DE4226585C2 - Monolithischer integrierter Schaltkreis für gepulstes Licht - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen Systeme zum Identifizieren von Lichtpulsen. Genauer betrifft die Erfindung Systeme zum Erfassen von Spurführungslöchern in Bändern wie Datenbandstreamern.

In herkömmlichen Band-Medien-Löcher- oder Ende der Media- Sensor-Systemen werden lichtemittierende Dioden (LEDs) oder Glühlampen als Lichtquellen benutzt. Ein Band ist im allgemeinen in einer Kassette enthalten, und von diesen Lichtquellen erzeugte Lichtstrahlen werden auf das Band entweder direkt oder über einen Spiegel gerichtet. Diskrete Fototransistoren werden normalerweise verwendet, um Licht zu erfassen, das durch Löcher in dem Band dringt. Die Fototransistoren werden sowohl als Lichtsensoren als auch als Signalvorverstärker verwendet.

Die diskreten Fototransistoren werden im allgemeinen an nominellen Positionen plaziert, wo erwartet wird, daß die Lichtstrahlen von den Lichtquellen auftreffen, wenn die Löcher in dem Band vorbeilaufen. Somit ist es notwendig, die Fototransistoren genau zu positionieren, um die Bandlöcher zu erfassen.

Die Schwierigkeiten, die bei der Herstellung solcher Systeme auftreten, sind wohl bekannt. Diese Systeme erfordern typischerweise irgendeine Art von Einstellung des Verstärkungsgrades der Vorverstärker, um den Signalwert vor einem Verstärker mit fester Schwelle oder einem Komparator einzustellen oder zu setzen. Dies wird normalerweise mittels eines Potentiometers durchgeführt. Jedoch ist die Ausgestaltung für einen festen Verstärkungsfaktor für den Vorverstärker schwierig und bei der Massenproduktion nur kostenintensiv zu implementieren, weil die Streuungen der optischen und elektrischen Gleichstromübertragungsverhältnisse sehr groß sind.

Weiterhin ist die Streuung bei der Lichtabgabe fast immer größer als 4 : 1 für die Lichtquellen oder Emitter, typischerweise 6 : 1, wenn Maximal- und Minimalwerte für Standardteile angegeben werden.

Zusätzlich zu dem voranstehend Gesagten wird das emittierte Licht auch mit der Temperatur variieren, z. B. typischerweise um ein Verhältnis von 1,3 : 1. Die Streuung des Verstärkungsfaktors für Fototransistoren wird bei einer festen Temperatur typischerweise mit 2 : 1 angegeben, oftmals höher für Standardteile.

Darüber hinaus variieren die Dunkelströme von Fototransistoren stark mit der Temperatur, und dies kann im schlimmsten Falle leicht ein Driften der Größenordnung von 100 mV in der Gleichstromausgabe für Exemplare von Fototransistoren mit großen Kollektorlasten bewirken.

Die Berechnungen, die erforderlich sind, um die vorangenannten Änderungen zu kompensieren, werden weiterhin durch die mechanischen Toleranzen des optischen Weges in diesen Systemen einschließlich der Toleranzen im Plazieren der Lichtquellen und der Lichtsensoren kompliziert. Diskrete Komponenten, die in den Kosten niedrig liegen, zeigen eher die Tendenz großer Variationen bei der Operation, und es besteht eine Notwendigkeit, einen großen Spielraum für das Rauschen und einen annehmbaren dynamischen Bereich einzuschließen. Dementsprechend sind diese Sensorsysteme in einem typischen Bandstreamer für einen 12-Volt-Betrieb konstruiert.

Die zur Zeit verfügbaren integrierten Sensorsysteme sind empfindlich und nehmen Streulicht auf, das oftmals schwierig zu beseitigen ist. Die so spezifizierten Schwellenwerte für die Systeme werden für die konstante Lichteingabe angesetzt, und somit sind nur kleine Spannen für das Aufnehmen von Rauschen vorgesehen. Daher sind bei manchen Anwendungen relativ große Ströme notwendig, damit versucht werden kann, für die Lichtquellen gute Signal-Rauschen-Verhältnisse zu erhalten.

