DE3927278A1

DE3927278A1 - Spannungsreglerschaltkreis

Info

Publication number: DE3927278A1
Application number: DE3927278A
Authority: DE
Inventors: Robert A Pease
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1988-10-06
Filing date: 1989-08-18
Publication date: 1990-04-12
Anticipated expiration: 2009-08-19
Also published as: GB2223608B; DE3927278C2; US4928056A; JP2863566B2; GB2223608A; GB8921436D0; FR2637703B1; JPH02122314A; FR2637703A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Spannungsregler und insbesondere auf Spannungsregler mit drei Anschlüssen. Diese Geräte verarbeiten eine ungeregelte Eingangsspannung und liefern eine Ausgangsspannung, die sich bei Lastveränderungen oder Eingangsspannungsveränderungen nicht sehr ändert. Diese Geräte verwenden auch Schaltkreise, die über einen weiten Temperaturbereich eine konstante Ausgangsspannung liefern.

Es ist wohlbekannt, daß Spannungsregler die beste dynamische Stabilität aufweisen, wenn ihre Ausgänge vom Emitter des Leistungstransistors abgehen. Zum Beispiel sind die Industriestandards, die Serien LM117 und LM140, auch ohne externe Bauteile relativ stabil. Wenn dagegen der Ausgang vom Kollektor des Leistungstransistors abgeht, wie es der Fall ist bei den Industriestandardserien LM120 und LM137, muß ein relativ großer Kondensator mit dem Ausgangsanschluß verbunden werden, falls Stabilität gewünscht wird. Die Spezifikationen für LM120 und LM137 fordern einen Ausgangskondensator von wenigstens 1 µF bei Tantal und 10-25 µF bei Aluminium. Höhere Werte werden jedoch bevorzugt.

Während die obenerwähnten Geräte alle bipolaren Transistor- Aufbau aufweisen, gelten die gleichen Überlegungen für Metalloxid-Halbleiter-Aufbau (MOS). Insbesondere werden wirksame Spannungsregler in komplementärer MOS-Technik (CMOS) aufgebaut. Bei CMOS gelten die obigen Anmerkungen für die Sources und Drains der Leistungstransistoren. Wenn die Source des Leistungstransistors den Ausgang liefert, sind die Ausgänge des Schaltkreises relativ stabil. Wenn jedoch der Ausgang vom Drain des Leistungstransistors abgeht, muß ein großer Ausgangskondensator verwendet werden.

Die Ursache für die obenerwähnte Instabilität beruht auf der Verstärkung der Rückkopplungsschleife. Bei einem Spannungsregler ist der Leistungstransistor Teil einer negativen Rückkopplungsschleife mit hoher Verstärkung, die auf eine konstante Spannung bezogen ist. Wenn die Emitter/Source-Elektrode des Leistungstransistors den Ausgang liefert, ist die Spannungsverstärkung kleiner als Eins, und der Schaltkreis tendiert zur Stabilität. Wenn der Ausgang vom Kollektor/Drain abgeht, hängt die Spannungsverstärkung von der Impedanz der Last ab und kann erheblich sein. Somit wird ein großer Ausgangskondensator zur Begrenzung der AC-Verstärkung benötigt, um Stabilität zu erzielen.

In den folgenden Diskussionen werden die Emitter von bipolaren Transistoren und die Sources von MOS-Transistoren als Niederimpedanzelektroden bezeichnet. Die Kollektoren von bipolaren Transistoren und die Drains von MOS-Transistoren werden als Hochimpedanzelektroden bezeichnet. Diese Charakterisierungen liefern die funktionellen Äquivalente. Die Basen von bipolaren Transistoren und von MOS-Transistoren werden als Steuerelektroden bezeichnet, da sie ebenfalls äquivalent sind.

