DE4290412C2

DE4290412C2 - Verfahren zur Wiedergewinnung von Information aus einem differentiell codierten GMSK-Signal und entsprechende nicht-kohärente Demodulationsempfangseinrichtung

Info

Publication number: DE4290412C2
Application number: DE4290412A
Authority: DE
Inventors: David L Weigand
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Mobility LLC
Priority date: 1991-02-25
Filing date: 1992-01-30
Publication date: 1995-09-14
Anticipated expiration: 2012-01-31
Also published as: GB2258977B; US5117441A; CA2075302A1; GB2258977A; DE4290412T1; WO1992015163A1; GB9222172D0; CA2075302C

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Wiederge winnung von Information aus einem differentiell codierten GMSK- Signal sowie eine entsprechende nicht-kohärente Demodulations empfangseinrichtung.

Die erhöhte Nachfrage nach digital codierter Sprache und Daten dienstleistungen im Bereich von zellularen Funkübertragungen hat zu einem effizienteren Gebrauch des Spektrums durch die Entwicklung einer Anzahl von neuen digitalen Modulationstechni ken für die Verwendung über mobile Funkkanäle geführt. Mehrere dieser spektraleffizienten Modulationstechniken verwenden kohä rente Quadraturmodulation, welche eine größere Effizienz als ein Bit pro Hertz erreichen kann.

Dies ist der Fall im von der Group Speciale Mobile (GSM) erar beiteten TDMA digitalen zellularen Funktelefonstandard, welcher in Europa verwendet wird. GSM verwendet eine Modulation vom Typ "Gaussche Codierung mit minimaler Verschiebung (GMSK)" für die Übertragung von Funktelefonsignalen. Das Format der Daten, wel che übertragen werden, ist in Fig. 3 illustriert. Die digital abgetastete Sprechinformation (201 und 302) ist auf beiden Sei ten einer 26-Bit-Trainingssequenz oder eines Mittelbereichs (midamble) (303) angeordnet. Die Trainingssequenz wird von dem das Signal empfangende Funktelefon verwendet, um das Funktelefon bezüglich der Zeit mit dem Signal zu synchronisieren. Typischerweise gibt es acht mögliche Trainingssequenzen, welche verwendet werden können, wobei jedes mobile Funktelefon alle acht zu empfangenden Muster in einem Speicher gespeichert besitzt. Das Funktelefon weiß, welche Trainingssequenz verwendet werden muß durch den Basisstationfarbcode (BCC), welcher von der Basis bereitgestellt wird.

Da GSM ein TDMA-Architektur-Nachrichtenübertragungssystem ist, ist der Zeitschlitz mit acht Zeitschlitzen pro TDMA-Rahmen orientiert. Der bekannte aktive Empfangszeitschlitz in einem Funktelefon steuert ein R_xAcq-Signal, welches während der zu empfangenen Zeitschlitzdaten auf einem hohen Pegel angesteuert wird. Das R_xAcq-Signal besitzt ein 1/8-Tastverhältnis.

Eine typische Übertragungseinrichtung, welche in einem zellularen Funktelefonsystem eines GMSK-Typs verwendet wird, ist in Fig. 4 illustriert. Die digitalisierten Sprechsymbole werden zunächst differentiell codiert (401), woraus sich logische Symbole (δ_i) ergeben, bevor sie algebraisch abgebildet werden (402), um Kanalsymbole (α_i) zu erzeugen. Das algebraische Abbilden geschieht folgendermaßen:

0 → + 1 → + Δf
1 → - 1 → - Δf

wobei + Δf die Änderung der Frequenz des empfangenen Signals ist.

Diese Kanalsymbole werden dann GMSK-moduliert (403), was am be sten von einem Gausschen Tiefpaßfilter, gefolgt von einem span nungsgesteuerten Oszillator, nachgebildet und zu der Trägerfre quenz (404) hinzugemischt wird, bevor sie übertragen werden. Die physikalische Übertragungsebene ist näher in GSM- Empfehlungen 05.04 Ausgabe 3.1.1, veröffentlicht Januar 1990, beschrieben.

