1 ms. Bei der Auswertung des Differenzphasenwerts wird, wie vorstehend erörtert wurde, ein Symbol mit einer Länge ⁓67 μs verwendet, was gut innerhalb der im schlimmsten Fall angenommenen Kohärenzzeit liegt. Dies gab an, dass Änderungen der Korrelationsphase infolge von Dopplerverschiebungen statistisch als klein angenommen werden können. Als Ergebnis dieser Eigenschaft werden die Differenzphasenwerte durch die Dopplerverschiebung nicht erheblich beeinflusst. Weil das Verfahren des Schätzens des Frequenz-Offsets jedoch auf den statistischen Eigenschaften des Kanals beruht, kann eine bessere Schätzung des Trägerfrequenz-Offsets durch Finden eines Wertesatzes für die Frequenz-Offsetschätzung über eine Anzahl von Schlitzen erhalten werden. Es kann dann eine Mittelwertbildung angewendet werden, um mögliche zufällige Änderungen der sich aus der Dopplerverschiebung ergebenden Differenzphase zu verringern.
Wenn sich der Empfänger bewegt, kann die sich ergebende Dopplerverschiebung manchmal zu einer Verstärkung der Korrelationsspitze führen und dadurch die Wahrscheinlichkeit einer Erfassung verstärkter Spitzen erhöhen, wenn ein großer Frequenz-Offset existiert. Bei großen Frequenz-Offsetwerten, wie beispielsweise 7,5 ppm, verbessert jedoch selbst eine solche Verstärkung nicht die Funktionsweise. Wenn der Empfänger weiterhin stationär ist und wenn keine Dopplerverschiebung vorhanden ist, kann der Zellensuchprozess nicht von dieser Verstärkung profitieren. In diesen Situationen können die Eigenschaften der ½-PSC-Korrelation vorteilhaft verwendet werden.
Wenn große Frequenz-Offsets existieren, kann die Korrelation, an Stelle der Verwendung einer vollständigen Korrelation über den PSC, in eine Anzahl kürzerer Teilkorrelationen in der Art der durch Gleichung (8) ausgedrückten unterteilt werden.
Die Summe der Stärken dieser Teilkorrelationen (d.h. |C1|² + |C2|² + ... + |CN|²) wird dann verwendet, um eine Unterteilungsvariable zu bilden, nach der die Position der Schlitzgrenze bestimmt wird.
Mit Bezug auf die 4 bis 12 können die Korrelationsspitzen verglichen werden, die unter Verwendung vollständiger Korrelationen oder von Teilkorrelationen erhalten werden. Die Auftragungen in den 4 bis 12 sind für einen stationären Empfänger vorgesehen. Insbesondere zeigt 4 die Ergebnisse einer vollständigen Korrelation ohne einen Frequenz-Offset. 5 zeigt die Ergebnisse von einer Summe von 2 Teilkorrelationen ohne Frequenz-Offset. 6 zeigt die Ergebnisse von einer vollständigen Korrelation bei einem Frequenz-Offset von 5 ppm. 7 zeigt die Ergebnisse von einer Summe von 2 Teilkorrelationen bei einem Frequenz-Offset von 5 ppm. 8 zeigt die Ergebnisse von einer vollständigen Korrelation bei einem Frequenz-Offset von 7,5 ppm. 9 zeigt die Ergebnisse von einer Summe von 2 Teilkorrelationen bei einem Frequenz-Offset von 7,5 ppm. 10 zeigt die Ergebnisse von einer Summe vollständiger Korrelationen und von Teilkorrelationen ohne einen Frequenzfehler. 11 zeigt die Ergebnisse von einer Summe von vollständigen Korrelationen und Teilkorrelationen bei einem Frequenz-Offset von 5 ppm. 12 zeigt die Ergebnisse von einer Summe von vollständigen Korrelationen und Teilkorrelationen bei einem Frequenz-Offset von 7,5 ppm.
Bei großen Trägerfrequenzfehlern und niedrigen Verhältnissen zwischen dem Signal und dem Rauschen zuzüglich der Interferenz nimmt die Wahrscheinlichkeit einer Erfassung der Schlitzgrenzen ab, wenn der Empfänger stationär ist. Es ist ersichtlich, dass die Verwendung von Teilkorrelationen größere Spitzen bereitstellt als sie anhand einer vollständigen Korrelation für einen Bereich von Trägerfrequenzfehlern erhalten werden würden. Die Größen der von einer Reihe von Teilkorrelationen abgeleiteten Spitzen sind nicht so groß wie jene, die bei einer vollständigen Korrelation bei einem Frequenz-Offset von Null erhalten werden.