Ein weiteres Charakteristikum einer Stromversorgung ist die Ausfallsspannung. Diese ist definiert als die Eingangs/ Ausgangsspannungsdifferenz, bei der der Schaltkreis gegen weitere Reduzierungen der Eingangsspannung nicht mehr regelt. In der Praxis ist die Ausfallsspannung eine sehr wichtige Eigenschaft bei batteriebetriebenen Anwendungen. Typisch ist die Ausfallsspannung bei den obengenannten Geräten von der Größenordnung 2 V und ist umgekehrt proportional zur Temperatur. Alle obenbezeichneten Gerätefamilien verwenden einen als Darlington geschalteten Leistungstransistor oder Durchlaßtransistor. Das bedeutet, daß die Basis des Darlingtoneingangstransistors wenigstens zwei V-BE über dem Emitter liegen muß und die Kollektoren wenigstens eine V-SAT darüberliegen müssen. Jedoch benötigt der LM120 V-BE + V-SAT. Bei niedrigen Betriebstemperaturen ist dies typisch ein Spannungsabfall von ca. 2 V. Dieser Spannungsabfall wird manchmal als "lichte Höhe" bezeichnet; da der Eingang des Spannungsreglers hoch genug liegen muß, um die Ausgangsspannung plus der Ausfallsspannung aufnehmen zu können.

Beispiele von Reglern mit niedriger Ausfallsspannung sind die Geräte der Serien LM2930 und LM2931. Diese haben Nennwerte von 150 mA bzw. 100 mA und haben beide eine Ausfallsspannung kleiner als 0,6 V bei Nennstrom. Da ihre Ausgänge vom Kollektor eines PNP-Transistors abgehen, benötigen sie beide Kondensatoren an ihren Ausgangsanschlüssen. Die minimalen Kondensatorwerte werden mit 10 bzw. 22 µF angegeben.

Ein Ziel der Erfindung ist es, die Stabilität von Reglern mit niedriger Ausfallsspannung zu erhöhen.

Ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, einen Durchlaßtransistor in einem Spannungsregler einzusetzen, bei dem der Transistoranschluß mit hoher Impedanz mit dem Ausgang des Reglers verbunden ist und bei dem ein Transistoranschluß mit niedriger Impedanz zur Stabilität ebenfalls mit dem Ausgangsanschluß verbunden ist.

Diese und andere Ziele werden in der folgenden Weise gelöst. In einem Spannungsreglerschaltkreis ist die Niederimpedanzelektrode (Emitter/Source) des Durchlaßtransistors mit dem positiven Eingangsanschluß und die Hochimpedanzelektrode (Kollektor/Drain) mit dem Ausgangsanschluß verbunden. Typisch ist dieser Transistor ein bipolarer PNP- oder ein P-Kanal-MOS-Transistor. Die Steuerelektrode (Basis/Gate) wird auf einem Potential unterhalb der Eingangsspannung betrieben, sodaß der Durchlaßtransistor eingeschaltet ist. Durch diese Verbindungen wird die geringste Ausfallspannung bewirkt, jedoch wird ohne irgendeine andere Stabilisierung typischerweise ein großer Ausgangskondensator benötigt. Um die gewünschte Stabilisierung zu erzielen, ist ein zweiter oder Nebenschlußtransistor vorgesehen, dessen Niederimpedanzelektrode (Emitter/Source) mit dem Reglerausgangsanschluß und dessen Hochimpedanzelektrode (Kollektor/Drain) mit dem Masseanschluß verbunden ist. Der Nebenschlußtransistor ist Teil der negativen Rückkopplungsschleife des Spannungsreglers, und es sind Mittel vorgesehen, um sicherzustellen, daß er unter allen Betriebsbedingungen leitend ist. Der Spannungsregler weist einen temperaturstabilen Referenzspannungsgenerator auf, der so angeschlossen ist, daß er einen ersten Operationsverstärker (OpAmp) treibt, der wiederum mit der Steuerelektrode (Basis/Gain) des Nebenschlußgenerators verbunden ist. Ein Widerstand ist in Reihe mit der Hochimpedanzelektrode (Kollektor/ Drain) des Nebenschlußtransistors und mit einem zweiten OpAmp verbunden, der eine Eingangs-Offsetspannung aufweist. Der Ausgang dieses zweiten OpAmp ist mit der Steuerelektrode (Basis/Gate) des Durchlaßtransistors verbunden. Somit weist der Spannungsregler einen Rückkopplungskreis hoher Verstärkung mit dem Referenzgeneratorverstärker, dem Nebenschlußtransistor, den beiden OpAmps und dem Durchlaßtransistor auf. Da der Widerstand in Reihe mit dem Nebenschlußwiderstand mit dem Eingang des zweiten OpAmp verbunden ist, muß die Spannung über ihn gleich der Offsetspannung des zweiten OpAmps sein. Somit ist eine Rückkopplungsschleife innerhalb der Gesamtrückkopplungsschleife wirksam. Diese zweite Rückkopplungsschleife stellt sicher, daß der Nebenschlußwiderstand immer eingeschaltet ist und daß seine Niederimpedanzelektrode (Emitter/Source) zur Stabilisierung des Spannungsreglers wirkt. Da der Durchlaßtransistor nur einen einzigen Transistor betrifft, ist die Ausfallsspannung minimiert.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschemadiagramm des Schaltkreises der Erfindung und