Die GMSK-kohärente Quadratur- Phasen-Modulationstechnik, welche verwendet wird, wirft schwerwiegende Probleme auf, da die Ko sten unzulässig hoch sind und die Implementierung in einem ko härenten Quadratur-Phasenempfänger komplex ist. Daraus ergibt sich ein Bedürfnis nach einem relativ billigen GMSK- Demodulator, welcher es erlaubt, ein GMSK kohärentes quadratur phasenmoduliertes Signal in Echtzeit zu empfangen und zu demo dulieren.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Vorrichtung anzugeben, mit denen es möglich ist, die in einem GMSK-Signal enthaltene Information mittels eines nicht-kohärenten Empfängers wiederzugewinnen.

Diese Aufgabe wird durch die Gegenstände der Patentansprüche 1, 2 und 3 gelöst.

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen unter Bezug nahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Dabei zeigen die Zeichnungen im einzelnen:

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm eines nicht-kohärenten FN- Empfängers in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung.

Fig. 3 zeigt das Datenformat, das in einem Zeitschlitz eines zellularen Funktelefonsystems vom GMSK-Typ übertragen wird.

Fig. 4 zeigt ein Blockdiagramm eines typischen kohärenten Senders, welcher in einem zellularen Funktelefon system vom GMSK-Typ verwendet wird.

Fig. 5 zeigt ein Verfahren zur Implementierung eines differentiellen Decoders in Übereinstimmung mit dem Verfahren nach der vorliegenden Erfindung.

Fig. 6 zeigt einen differentiellen Decoder schaltkreis.

Fig. 7 zeigt das Eingangssignal und Ausgangssignal des Nulldurchgangsdetektors gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 8 zeigt einen invertierenden Schwellenkomparator schaltkreis.

Das Verfahren und die Vorrichtung der vorliegenden Erfindung demoduliert ein kohärentes Quadratur-GMSK-Signal in Echtzeit unter Verwendung eines nicht-kohärenten Empfängers. Dies ermöglicht, den Empfänger eines digitalen Funktelefon kostengünstiger zu gestalten und reduziert stark die Komplexität der Implementierung verglichen mit relativ teuren kohärenten Empfängern, welche gegenwärtig verwendet werden.

Das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung, welches in Fig. 1 illustriert ist, bestimmt den ΔΦ_i Term der differentiellen Demodulationsgleichung, Φ_i = Φ_i-1 + ΔΦ_i anstatt des Φ_i Terms, welcher von kohärenten Quadatur-Demodulationstechniken bestimmt wird. Das differentielle Demodulationsverfahren untersucht den Phasenbeitrag jedes Symbols separat voneinander, wenn diese in den Frequenzbereich abgebildet werden.

Bevor das Verfahren der vorliegenden Erfindung ausgeführt wird, wird das empfangene Signal von einem typischen nicht kohärenten frequenztrennenden FM-Empfänger verarbeitet. Ein Blockdiagramm dieser Vorrichtung ist in Fig. 2 in Zusammenhang mit dem Verfahren der vorliegenden Erfindung illustriert. Das Signal wird verstärkt (201), bevor der Frequenzdiskriminator (202) die Frequenz des Signals in eine entsprechende Spannung verwandelt. Das resultierende Signal wird gefiltert (203), bevor ein koppelnder Kondensator (204) den FM-Empfänger (200) an einen Null-Durchgangsdetektor (205) koppelt. Der Null-Durchgangsdetektor (205) ist im wesentlichen ein Ein-Bit-A/D-Umwandler, welcher Abtastwerte erzeugt, konvertiert und in eine positive Eingangsspannung auf +5 Volt (logische 1) und eine negative Eingangsspannung auf 0 Volt (logische 0) beschränkt. Dieser Vorgang ist in Fig. 7 illustriert. Dank der Begrenzungswirkung wirkt der Null-Durchgangsdetektor (205) wie ein Verstärkungskompensator. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird das logische Pegelsignal einem digitalen Signalprozessor (DSP) eingegeben, welcher das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung ausführt.