Weil die Positionen der PSC-Spitzen deterministisch sind und jegliche Spitzen, die sich aus Rauschen und Interferenzen ergeben, dies nicht sind, können größere PSC-Spitzen an den Schlitzgrenzen erhalten werden, indem die Ergebnisse der vollständigen Korrelationen und der Teilkorrelationen addiert werden.
Die Arbeitsweise eines Verfahrens und einer Vorrichtung gemäß der Erfindung ist in dem Flussdiagramm aus 13 dargestellt. Ein Block des abwärts konvertierten empfangenen Datenstroms wird mit dem lokal gespeicherten PSC als eine erste Korrelation in Schritt S1 korreliert. Diese erste Korrelation ist eine vollständige Korrelation, so dass PSC + PCCPCH in einem Schlitz empfangene Daten mit dem gesamten lokal gespeicherten PSC korreliert werden. Korrelationssignale, die hier erwähnt werden, können als ein Durchschnitt aufeinander folgender Korrelationen über eine Anzahl von Schlitzen abgeleitet werden. In Schritt S2 wird die Mächtigkeit der größten Korrelationsspitze gefunden und als eine Referenz (Ref) gespeichert. Die entsprechende Position dieser Spitze wird in Schritt S3 als die erste Schätzung der Schlitzgrenze gespeichert.
Der empfangene Datenblock wird dann unter Verwendung einer Teilkorrelation mit dem lokalen PSC korreliert (Schritt S4). Die größte Spitze des Ergebnisses wird in Schritt S5 gefunden, und ihre Mächtigkeit wird in Schritt S6 mit Ref verglichen. Falls die Mächtigkeit größer als Ref ist, wird Ref in Schritt S7 durch sie ersetzt, und die Schlitzgrenze wird durch die Position der neuen Spitze ersetzt (Schritt S8). Schritt S9 wird anschließend aktiviert. Falls die neue Spitze nicht größer als Ref ist, wird direkt in Schritt S9 eingetreten.
In Schritt S9 werden die Ergebnisse der vollständigen und der Teilkorrelationen addiert. Die höchste Spitze des Ergebnisses wird in Schritt S10 gefunden, und in Schritt S11 wird die Mächtigkeit der neuen Spitze mit Ref verglichen. Falls die neue Spitze größer als Ref ist, wird Ref in Schritt S12 mit der Mächtigkeit der neuen Spitze überschrieben, und die Schlitzgrenze wird in Schritt S13 durch die Position der neuen Spitze ersetzt. Die Schlitzgrenzeninformationen werden dann in Schritt S14 angewendet. Falls die neue Spitze kleiner als Ref ist, wird Schritt S14 direkt aktiviert.
Der Trägerfrequenz-Offset wird in Schritt S14 entsprechend der in GB 0003859.6 offenbarten Frequenz-Offset-Schätztechnik oder unter Verwendung anderer bekannter Techniken, welche Fachleuten verständlich sein werden, geschätzt. Die Frequenz-Offsetschätzung wird verwendet, um den Eingangsdatenblock in Schritt S15 zu drehen. Die Gültigkeit der Offsetschätzung wird durch Korrelieren des Drehungsergebnisses mit dem lokalen PSC getestet (Schritt S16). Falls sich erweist, dass die sich ergebende Spitze größer als Ref ist, wird in Schritt S20 in den zweiten Schritt des Zellensuchprozesses eingetreten. Andernfalls wird die Drehung infolge der Offsetschätzung in Schritt S19 entfernt, bevor in Schritt S20 eingetreten wird.
In 14 ist ein alternatives Blockdiagramm für die Kompensationsschätzung dargestellt. Dabei werden erfasste Daten (20) bei (22) verwendet, um Schlitzzeiten unter Verwendung einer vollständigen Korrelation zu bestimmen. Dies erfolgt wie in 13 durch Speichern der größten Korrelationsspitze und unter der Annahme, dass ihre Position die erste Schätzung der Schlitzgrenze ist. Die Referenz wird bei (24) gespeichert. Die Träger-Offsetschätzung wird dann anhand der Position der angenommenen Schlitzgrenze bei (26) ausgeführt und auf den erfassten Datenblock (28) angewendet. In Block (30) wird dann eine Prüfung in Bezug auf eine Verbesserung der Größe der größten Korrelationsspitze ausgeführt. Falls dies erfolgreich ist, wird die Kompensation bei (32) auf den Referenzoszillator angewendet. Falls die bei (28) angewendete Kompensation zu einer kleineren Korrelationsspitze führt, wird die Kompensation aus den erfassten Daten bei (34) entfernt und eine Schätzung der Schlitzzeit unter Verwendung einer Teilkorrelation bei (36) bestimmt. Bei (38), (40) und (42) wird eine Träger-Offsetschätzung ausgeführt, eine Kompensation auf den erfassten Datenblock angewendet und wird wie zuvor auf Verbesserungen geprüft. Falls es eine Verbesserung gibt, wird bei (32) eine Kompensation auf den Referenzoszillator angewendet. Falls es keine Verbesserung gibt, wird die Kompensation aus den erfassten Daten entfernt und die Schlitzzeit unter Verwendung der Summe zweier Korrelationen, unter Verwendung der vollständigen Korrelation und unter Verwendung der Teilkorrelation anhand (22) und (36) bei (46) bestimmt. Wiederum wird bei (48) eine Träger-Offsetschätzung ausgeführt, bei (50) eine Kompensation auf den erfassten Datenblock angewendet und bei (52) auf Verbesserungen geprüft. Falls es eine Verbesserung gibt, wird bei (32) wiederum eine Kompensation auf den Referenzoszillator angewendet. Falls es keine Verbesserung gibt, wird keine Kompensation angewendet.