Fig. 2 ein detailliertes Schemadiagramm des Schaltkreises der Erfindung.

Während die folgende Beschreibung sich auf eine CMOS-Struktur bezieht, ist die Erfindung jedoch auch auf bipolare Transistorschaltkreise anwendbar. Wo z. B. ein P-Kanal-Transistor gezeigt ist, könnte auch ein bipolarer PNP-Transistor eingesetzt werden, und wo ein N-Kanal-Transistor gezeigt ist, könnte auch ein bipolarer NPN-Transistor eingesetzt werden. Wenn dies durchgeführt wird, ersetzt der Kollektor des bipolaren Transistors den Drain des MOS-Transistors, der Emitter ersetzt die Source und die Basis ersetzt das Gate. Für die bevorzugte Ausführungsform ist konventionelle CMOS-Herstellung vorgesehen. Beim äquivalenten bipolaren Aufbau wird konventionelle monolithische, epitaxiale, PN-Übergang-isolierte Technik bevorzugt. Während der gezeigte CMOS-Schaltkreis sich auf N-Wannen- CMOS bezieht, könnten die diversen Bauteile auch als P-Wannen-Geräte hergestellt werden. Im letzteren Fall müßten alle gezeigten Transistorelemente durch die Komplementärtypen ersetzt und die Spannungsversorgung umgepolt werden.

In Fig. 1 sind die wesentlichen Elemente in Blockschemaform dargestellt. Die Eingangsspannungsversorgung erfolgt über den Pluspol 10 und den Minus/Massepol 11. Die geregelte Spannung erscheint am Anschluß 12. Der Durchlaß-Reihen-P-Transistor 13 ist zwischen den Anschlüssen 10 und 12 angeschlossen. Da die Source des Transistors 13 mit dem Anschluß 10 verbunden ist, wird sein Gate auf einem niedrigeren Potential betrieben, und das Ausfallspotential des Reglers ist minimal. Im gezeigten Schaltkreis kann das Ausfallspotential nur Bruchteile von 1 V betragen. Jedoch ist der Drain von Transistor 13 mit dem Ausgangsanschluß 12 verbunden, und somit ist diese Konfiguration per se instabil. Entsprechend ist irgendeine Form der Stabilisierung wünschenswert. Der Nebenschluß-P-Transistor 14 ist mit seiner Source mit dem Ausgangsanschluß 12 verbunden, und sein Drain ist nach Masse zurückgeführt. Da die Source von Transistor 14 dessen Niederimpedanzelektrode ist, wirkt sie zur Stabilisierung des Schaltkreises. Es ist offensichtlich, daß die Transistoren 13 und 14 durch bipolare PNP-Transistoren ersetzt werden können. wobei die Emitter an Stelle der Sources und die Kollektoren an Stelle der Drains angeschlossen werden.