Das logische Pegelsignal wird von dem DSP mit einer vierfachen Überabtastrate abgetastet (101) und durch R_xAcq geschaltet. Es ist notwendig, die Symbole überabzutasten, da kein synchroner Takt vorhanden ist. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel hat das logische Signal eine Frequenz von 270.833 kHz. Das FM-Ausgangssignal wird daher mit einer Abtastrate von 1.0833 MHz abgetastet. Bezugnehmend auf die Fig. 1 führt das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung zunächst eine übersetzende Abbildung (102) des einer "hard-decision" unterworfenen überabgetasten logischen Signals in andere repräsentierende Symbole von -1 für eine logische 0 und +1 für eine logische 1 durch. Diese Abbildungsfunktion ist erforderlich, um das differentiell codierte, algebraisch abgebildete empfangene Signal zu rekonstruieren, das von dem FM-Empfänger verändert wurde. Die Abbildung erlaubt eine korrekte Cross-Korrelation des Signals.

Das Verfahren der vorliegenden Erfindung führt als nächstes eine parametrische Skalierungsfunktion (103) durch. Um eine nicht gesättigte Cross-Korrelationen sicherzustellen und dynamische Bereichsprobleme zu eliminieren, werden diese abgetasteten Datenwerte vor dem Cross-Korrelationsverfahren durch einen Faktor 16 geteilt.

Nach der Skalierungsfunktion (103) werden die überabgetasteten Symbole cross-korreliert (104) mit einem der acht 26-Bit-Trainingsmuster, die in dem Empfänger der vorliegenden Erfindung gespeichert sind. Diese Trainingsmuster in dem Empfänger werden differentiell codiert gespeichert, skaliert und algebraisch abgebildet für eine passende Korrelation. Die Cross-Korrelationsoperation (104) gewinnt den Takt aus dem Signal und synchronisiert das Funktelefon mit dem Signal in dem Zeitbereich. Die Synchronisation ist aufgrund der variablen Übertragungsverzögerungen erforderlich, die von dem Zeitpunkt aus, zu dem das Signal ausgesandt wird, bis zu dem Zeitpunkt, wenn das Funktelefon wirklich das Signal empfängt, entstehen. Zu dem Zeitpunkt, wenn das Signal von dem Funktelefon empfangen wird, wird der Zeitschlitz, welcher von dem Funktelefon verwendet wird und das R_xAcq-Signal bezüglich der Zeit verschoben. Wie durch den GSM-Standard festgelegt, darf die Übertragungsverzögerung des Kanals nicht ± 5 Bit-Zeitdauern (± 5T) übersteigen.

Die Cross-Korrelationsfunktion (104) bewegt die Trainingssequenz x(n) über die abgetasteten Daten y(n) mit einer Überabtastrate (4X), da das Datensignal ein vierfach überabgetastetes Signal ist. Die Cross-Korrelation wird wie folgt dargestellt:

wobei k die Überabtastrate ist.

Bei dieser Überabtastrate gibt es viermal so viele Bits in einem T-Space wie normal, wodurch sichergestellt wird, daß die Zeitbereichssynchronisation innerhalb 1/8 einer Symbolperiode ist. Die T-beabstandete Cross-Korrelationsfunktion erzeugt eine Sequenz von Zahlen, von denen der Spitzenwert und die damit verbundene Referenzposition in dem Datenstrom gespeichert werden. Es ist an diesem Spitzenwertpositionen, wo die gespeicherte Trainingssequenz am besten mit dem abgebildeten Datensignal übereinstimmt. Dieser Korrelationsspitzenwert wird aufgrund der Skalierung nahezu gleich Eins sein. Da das abgetastete Datensignal vom Typ "hard-decision" war, wird die diskrete Korrelation zu mehreren Spitzenwerten des gleichen Wertes führen, jedoch an verschiedenen, aber fortlaufenden Positionen, wie durch die Überabtastrate bestimmt worden ist. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist die maximale Anzahl der Spitzenwerten vier, aber normalerweise wird sie aufgrund der Signalübergangsperioden drei betragen.