In diesen Systemen variiert der Schwellenwert typischerweise mit der Temperatur von +/- 10% bis +/- 20%, abhängig von dem Betriebstemperaturbereich. Um die mit der Streulichtaufnahme verbundenen Probleme zu reduzieren und um den Wirkungsgrad zu erhöhen, sind Infrarot-Lichtquellen und Abschneidefilter für sichtbares Licht benutzt worden. Bei manchen Anwendungen, die noch mehr Unterdrückung des Umgebungsrauschens erfordern, sind Synchrondemodulatoren auf dem integrierten Sensorchip untergebracht. Die Sensorsysteme umfassen auch Spezifikationen für das Umgebungslicht.

Zusätzlich zu dem vorangehend Gesagten werden der Oszillator und der Treiber für die lichtemittierenden Dioden, die als Lichtquellen verwendet werden, in den Synchronaufnehmer aufgenommen, was bei Anwendungen nachteilig sein kann, wo die Lichtquelle und der Lichtdetektor räumlich getrennt sind.

Ein anderes Problem, das im Hinblick auf Synchrondetektoren auftritt, besteht in den exzessiven Zeitverzögerungen oder Phasenverschiebungen, die für die lichtemittierenden Dioden auftreten können. Abhängig von dem verwendeten Emittertyp, kann die Phasenverschiebung Probleme oberhalb von beispielsweise 10-20 kHz verursachen. Bei einer Lösung dieses Problems ist ein Träger-Rekombinationsverstärker in den Empfänger eingebaut worden, um zuverlässig das Signal zu demodulieren. Für viele Anwendungen, beispielsweise die Locherfassung in magnetischen Bändern, ist eine Frequenz unterhalb von 10 kHz, wie sie für Synchrondetektoren verwendet wird, zu gering, weil das Band mit einer Geschwindigkeit von etwa 3 m/s (120 Zoll/Sekunde) betrieben werden kann.

Ein typischer integrierter Fotosensor ist in einem Datenbuch offenbart, das von OPTEK Technology, Inc. zur Verfügung gestellt wird, welches die Veröffentlichungsdaten 1989 und 1990 trägt. Insbesondere wird dabei für die vorliegende Anmeldung auf die Seiten 1-12 und 1-13 dieses Datenbuches Bezug genommen.

Eine allgemeine Beschreibung optoelektronischer Vorrichtungen, einschließlich einer integrierten Vorrichtung, wird in einem optoelektronischen Datenbuch gegeben, das von der Sharp Corporation zur Verfügung gestellt wird, welches die Veröffentlichungsdaten 1988 und 1989 trägt, dort insbesondere auf den Seiten 24 bis 33, auf die für die Anmeldung voll Bezug genommen werden soll.

Eine Beschreibung eines OPIC-Lichtdetektors mit einem eingebauten Signalverarbeitungsschaltkreis für ein Lichtmodulationssystem, vom Typ mit Ansprechbarkeit für hohe Geschwindigkeit ist in einer Veröffentlichung mit dem Titel "Optoelectronics Data Book - Supplementary Edition, 1990" gegeben. Diese Veröffentlichung wird auch von der Sharp Corporation zur Verfügung gestellt. Insbesondere werden die Seiten 38 bis 46 hier durch Bezugnahme voll eingeführt.

In der US-A 4,897,538 wird ein System offenbart, mit welchem Lichtpulse nachgewiesen werden. Es besteht aus zwei getrennten Nachweiskanälen, so daß durch Vergleich der beiden Kanäle in einer Korrelationseinheit die Wahrscheinlichkeit für einen fehlerhaften Nachweis von Lichtpulsen vermindert wird.

Die US-A 3,654,468 offenbart ein hochempfindliches System zum Messen von Strahlung, welches gegen die Beschädigung aufgrund von Überspannungen geschützt ist. Hierdurch soll verhindert werden, daß aufgrund der Überspannungen empfindliche Bauteile innerhalb des Schaltkreises beschädigt werden.

In der EP 0 083 411 A2 wird ein digitaler Fotodetektor be­ schrieben, bei dem Verstärkung und Impedanz angepaßt werden können. Dies wird durch eine besondere Anordnung von Felddefekt­ transistoren erreicht.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine einfache Schaltung zur Verfügung zu stellen, bei der durch Rauschen verursachte Störungen zuverlässig ausgeschaltet werden.