15 zeigt schematisch, wie all dies in einen mobilen Empfänger aufgenommen werden kann. Dabei wird ein empfangenes RF/IF-Signal durch den Abwärtskonvertierer (54) in ein Basisbandsignal umgesetzt. Die Trägerfrequenz des Abwärtskonvertierers wird durch einen Referenzoszillator (56) bereitgestellt, dessen Ausgabe in einem Multiplizierer (58) mit einer Konstanten k₁ multipliziert wird.
Die Ausgabe des Abwärtskonvertierers (54) besteht aus Basisbanddaten. Der Abtasttakt wird einer Abtasteinheit (60) zugeführt, die die Basisbanddaten empfängt. Dieser Abtasttakt f_smp wird durch Multiplizieren der Ausgabe eines Referenzoszillators (56) mit den Konstanten k₂ im Multiplizierer (62) erzeugt.
Die abgetasteten Daten von der Abtasteinheit (60) werden einer Frequenz-Offsetkompensations-Schätzeinheit (64) zugeführt, die entweder nach 13 oder 14 arbeitet. Hierdurch wird, falls es angemessen ist, eine Offsetkompensation erzeugt, die dem Referenzoszillator (56) zugeführt wird. Die abgetasteten Daten werden auch einer Zellensucheinheit (66) zugeführt, die die restlichen Schritte des Zellensuchprozesses, abgesehen von der Schlitzzeit, d.h. der Rahmenzeit, der Verwürfelungscodegruppe der Daten und des verwendeten Verwürfelungscodes, ausführt. Diese letztgenannten Schritte sind nicht Teil der vorliegenden Erfindung. Die Frequenz-Offsetkompensation kann unabhängig von der Zellensuche verwendet werden. In einem solchen Fall führt das Modul (66) alle drei Schritte des Zellensuchprozesses aus.
Es sei bemerkt, dass ein mobiler Empfänger, wie er in den vorstehenden Ausführungsformen beschrieben wurde, einen Prozessor (nicht dargestellt) zum Steuern von jeder der Komponenten des mobilen Empfängers entsprechend einem spezifizierten Steuerprogramm, einen ROM (nicht dargestellt), der zum Speichern des vom Prozessor ausgeführten spezifizierten Steuerprogramms verwendet wird, und einen RAM (nicht dargestellt), der als ein Arbeitsbereich des Prozessors oder dergleichen wirkt, aufweist.

Claims

Verfahren zum Erfassen der Schlitzzeit und zum Korrigieren des Frequenz-Offsets eines Lokaloszillators (56) eines Direktsequenz-Spreizspektrumempfängers, wobei empfangene Signale mehrere sequenzielle Datenschlitze aufweisen, von denen mindestens einer Synchronisationsdaten aufweist, wobei das Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, dass es die folgenden Schritte aufweist: Ausführen zweier Korrelationen verschiedener Korrelationsperioden zwischen den empfangenen Daten und einem lokal gespeicherten Synchronisationscode, Vergleichen der Ergebnisse der Korrelationen, Bestimmen auf der Basis des Vergleichs, welche Korrelation die stärkste Korrelationsspitze ergibt, Speichern eines Zeitsignals, das der stärksten Korrelationsspitze entspricht, als Schätzung der Schlitzgrenze, Schätzen des Frequenz-Offsets, der auf den Lokaloszillator (56) anzuwenden ist, anhand der Phasenänderung des Zeitsignals, und Anwenden des geschätzten Offsets auf den Lokaloszillator (56).