Eine Mittelwertbestimmungsfunktion (106) ist erforderlich, um den Taktgewinnungsvorgang zu vervollständigen und die richtige Abtastwertbestimmung pro Symbolperiode zu ermöglichen. In dieser Funktion wird der mittlere Spitzenabtastwert (normalerweise der mittlere von dreien) ausgewählt, um die maximale Augenöffnung in der Symbolperiode zu repräsentieren. Ist einmal dieser Abtastwert ausgewählt worden, und das korrespondierende Symbol bestimmt worden, wird seine Position die Referenzabtastposition. Ist einmal dieses Symbol ausgewählt worden, hat das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung den Takt wiedergewonnen und ist im Zeitbereich völlig synchronisiert.

Eine Dezimierungsfunktion (107) nimmt dann jeden vierten Abtastwert relativ zu der Referenzabtastposition und markiert ihn als den ersten Abtastwert für seine Symbolperiode.

Aufgrund von Rayleigh-Fading, des Dopplereffekts und Kristall oszillator Instabilitäten kann die Frequenz des empfangenen Signals von der nominalen Frequenz verschieden sein. Die nächste Funktion in dem Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung kompensiert die verschobene Frequenz durch Ausführen einer T-beabstandeten gewichteten Mehrheitswahl (108). Diese Funktion ist nicht erforderlich, wenn die Frequenzverschiebung vernachlässigbar im Vergleich zu einer T/2-Periode ist, da die Frequenzverschiebung eine minimale Verschiebung zwischen dem Abtasttakt und dem Datentakt erzeugt. Falls die drei umgebenden Abtastwerte verschieden von dem ersten Abtastwert sind, wird in dieser Funktion der Entscheidungsschwellwert erhöht und der Wert dieser drei Abtastwerte dem Symbol zugeordnet. Zusätzlich wird die Position des mittleren der drei Abtastwerte nun als eine erneuerte Referenzabtastposition verwendet. Jegliche weitere Dezimierung wird außerhalb dieser Referenzposition durchgeführt. Diese Funktion erlaubt es, eine Frequenzverschiebung erfolgreich zu verfolgen, wobei der Waschtrogeffekt der Symbolwiedererkennungsfehler vermieden wird. Sind einmal alle Symbole ausgewählt, ist das Verfahren der vorliegenden Erfindung sowohl bezüglich der Zeit- als auch der Frequenzbereiche mit dem empfangenen Signal synchronisiert.

Das synchronisierte Signal muß nunmehr algebraisch abgebildet werden (109). Die folgende definierte Funktion:

δ_i = (1 - α_i)/2

wobei

(δ_i ε {0,1});

und

(α_i ε {-1, +1})

bildet die Kanalsymbole (α_i) auf die logischen Symbole (δ_i) ab. Eine algebraische Abbildung dieser Art verwendet einen impliziten Entscheidungsschwellwert von Null. Diese Funktion kehrt die Abbildung, welche in dem Modulationsverfahren verwendet wird, um.