Die vorliegende Erfindung stellt einen Lichtpuls-Erfassungs­ schaltkreis zur Verfügung, der gegen Störungen durch Lichtrauschen ohne umständliche Einstellungen des Verstärkungsfaktors nach der Herstellung störungsfest ist. Darüber hinaus stellt die vorliegende Erfindung einen Lichtpuls-Erfassungsschaltkreis zur Verfügung, der leicht in Massenproduktion herzustellen ist. Noch weiter stellt die Erfindung einen Lichtpuls-Erfassungsschaltkreis mit vergrößertem dynamischen Bereich zur Verfügung, ohne daß Spannungen größer als + 5 Volt zu verwenden sind.

Zu diesem Zweck schafft die Erfindung einen Lichtpuls- Erfassungsschaltkreis, bei dem ein Gesamtlichtwertsignal mit einem Rauschlichtwertsignal verglichen wird und eine Überschwellendifferenz verwendet wird, um die Anwesenheit von Lichtpulsen zu identifizieren, die oberhalb einer vorgewählten Frequenz auftreten. Der Schaltkreis ist mit MOS-Transistoren aufgebaut, die mit schwacher Kanalinversion betrieben sind (oder im Betrieb unterhalb der Schwelle).

Eine Beschreibung der Betriebsweise von MOS-FETs im schwachen Kanalinversionsmodus ist in dem Buch "ANALOG VLSI AND NEURAL SYSTEMS" von Carver Mead gegeben. Die Seiten 33 bis 39 dieses Buches geben MOS-Transfergleichungen für den Betrieb in schwacher Kanalinversion an. Seite 219 des Buches erläutert in Fig. 3.17 einen Basisschaltkreis für einen "parasitischen" Fototransistor mit logarithmischer Kompression.

Die Seiten 260 bis 261 des Buches beschreiben einen Fototransistor in dem in Fig. 15.3 dargestellten dynamischen Bereich. Auf die Seiten 33 bis 39, 216 und 260 bis 261 wird für die Patentanmeldung voll inhaltlich Bezug genommen.

In einer Ausführungsform stellt die Erfindung einen integrierten Schaltkreis im monolithischen Modus zur Verfügung, welcher MOSFETs verwendet, die in einem schwachen Kanalinversionsmodus betrieben sind und operativ so aufgebaut sind, daß sie ein fotosensitives Element bilden, das zum Erzeugen eines Gesamtlichtwertsignales verwendet wird, einen Tiefpaßfilter, der zum Durchlassen nur eines Rauschlichtwertsignales verwendet wird, auf das als Referenzsignal Bezug genommen wird, wobei das Referenzsignal den Werten von Gleichstrom-Streulicht und der Gleichstrom- Komponente des interessierenden gepulsten Lichtes und dem Wert des niederfrequenten Wechselstromlichtes (z. B. geringer als 120 Hz) folgt, und einen Vergleichsverstärker, der zum Erhalten einer Differenz zwischen dem Gesamtlichtwertsignal und dem Rauschlichtwertsignal und zum Erzeugen eines Differenz-Ausgabesignales, wenn die Differenz einen Schwellenwert überschreitet, verwendet wird.

Bevorzugt hat das interessierende gepulste Licht einen niedrigen Arbeitszyklus, um die Spannweite für das Rauschen zu erhöhen.

In einer Ausführungsform ist der Tiefpaßfilter als Transkonduktanzkette von Folgeintegratoren aufgebaut, die im schwachen Kanalinversionsmodus betrieben sind.

In einer Ausführungsform wird das Gesamtlichtwertsignal, das mit dem Rauschlichtwertsignal verglichen wird, einer Zeitverzögerung ausgesetzt, so daß eine In-Phase-Beziehung zwischen dem Rauschen in dem Referenzsignal und dem Rauschen in dem Gesamtlichtwertsignal eingehalten wird.

In einer Ausführungsform sind alle Signalverarbeitungselemente und Fotosensorelemente auf einem einzigen Chip integriert, so daß reduzierte Herstellungskosten vorliegen.

In einer Ausführungsform verwendet die Erfindung Stromsignale, wo sie in einer Ausführungsform der Erfindung Spannungssignale benutzt.