Der Referenzspannungsgenerator 15 erzeugt eine temperaturstabile Bandabstands-Referenzspannung und beinhaltet einen Spannungsteiler, der auf eine geregelte Spannung an Anschluß 12 anspricht. Der Referenzspannungsgenerator 15 treibt den OpAmp 16, welcher wiederum das Gate von Transistor 14 treibt. Der Widerstand 17 führt den Drain des Transistors 14 nach Masse zurück, sodaß der Transistor 14 als gemeinsamer Sourceverstärker wirken kann. Der OpAmp 18 ist direkt mit einem Widerstand 17 über eine intern erzeugte Offsetspannungsquelle 19 verbunden. Die Offsetpolarität ist derart geschaltet, daß, wenn die Eingangsanschlüsse des OpAmp 18 auf gleichem Potential sind, die Offsetspannung über dem Widerstand 17 als kleines positives Potential am Drain des Transistors 14 erscheint. Der Ausgang des OpAmp 18 treibt das Gate des Transistors 13, welches wiederum all den Strom liefert, der von einer (nicht gezeigten) Last an Anschluß 12 benötigt wird. Zusätzlich liefert der Transistor 13 auch allen in den Transistor 14 fließenden Strom plus dem vom Referenzspannungsgenerator 15 gezogenen Ruhestrom. Die Wirkung der Schaltung setzt das Potential an Anschluß 12 auf den gewünschten Wert. Somit bilden die Bauteile von Fig. 1 eine negative Gesamtrückkopplungsschleife um Anschluß 12, welche diesen auf einen konstanten Spannungswert einstellt, bei dem die Eingangsanschlüsse des OpAmp 16 auf gleichem Potential sind.

Die Leitung in Transistor 14 wird mittels einer negativen Rückkopplungsschleife innerhalb einer negativen Rückkopplungsschleife aufrechterhalten. Der OpAmp 18 in Verbindung mit dem als gemeinsamem Sourceverstärker wirkenden Transistor 13 stellt die Leitung im Transistor 14 so ein, daß der Spannungsabfall über dem Widerstand 17 genau gleich dem Offset des OpAmp 18 ist. Diese Rückkopplungsschleife um den Drain des Transistors 14 weist eine Inversion auf und ist somit negativ.

Die Gesamtrückkopplungsschleife um den Anschluß 12 beinhaltet den Referenzspannungsgenerator 15, OpAmp 16, Nebenschlußtransistor 14, OpAmp 18 und Durchlaß-Reihentransistor 13. Diese Schleife weist drei Inversionen auf (je eine im OpAmp 16, Transistor 14 und Transistor 13), sodaß sie negativ ist und auf den Bandabstand von Silizium bezogen. Im folgenden Beispiel ist die Siliziumbandabstand- Referenzspannung 1,2 V, V-REG ist 2,5 V und V-IN wirkt hinab bis 2,6 V. Das heißt, daß die Ausfallsspannung ohne Last 0,1 V ist.

Fig. 2 ist ein Schemadiagramm eines CMOS-Spannungsreglers. Die Elemente sind dieselben wie bei N-Wannen- CMOS, wobei alle P-Kanal-Transistoren in PN-Übergang- isolierte N-Wannen, die sich in einem P-Typ-Silizium- Substrat befinden, erzeugt werden. Alle N-Kanal- Bauteile werden gemeinsam im P-Typ-Substrat erzeugt und haben somit Gaterückführungen (nicht gezeigt) zum negativen Versorgungsanschluß 11. Wo die diversen Elemente sich auf Fig. 1 beziehen, wurden die gleichen Bezugszeichen gewählt.

Die bipolaren Transistoren 24 und 25 sind Elemente, die normalerweise parasitär für die CMOS-Bauteile wirken. In einem derartigen PNP-Transistor ist die Basis eine N-Wanne und der Kollektor ist dem Substrat zugeordnet, welches sich auf negativem Versorgungspotential befindet. Der Emitter besteht aus einer Source oder einem Drain eines P-Kanal-Transistors. Solche parasitären Transistoren haben relativ hohe Stromverstärkungseigenschaften. Da die Kollektoren dem Substrat zugeordnet sind, müssen die Transistoren in der gemeinsamen Kollektorkonfiguration betrieben werden.