Die Endfunktion des Verfahrens der vorliegenden Erfindung ist ein differentielles Decodieren (110) des synchronisierten Signals. Das differentielle Decodieren kehrt den inherenten Integrationsprozeß um, welcher vor der Übertragung des Signals von der GMSK-Modulation durchgeführt wird, durch einzelnes Überprüfen der Phasenbeiträge jedes Symbols. Die differentielle Decodierungsfunktion ist im wesentlichen ein Integrator der logischen Symbole, welcher den ursprünglichen Symbolstrom produziert, welcher moduliert und zu dem Empfänger der vorliegenden Erfindung übertragen wurde. Diese differentielle Decodierungsfunktion, welche in Fig. 5 illustriert ist, wird durch eine XOR-Verknüpfung von y_n dem synchronisierten Eingangssignal mit x_n-1 dem verzögerten Rückführungssignal, erreicht. Ein alternatives Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung kann in Hardware implementiert werden, wobei jeder Schritt des Verfahrens in Hardware implementiert wird. GMSK-Demodulation ist aus dem Stand der Technik bekannt und in IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. VT-33, No. 3, August 1984, Multilevel Decision Method for Band-Limited Digital FM with Limiter-Discriminator Detection von M. Hirono, T. Miki und K. Murota, illustriert. Die Hardware-Implementierung des GMSK-Demodulators wird durch einen Hardware-Korrelator, RAM, und verknüpfter Logik ausgeführt. Um eine nicht kohärente GMSK-Erfassung eines kohärenten GMSK-Signals zu ermöglichen, sind die zusätzlich benötigten Hardware-Schaltkreise der algebraische Abbilder und der differentielle Decoder. Das algebraische Abbilden wird durch einen Schwellwert-Komparator, welcher in Fig. 6 illustriert wird, erreicht. Der differentielle Decoder wird durch eine XOR-Verknüpfung (601) der logischen Symbole mit einem verzögerten Rückführungssignal (602) erreicht.

Ein alternatives Ausführungsbeispiel zur Ausführung der "hard-decision" ist es, eine "soft-decision" durchzuführen. Ein mögliches Verfahren, die "soft-decision" zu implementieren, ist "integrate-and-dump". "Integrate-and-dump" ist in IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. VT-33, No. 3, August 1984, Multilevel Decision Method for Band-Limited Digital FM with Limiter-Discriminator Detection von M. Hirono, T. Miki und K. Murota illustriert.

Zusammenfassend stellt das Verfahren und die Vorrichtung der vorliegenden Erfindung eine differentielle Demodulation eines GMSK-Signals in Echtzeit bereit unter Verwendung eines nicht-kohärenten Empfängers. Das Verfahren synchronisiert den Empfänger in den Zeit- und Frequenzbereichen mit dem empfangenen Signal und demoduliert die Informationssymbole, ohne daß dafür die teuere und komplexe Hardware für einen kohärenten Empfänger notwendig ist.

Claims

1. Verfahren zur Wiedergewinnung von Information aus einem differentiell codierten GMSK-Signal in Echtzeit durch einen nicht-kohärenten Empfänger, wobei der Empfänger wenigstens eine gespeicherte Synchronisationssequenz besitzt und ein Signal empfängt, welches digitale Information enthält, die in Kanalsymbole codiert wurde und wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:

a) Frequenzdemodulieren des empfangenen Signals, um ein Basis bandsignal zu erzeugen, welches die Kanalsymbole repräsen tiert (202);
b) Digitalisieren des Basisbandsignals, um ein abgetastetes Basisbandsignal zu erzeugen (101);
c) Synchronisieren der Symbolwiedergewinnung mit dem Basis bandsignal durch Vergleichen des Basisbandsignals mit einer der mindestens einen Synchronisationssequenz (104, 105);
d) Wiedergewinnung der Kanalsymbole durch Vergleichen der ab getasteten Basisbandsignale mit einem Entscheidungsschwell wert (107, 108);
e) Umwandeln der Kanalsymbole in logische Symbole, welche die Kanalsymbole repräsentieren (109); und
f) Integrieren der logischen Symbole, um die digitale Infor mation wiederzugewinnen (110).