Im folgenden soll die Erfindung beispielhaft mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert werden. Dabei zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Sensorsystemes zum Erfassen von gepulstem Licht; und

Fig. 2 eine schematische Ansicht des Sensorsystems nach Fig. 1, das als Option einen logarithmischen Signalkompressionsschaltkreis umfaßt.

Gemäß der Erfindung ist ein Sensorsystem für gepulstes Licht mit einem automatischen Spurfolger versehen, wobei ein Gesamtlichtwertsignal mit einem Rauschlichtwertsignal verglichen wird, das heißt, den niederfrequenten Komponenten des Gesamtlichtwertsignales, um die Anwesenheit spezieller Lichtpulse zu identifizieren. Da nur die Differenz zwischen dem Rauschlichtwert und dem Gesamtlichtwert interessant ist, kann das System über einen hohen dynamischen Bereich betrieben werden, wobei der Bereich nur durch die Eingabemöglichkeiten des Vergleichs und/oder der Differenzfunktion und/oder der zum Aufbauen des Sensors verwendeten Transistoren beschränkt ist. Weiterhin wird durch diese Anordnung die Verwendung von stabilisierenden Kondensatoren, die für die Wechselstromkopplung zwischen einem vorverstärker und einer Schwelle nötig wären, vermieden.

Mit Bezug auf die Fig. 1 und 2 werden verschiedene Implementationen der Erfindung diskutiert.

In Fig. 1 werden Lichtwellen oder Strahlen 10 von einem Fotosensorelement 12 empfangen, das wiederum ein Gesamtlichtwertsignal an einem Ausgang 14 erzeugt. Die Lichtstrahlen oder Wellen 10 können eine Kombination von beispielsweise Umgebungsstreulicht, Streulicht, das von Lichtquellen erzeugt ist, welche so angeordnet sind, daß sie Lichtstrahlen auf ein Datenband richten, oder Licht, das durch Löcher in den Datenband strahlt, sein. Das Fotosensorelement 12 kann einen oder mehrere NPN- oder PNP-Fototransistoren oder PN-Fotodioden umfassen.

Wie weiter dargestellt wird das Gesamtlichtwertsignal entlang aufgeteilter Wege 16 und 18 zu zwei Eingängen eines Differentialverstärkers 20 geleitet. Bei einem Weg wird das Gesamtlichtwertsignal der Tiefpaßfilterung durch das Tiefpaßfilterelement 22 ausgesetzt, um einen Rauschlichtwert zu erzeugen, auf den hierin auch als ein Referenzsignal Bezug genommen wird. Das Tiefpaßfilterelement 22 kann so eingestellt sein, daß nur ein Signal durchläuft, das in Beziehung zu dem Gleichstrom-Umgebungslicht, dem niederfrequenten Umgebungslicht (das heißt unterhalb 120 Hz) und der Gleichstromkomponente des gepulsten Lichtes steht, die bevorzugt einen niedrigen Arbeitszyklus hat, um das Signal- Rauschen-Verhältnis zu erhöhen.

Der andere aufgeteilte Weg 18 ist in einen anderen Eingang des Differentialverstärkers 20 gekoppelt, so daß eine Differenz zwischen dem Gesamtlichtwert und dem Nicht-Lichtwert erhalten wird. Der Differentialverstärker 20 hat bevorzugt eingebaut eine Schwelle, so daß nur, wenn die Differenz zwischen dem Gesamtlichtwert und dem Rauschlichtwert groß genug ist, der Verstärker 20 eine Ausgabe erzeugen wird.

Wie in Fig. 1 dargestellt, kann ein geeignetes Signalkompressionselement 24 verwendet werden, um die Signalausgabe von dem Fotosensorelement 12 zu komprimieren, um somit den dynamischen Bereich des Schaltkreises zu erhöhen. Bevorzugt umfaßt das Signalkompressionselement 24 ein logarithmisches Kompressionselement, um den Strom aus dem Fotosensorelement 12 in eine Spannung umzuwandeln, indem die inhärente logarithmisch-exponentielle Kennlinie eines MOS- Transistors, der im schwachen Kanalinversionsmodus betrieben ist, verwendet wird.