Der Referenzspannungsgenerator 15 ist mit dem Ausgangsanschluß 12 verbunden und weist einen Spannungsteiler zusammen mit einem Bandabstands-Referenzkreis auf. Die Widerstände 21 und 22 bilden einen Spannungsteiler, der zwischen dem Anschluß 12 und Masse (Anschluß 11) liegt. Die Kollektor-zugeordneten parasitären PNP-Transistoren 24 und 25 sind mit ihren Basen 24 und 25 auf den Knoten 23 zurückgeführt. Die Widerstände 26-29 führen die Emitter der Transistoren 24 und 25 zum Anschluß 12 zurück. Die Transistoren 24 und 25 sind mit ihren Stromdichten ins Verhältnis gesetzt, so daß der Transistor 24 mit einer höheren Stromdichte betrieben wird als der Transistor 25. Dies wird sehr einfach dadurch erreicht, daß der Transistor 25 n-mal größer gemacht wird als der Transistor 24 und daß sie bei dem gleichen Emitterstrom durch Abgleichen von 26 und 27 betrieben werden. Alternativ können die Transistoren 24 und 25 abgeglichen werden und bei verschiedenen Strömen betrieben werden. Dies würde durch Verhältnissetzung der Widerstände 26 und 27 erfolgen. Die Transistoren 24 und 25 können auch durch Verwendung ins Verhältnis gesetzter Ströme ins Verhältnis gesetzt werden. Die resultierende Δ V-BE erscheint über dem Widerstand 29. Dieser Wert ist in Übereinstimmung mit der Beziehung:

Δ V-BE = kT/q 1n(J 24/J 25)

wobei:

k = Boltzmann-Konstante
q = Ladung eines Elektrons
J 24/J 25 = Stromdichteverhältnis der Transistoren 24 und 25.

Δ V-BE ist proportional zur absoluten Temperatur und wird bei Absolut Null ebenfalls Null. Bei 300 K und einem Transistor 25, der mit einer achtmal höheren Stromdichte arbeitet als der Transistor 24, wird Δ V-BE ca. 54 mV, was vollständig durch physikalische Eigenschaften bestimmt wird. Sie hat einen Temperaturkoeffizienten von ca. 0,33%/°C.

Wie oben ausgeführt, sind die Kollektoren der bipolaren parasitären Transistoren dem Substrat zugeordnet und müssen in der gemeinsamen Kollektorkonfiguration betrieben werden. Es wurde jedoch herausgefunden, daß ein nicht-zugeordneter Kollektor entweder benachbart zu oder um einen Emitter herum gebildet werden kann. Solch ein nicht-zugeordneter Kollektor kann als separater Transistor benutzt werden, arbeitet jedoch parallel zu einem Transistor mit zugeordnetem Kollektor. Dieses Konzept ist im US-Patent 46 02 168 von Peter S. Single mit dem Titel "LOW OFFSET MOS COMPARATOR CIRCUIT" offenbart. Während eine P-Wannen-CMOS-Struktur gezeigt ist, die NPN-Transistoren mit zugeordneten Kollektoren ergibt, ist auch die Verwendung eines N-Wannen-Prozesses mit dem Ergebnis äquivalenter PNP-Transistoren offensichtlich. Die Lehre des Patents von Single ist hierin berücksichtigt.