2. Verfahren zur Wiedergewinnung der Information von einem differentiell codierten GMSK-Signal in Echtzeit durch einen nicht-kohärenten Empfänger, wobei der Empfänger wenigstens eine gespeicherte Synchronisationssequenz besitzt und ein Signal empfängt, welches digitale Information enthält, die in Kanalsymbole codiert wurde und wobei das Verfahren die folgen den Schritte aufweist:

a) Demodulieren des empfangenen Signals unter Verwendung eines Frequenzmodulationsempfängers mit einem Frequenzdiskriminator, um ein Basisbandisignal, welches die Kanalsymbole repräsen tiert, zu erzeugen (202);
b) Begrenzen des Basisbandsignals auf logische Pegelwerte, welche von einem vorbestimmten Schwellwert bestimmt sind, zur Erzeugung eines Signals, welches die Kanalsymbole ent hält (205);
c) Abtasten des Signals, welches die Kanalsymbole enthält, um eine diskrete logische Kanalsymbolsequenz zu erzeugen, wobei die Sequenz eine Vielzahl von logischen Eins-Werten und logischen Null-Werten enthält (101);
d) Umwandeln der Vielzahl von logischen Null-Werten in nega tive Eins-Werte und der logischen Eins-Werte in positive Eins-Werte, wodurch eine überabgetastete, übersetzt abgebil dete Sequenz erzeugt wird (102);
e) Korrelieren der überabgetasteten, übersetzt abgebildeten Sequenz mit einer Vielzahl von gespeicherten Synchronisa tionssequenzen, um eine Vielzahl von Korrelationswerten für die überabgetastete, übersetzt abgebildete Sequenz zu erzeu gen (104, 105);
f) Bestimmen von wenigstens einem Korrelationsspitzenwert aus einer Vielzahl von Korrelationswerten;
g) Bestimmen eines mittleren Korrelationsspitzenwertes von we nigstens einem Korrelationsspitzenwert und seiner Position in der überabgetasteten, übersetzt abgebildeten Sequenz, wobei die Position einen Referenzpunkt in der überabgetasteten, übersetzt abgebildeten Sequenz definiert (106);
h) Dezimieren der überabgetasteten, übersetzt abgebildeten Sequenz, beginnend an dem Referenzpunkt zur Erzeugung von wiedergewonnenen Kanalsymbolen (107);
i) Umwandeln der Kanalsymbole in logische Datensymbole, welche die Kanalsymbole repräsentieren (101); und
j) Differentielles Decodieren der logischen Datensymbole, um die digitale Information wiederzugewinnen (110).

3. Nicht-kohärente Demodulationsempfangseinrichtung zur Demodulierung eines GMSK-Signals in Echtzeit, wobei die Ein richtung wenigstens eine gespeicherte Synchronisationssequenz besitzt und ein Signal empfängt, welches digitale Information enthält, die in Kanalsymbole codiert wurde, wobei die Einrich tung aufweist:

a) eine Frequenzdemodulationseinrichtung (201, 202, 203, 204, 205), der das GMSK-Signal zugeführt wird, um ein Basisband signal aus dem GMSK-Signal zu erstellen, welches die Kanal symbole repräsentiert;
b) eine Abtasteinrichtung (101), welche mit der Frequenzmo dulationseinrichtung verbunden ist, zur Digitalisierung des Basisbandsignals, um ein abgetastetes Basisbandsignal zu erzeugen;
c) eine erste Vergleichseinrichtung (103, 104, 105, 106), welche mit der Abtasteinrichtung gekoppelt ist, zum Ver gleichen des abgetasteten Basisbandsignals mit einer der wenigstens einen Synchronisationssequenzen;
d) eine Entscheidungsvergleichseinrichtung (107, 108), welche mit der ersten Vergleichseinrichtung verbunden ist, zum Ver gleichen des abgetasteten Basisbandsignals mit einem Ent scheidungsschwellwert, wodurch die Kanalsymbole zurückge wonnen werden können;
e) eine Schwellwertvergleichseinrichtung (109), welche mit der Entscheidungsvergleichseinrichtung verbunden ist, zum Verglei chen der Kanalsymbole mit einem vorbestimmten Schwellwert, wo bei logische Symbole erzeugt werden können, welche die Kanal symbole repräsentieren; und
f) eine Integrationseinrichtung (110), welche mit der Schwell wertvergleichseinrichtung verbunden ist, zur Integration der logischen Symbole, um die digitale Information wiedergewinnen zu können.