Dieses Kompressionsschema ist insbesondere nützlich, wenn der für den Sensor verwendete Aufbau auf Spannungssignalen anstatt auf Stromsignalen basiert, da die Erfindung entweder als Stromsignalaufbau oder als Spannungssignalaufbau implementiert werden kann.

Es ist verständlich, daß mit der vorangehenden Konstruktion geringe Herstellungskosten erreicht werden können, indem in einem Prozeß alle notwendigen Signalverarbeitungselemente auf einem einzigen Chip integriert werden, einschließlich des Fotosensorelementes 12.

Bei der Verwendung des dargestellten Tiefpaßfiltersystems ist es nicht erforderlich, stabilisierende Kondensatoren für die Wechselstromkopplung zwischen einem Vorverstärker und einem Schwellenwertdetektor zu verwenden.

Um den genauen Vergleich zwischen dem Gesamtlichtwertsignal und dem Rauschlichtwertsignal sicherzustellen, ist es notwendig, eine In-Phase-Beziehung zwischen den Rauschkomponenten der jeweiligen Signale einzuhalten. Demgemäß ist ein Zeitverzögerungselement 26 bevorzugt zwischen dem Ausgang des Fotosensorelementes 12 und dem Gesamtlichtwertsignaleingang des Differentialverstärkers 20 eingekoppelt.

Weiterhin ist das Tiefpaßfilterelement 22 so ausgelegt, daß es eine Abschneidefrequenz der Art hat, daß ein Kompromiß zwischen der Rauschunterdrückung und der Signalerfassung des gepulsten Lichtes erreicht wird.

Die Verwendung eines maßgeschneiderten Tiefpaßfilterelementes 12 ist eine Verbesserung gegenüber der Wechselstrom- Kopplungsmethode, die in herkömmlichen Lichtpulsdetektoren verwendet wird, weil eine steilere Filterabschneidecharakteristik geliefert werden kann, die wiederum für eine bessere Rauschunterdrückung sorgt. Die Gleichstromkopplung, die von dem dargestellten System geboten wird, ist insofern vorteilhaft, daß sie die Verwendung einfacher und preiswerter CMOS- oder BiCMOS-integrierter Schaltkreistechnologie ermöglicht.

Um die Auswahlmöglichkeit der Abschneidefrequenz des Tiefpaßfilterelementes zu liefern, können das Filterelement 22 und das Zeitverzögerungselement 26 mit einer Steuerleitung 30 versehen sein, über die ein Steuersignal übertragen wird. Das Steuersignal kann verwendet werden, um die Transkonduktanz der Elemente 22 und 26 zu variieren, wenn diese Elemente aus Spannungsfolgern aufgebaut sind.

Bevorzugt würde ein derartiges Steuersignal von einem Steuerstromregler (Biasing Controller) 32 zur Verfügung gestellt. Der Steuerstromregler 32 würde typischerweise einen Stromspiegel umfassen, der über Widerstände 34 an eine Spannungsquelle Vdd gekoppelt ist, so daß extern gelieferter Strom auf die Steuerleitung 30 gespiegelt wird. Der Widerstand 34 kann somit verwendet werden, um den Strom auf der Steuerleitung 30 einzustellen.

Der Strom auf der Steuerleitung 30 stellt somit die Transkonduktanz des Verstärkers des Tiefpaßfilterelementes 22 und des Verstärkers des Zeitverzögerungselementes 26 ein, die selbst Stromspiegel haben können, um den Strom auf der Steuerleitung 30 auf geeignete Werte zu skalieren.

Auf ähnliche Weise kann die Transkonduktanz des Differentialverstärkers 20 über eine andere Steuerleitung 36 eingestellt werden, dessen Strom über den Widerstand 38 eingestellt wird, der an einen anderen Stromspiegel in dem Regler 32 und an die Spannungsquelle Vdd gekoppelt ist.

Wie auch in Fig. 1 dargestellt, kann die Ausgabe des Differentialverstärkers 20 zu einem oder mehreren Trennverstärkern 42 geleitet werden. Der Trennverstärker 42 kann als eine Schnittstelle zu einem externen Digitalaufnehmer dienen. Der Trennverstärker 42 kann von einem herkömmlichen Typ sein, geeignet, PAD- und elektrostatischen Entladungs(ESD)-Schutz zu geben.