Die PNP-Transistoren 30 und 31 sind beide vom obenbeschriebenen Typ, bei dem ein dem Substrat zugeordneter Kollektor mit einem Lateralkollektor gepaart wird. Die beiden Emitter werden miteinander über eine Stromquelle 20 mit dem Eingangsanschluß 10 verbunden. Die Transistoren 30 und 31 werden von den Widerständen 26 und 27 getrieben. Der Widerstand 32 liefert die Kopplung mit dem Transistor 30. Die Lateralkollektoren der Transistoren 30 und 31 werden mit einer N-Kanal-Transistor- Stromspiegellast, bestehend aus den N-Kanal-Transistoren 33 und 34, verbunden. Der Drain des Transistors 34 ist mit den Gates der Transistoren 33 und 34 verbunden. Der Drain des Transistors 33 treibt das Gate des N-Kanal-Transistors 35, der als Hochverstärkungsinverter wirkt. Der Kondensator 36 und der Widerstand 37 liefern eine konventionelle Frequenzkompensation für den OpAmp 16. Der Drain des Transistors 38 ist mit dem Gate des N-Kanal-Transistors 38 verbunden, der ebenfalls ein Hochverstärkungsinverter mit einer Stromspiegellast ist, die aus den P-Kanal-Transistoren 39 und 40 besteht. Somit werden die Transistoren 35 und 40 im Gegentakt betrieben, und ihre Drains enthalten den Ausgangsknoten des OpAmp 16. Dieser Knoten ist direkt mit dem Gate des P-Kanal-Nebenschlußwiderstands 14 verbunden.

Der Kollektor von Transistor 14 ist über den Widerstand 17 nach Masse zurückgeführt und ist mit der Source des N-Kanal-Transistors 42 verbunden. Der Drain des Transistors 42 ist auf sein Gate und auf das Gate des Transistors 43 zurückgeführt, der hiermit einen Stromspiegel bildet. Die Stromquelle 44 liefert einen relativ kleinen Strom, ca. 1 µA, durch den Transistor 42, und dieser Strom wird im Transistor 43 gespiegelt. Diese beiden Transistoren weisen die Differenzeingangsvorrichtungen des OpAmp 18 auf. Es wird darauf hingewiesen, daß die Source des Transistors 43 auf Masse liegt, um somit einen invertierenden Eingang wie erwähnt zu bilden. Die Source des Transistors 42 wird auf dem Spannungsabfall über dem Widerstand 17 gegen Masse betrieben. Diese Differenz entspricht dem Offsetpotential des OpAmp 18 (gezeigt als Spannungsquelle 19 von Fig. 1). Diese Offsetspannung wird durch Verhältnissetzung der Transistoren 42 und 43 gebildet, und sie wird durch Reduzieren des Stroms in Quelle 44 auf einen Wert verstärkt, bei dem die Transistoren 42 und 43 "verhungert"sind.

Der Drain des Transistors 43 ist mit dem Gate und dem Drain des P-Kanal-Transistors 45 verbunden, der mit dem Gate des P-Kanal-Transistors 46 zur Bildung eines Stromspiegels verbunden ist. Somit umfaßt der Transistor 46 den Ausgangsknoten des OpAmp 18. Die Stromsenke 47 wirkt als "Pull-down"-Element für den Ausgangsknoten, der direkt mit dem Gate des P-Kanal-Durchlaß-Reihentransistors 13 verbunden ist. Der Kondensator 48 liefert die Frequenzkompensation für den OpAmp 18.

Im Betrieb treibt der Transistor 13 den Anschluß 12 auf eine Spannung, bei der die Basen der Transistoren 30 und 31 auf dem gleichen Potential sind. In diesem Zustand werden die in den Widerständen 26 und 27 fließenden Ströme gesteuert. Falls die Widerstände 26 und 27 übereinstimmen, sind die Ströme in den Transistoren 24 und 25 gleich. Unter diesen Bedingungen erscheint Δ V-BE über dem Widerstand 29. Dieser Betrieb resultiert aus einer negativen Gesamt-Rückkopplungsschleife.

Während Transistor 13 als Stromquelle für den Ausgangsanschluß 12, den Referenzspannungsgenerator 15 und die Transistoren 39 und 40 dient, dient er auch als Stromquelle für den Ruhestrom für den P-Kanal-Nebenschlußtransistor 14. Im folgenden Beispiel hat der Widerstand 1000 Ohm, und der Transistor 14 arbeitet bei 100 µA. Dies bedeutet, daß der Offset der Transistoren 42-43 0,1 V ist. Der OpAmp 18 treibt den Transistor 13, der als Stromquelle 100 µA in den Transistor 14 liefert und somit eine zweite negative Rückkopplungsschleife bildet (innerhalb der Gesamtrückkopplungsschleife), die auf den physikalisch erzeugten Offset anspricht.