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Schritte des Ausführens von zwei Korrelationen und des Vergleichens der Ergebnisse die Schritte des Ausführens von wenigstens zwei sequenziellen und verschiedenen Korrelationen und des Ausführens von wenigstens einer weiteren Korrelation aufweisen, falls das Ergebnis des Vergleichs der Korrelationsspitzen zeigt, dass eine zweite Korrelation eine stärkere Spitze als eine erste Korrelation ergibt.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei eine der Korrelationen anhand einer Korrelation des gesamten lokal gespeicherten Synchronisationscodes mit den empfangenen Daten erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei eine der Korrelationsspitzen von einer Summe mehrerer Korrelationen von Teilen des lokal gespeicherten Synchronisationscodes mit den empfangenen Daten abgeleitet wird.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei eine der Korrelationsspitzen von einer Summe und einem Durchschnitt der wiederholten Korrelationen mit dem gesamten lokal gespeicherten Synchronisationscode abgeleitet wird.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei eine der Korrelationsspitzen von einer Summe vollständiger und Teilkorrelationen mit dem lokal gespeicherten Synchronisationscode abgeleitet wird.
Vorrichtung zum Erfassen der Schlitzzeit und zum Korrigieren des Frequenz-Offsets eines Lokaloszillators (56) eines Direktsequenz-Spreizspektrumempfängers, wobei empfangene Signale mehrere sequenzielle Datenschlitze aufweisen, von denen wenigstens einige Synchronisationsdaten aufweisen, wobei die Vorrichtung gekennzeichnet ist durch: Mittel (64) zum Ausführen zweier Korrelationen verschiedener Korrelationsperioden zwischen den empfangenen Daten und einem lokal gespeicherten Synchronisationscode, Mittel (64) zum Vergleichen der Ergebnisse der Korrelationen, Mittel (64) zum Bestimmen auf der Grundlage des Vergleichs, welche Korrelation die stärkste Korrelationsspitze ergibt, Mittel (64) zum Speichern eines Zeitsignals, das der stärksten Korrelationsspitze entspricht, als Schätzung der Schlitzgrenze, Mittel (64) zum Schätzen des Frequenz-Offsets, der auf den Lokaloszillator (56) anzuwenden ist, anhand der Phasenänderung des Zeitsignals, und Mittel (64) zum Anwenden des geschätzten Offsets auf den Lokaloszillator (56).
Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei die Mittel (64) zum Ausführen von zwei Korrelationen und die Mittel (64) zum Vergleichen der Ergebnisse Mittel zum Ausführen von wenigstens zwei sequenziellen und verschiedenen Korrelationen und Mittel zum Ausführen von wenigstens einer weiteren Korrelation aufweisen, falls das Ergebnis des Vergleichs von Korrelationsspitzen zeigt, dass eine zweite Korrelation eine stärkere Spitze als eine erste Korrelation ergibt.
Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei eine der Korrelationen anhand einer Korrelation des gesamten lokal gespeicherten Synchronisationscodes mit den empfangenen Daten erzeugt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Mittel (64) zum Ausführen von Korrelationen Mittel zum Summieren mehrerer Korrelationen von Teilen des lokal gespeicherten Synchronisationscodes mit den empfangenen Daten aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 10, wobei die Mittel (64) zum Ausführen von Korrelationen Mittel zum Summieren und Mitteln wiederholter Korrelationen mit dem gesamten lokal gespeicherten Synchronisationscode aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 10, wobei die Mittel (64) zum Ausführen von Korrelationen Mittel zum Summieren von zwei oder mehr Teilkorrelationen mit dem lokal gespeicherten Synchronisationscode aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei der Direktsequenz-Spreizspektrumempfänger wenigstens ein Telefon und ein Mobiltelefon aufweist.
Speichermedium, das ein Steuerprogramm speichert, um einen Computer zu veranlassen, ein Verfahren zum Erfassen einer Schlitzzeit und zum Korrigieren des Frequenz-Offsets eines Lokaloszillators (56) eines Direktsequenz-Spreizspektrumempfängers auszuführen, wobei das Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, dass es die folgenden Schritte aufweist: Ausführen zweier Korrelationen verschiedener Korrelationsperioden zwischen den empfangenen Daten und einem lokal gespeicherten Synchronisationscode, Vergleichen der Ergebnisse der Korrelationen, Bestimmen auf der Basis des Vergleichs, welche Korrelation die stärkste Korrelationsspitze ergibt, Speichern eines Zeitsignals, das der stärksten Korrelationsspitze entspricht, als Schätzung der Schlitzgrenze, Schätzen des Frequenz-Offsets, der auf den Lokaloszillator (56) anzuwenden ist, anhand der Phasenänderung des Zeitsignals, und Anwenden des geschätzten Offsets auf den Lokaloszillator (56).