Es sollte jedoch angemerkt werden, daß in gewissen Konstruktionen das als Modul 40 bezeichnete gesamte Regelnetzwerk nicht mit den äußeren Widerständen 34 und 38 versehen sein muß. In solchen Konstruktionen ist der Regler 32 mit festen Referenzen für das Filterelement 22, das Zeitverzögerungselement 26 und den Differentialverstärker 20 versehen.

Es kann erkannt werden, daß in der oben beschriebenen Ausführungsform die Gleichstromkopplung für alle Elemente in dem Schaltkreis wenigstens bis zum Differentialverstärker 20 benutzt wird. Diese Konstruktion ist vorteilhaft, da:

• (a) ein Tiefpaßfilterschema benutzt werden kann und dieses ein Signal-Rausch-Verhältnis liefert, das besser ist als mit der Gleichstromkopplung;
• (b) keine stabilisierenden Kondensatoren gebraucht werden;
• (c) der Differentialverstärker 20 keine feste Schwelle hat, die temperaturabhängig ist, und es keine Notwendigkeit für eine eingebaute Spannungssteuervorrichtung gibt, um eine stabile Spannung, in bezug auf Erde, zu liefern; und
• (d) ein Gleichstrom-Spurfolgen dem Differentialverstärker 20 über den Rauschweg 16 aufgegeben werden kann, und sowohl der Signal- als auch der Rauschweg 18 bzw. 16 werden Temperaturänderungen in den Dunkelströmen des Fotosensorelementes 12 sowie Änderungen in dem Umgebungslicht verfolgen. Solange die Gleichstromwerte in dem operativen Bereich für den Differentialverstärker 20 liegen, wird der Verstärker 20 genau arbeiten. Weiterhin kann der operative Bereich mehr als fünf Größenordnungen der Änderungen in dem von dem Fotosensorelement 12 erzeugten Signal überspannen, wenn die Transistoren, die zum Aufbau der Elemente 20, 22, 24 und 26 notwendig sind, in dem schwachen Kanalinversionsmodus betrieben werden. Schließlich wird die Schwelleneingabe für den Differentialverstärker 20 auf das Referenzsignal bezogen, so daß die Schwelle immer dem Rauschlichtwert folgt, dies bewirkt eine kontinuierliche Verlagerung, die sicherstellt, daß der Verstärker 20 in einem vordefinierten Zustand ist, wenn kein gepulstes Licht vorliegt.

In der Fig. 2 ist ein größeres Detail eines Sensorsystems dargestellt, das logarithmische Signalkompression verwendet. In dieser Ausführungsform weist das Fotosensorelement 12 einen Fototransistor 12a auf. Das Tiefpaßfilterelement besteht aus operativ angeordneten MOSFET-Verstärkern 54 und 56 und Kondensatoren 58 und 60.

MOSFET-Verstärker 50 und 52 sind so ausgelegt, daß sie ein einfaches Verzögerungsabstimmnetzwerk zur Verfügung stellen.

Die logarithmische Signalkompression wird durch den inhärenten logarithmisch-exponentiellen Charakter der schwachen Kanalinversionsoperation der Transistoren 24a und 24b gegeben. Die Transistoren 24a und 24b wandeln das Signal vom Fototransistor 12a in ein Spannungssignal um. Somit kann die dargestellte Ausführungsform als eine Spannungsmodus- Implementation der Erfindung bezeichnet werden, im Gegensatz zu einer Strommodus-Implementation.

Die Transistoren 80, 82, 84, 86 und 88 sind so zusammengestellt, daß sie Stromreflektoren zum Reflektieren der Ströme in den als Option vorgesehenen äußeren Widerständen 34 und 38, die an die Spannungsquelle Vdd gekoppelt sind, vorsehen. Es kann erkannt werden, daß die Transistoren 82 und 84 verwendet werden können, um den durch den Transistor 80 laufenden Strom zu skalieren.

Das Ausgabetrennelement 42 besteht aus operativ gekoppelten Transistoren 62, 64, 68 und 70, Dioden 66 und 72 und der PAD- Schutzvorrichtung 74.

Claims (16)

1. Monolithischer integrierter Schaltkreis, mit einem fotosensitiven Element und einer Einrichtung zum Erfassen von interessierenden Lichtpulsen durch Identifikation von Werten eines Lichtsignales, die eine Schwellenwertdifferenz zwischen einem erfaßten Lichtwertsignal und einem Referenzsignal überschreiten, gekennzeichnet durch MOS-Feldeffekttransistoren (50, 52, 54, 56), die im schwachen Kanalinversionsmodus betrieben und operativ zu der Einrichtung zum Erfassen von interessierenden Lichtpulsen geschaltet sind, wobei die MOS-Feldeffekttransistoren (54, 56) zu einem Tiefpaßfilterelement (22; 54, 56, 58, 60) gehören, das als Referenzsignal ein Rauschlichtwertsignal liefert.

2. Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß das fotosensitive Element (12) ein Lichtwertsignal erzeugt, welches zu der Menge des erfaßten Lichtes korreliert ist.

3. Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Überschwellenwert-Differenzsignal von einem Vergleichsverstärker (20) erzeugt wird, der operativ an das fotosensitive Element (12) und das Tiefpaßfilterelement (22; 54, 56, 58, 60) gekoppelt ist.

4. Schaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilterelement (22; 54, 56, 58, 60) operativ mit dem Lichtwertsignal zum Ausfiltern von Hoch­ frequenzkomponenten aus dem Lichtwertsignal gekoppelt ist.

5. Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß die MOS-Feldeffekttransistoren CMOS-Transistoren und/oder BiCMOS-Transistoren sind.

6. Schaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilterelement (22; 54, 56, 58, 60) Rauschkomponenten mit Frequenzen bei oder unterhalb von etwa 120 Hz durchläßt.

7. Schaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung (24) für logarithmische Signalamplitudenkompression vorgesehen ist, die operativ mit dem fotosensitiven Element (12) gekoppelt ist, um die Amplitude des Lichtwertsignales zu komprimieren.

8. Schaltkreis nach einem der Ansprüche 3, 4, 6, 7, dadurch gekennzeich­ net, daß er eine Zeitverzögerungseinheit (32), die zwischen das fotosensitive Element (12) und den Vergleichsverstärker (20) geschaltet und so aufgebaut ist, daß eine In-Phase-Beziehung zwischen den Rauschsignalkomponenten in dem Referenzsignal und dem Lichtwertsignal aufrechterhalten wird, umfaßt.

9. Schaltkreis nach einem der Ansprüche 3, 4, 6 bis 8, dadurch gekennzeich­ net, daß ein mit dem Ausgang des Vergleichsverstärkers (20) gekop­ pelter Trennverstärker (42) vorgesehen ist.

10. Schaltkreis nach Anspruch 9, dadurch gekennzeich­ net, daß ein Pulsformschaltkreis operativ an den Ausgang des Trennverstärkers (42) gekoppelt ist.

11. Schaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Abschneidefrequenz des Tiefpaß­ filterelementes (22; 54, 56, 58, 60) mittels eines extern zur Verfügung gestellten Signales auswählbar ist.

12. Schaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Abschneidefrequenz des Tiefpaß­ filterelementes (22; 54, 56, 58, 60) vorab festgelegt ist.

13. Schaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Vergleichsverstärker (20), der operativ an das verzögerte Lichtwertsignal des Referenzsignales gekoppelt ist, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, welches mit der Differenz zwischen dem Lichtwertsignal und dem Referenzsignal korreliert ist, wenn die Differenz einen Schwellenwert überschreitet.

14. Schaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche 7 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (24) für logarithmische Signalamplitudenkompression auf einer inhärenten logarithmisch- exponentiellen Charakteristik von MOS-Feldeffekttransistoren basiert, die im schwachen Kanalinversionsmodus betrieben sind, um die Kompression der Amplitude des Lichtwertsignales zu liefern.

15. Schaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche 3 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß ein Steuerstromregler (32) operativ an das Tiefpaßfilterelement (54, 56, 58, 60), das Zeitverzögerungsele­ ment (26) und den Vergleichsverstärker (20) gekoppelt ist, so daß eine Transkonduktanz selektiv einrichtbar ist.

16. Schaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche 3 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Vergleichsverstärker ein Differen­ tialverstärker (20) ist.