Außerdem dient der Transistor 13 als Quelle für jeglichen Strom (soweit in vernünftiger Größenordnung), der in einem mit dem Anschluß 12 verbundenen Lastelement (nicht gezeigt) fließt. Somit wird eine geregelte Ausgangsspannung am Ausgangsanschluß 12 erzeugt, welcher auch mit einer Niederimpedanzelektrode in Form der Source des Transistors 14 verbunden ist. Dadurch wird der Spannungsregler stabilisiert, ohne daß ein großer Filterkondensator in einem Schaltkreis benötigt wird, in dem die Hochimpedanzelektrode des Durchlaßtransistors mit dem Ausgangsanschluß verbunden ist. Wie oben ausgeführt, ist auch die Ausfallsspannung sehr niedrig. Es wird darauf hingewiesen, daß, während der Schaltkreis als Quelle für Strom am Anschluß 12 dient, das Vorhandensein des Transistors 14 den Schaltkreis in die Lage versetzt, als Stromsenke in den Anschluß 12 zu dienen. Diese Eigenschaft ist nützlich, wenn der Regler mit Schaltkreisen verbunden werden soll, die an einer Spannung oberhalb V-REG arbeiten.

Der Schaltkreis nach Fig. 2 wurde in N-Wannen-CMOS mit den folgenden Bauteilen verwirklicht:

Bauteil
Wert
Widerstand 17
1 kOhm
Stromquelle 20	40 µA
Widerstand 21	24,394 kOhm
Widerstand 22	25,105 kOhm
Widerstände 26 und 27	28,505 kOhm
Widerstand 28	15,232 kOhm
Widerstand 29	5,131 kOhm
Widerstand 32	3,95 kOhm
Kondensator 36	5 pF
Widerstand 37	3,9 kOhm
Stromquellen 44 und 47	1 µA
Kondensator 48	8 pF

Die folgenden Abmessungen Breite/Länge wurden für die Transistoren verwendet:

Transistor
B/L (µm)
13\|300/3
14	200/2
33, 34, 35, 38	80/10
39, 40, 45, 46	20/20
42	30/20
43	10/20

Die Transistoren 24 und 25 wurden bei einem Stromdichteverhältnis von 8 : 1 betrieben. Die Spannung am Anschluß 12 war 2,5 V, und der Schaltkreis konnte 4 mA Ausgang bei Vs=+5,0 V liefern. Der Schaltkreis arbeitete sehr gut über den Eingangsbereich von 2,6 bis 8,0 V. Die Spannung am Knoten 23 war 1,3 V. Die Spannung über den Widerstand 17 war 100 mV. Der Ruhestrom bei einem Eingang von 5 V war 0,22 mA.

Die Erfindung wurde beschrieben, und ein Arbeitsbeispiel wurde erläutert. Wenn ein Fachmann die vorstehende Beschreibung liest, werden ihm Alternativen und Äquivalentlösungen innerhalb des Bereichs und Umfangs der Erfindung offenbar. Während beispielsweise die bevorzugte Ausführungsform einen N-Wannen-CMOS-Aufbau verwendet, können auch P-Wannen-CMOS- oder bipolarer Aufbau eingesetzt werden. Entsprechend ist beabsichtigt, daß der Umfang der Erfindung nur durch die vorstehenden Ansprüche begrenzt wird.

Ein Spannungsreglerschaltkreis wird offenbart, bei dem der Durchlaß-Reihentransistor mit seiner Hochimpedanzelektrode (Kollektor/Drain) mit dem Ausgangsanschluß und ein Nebenschlußtransistor mit seiner Niederimpedanzelektrode (Emitter/Source) mit dem Ausgangsanschluß verbunden ist. Mittel sind vorgesehen, um sicherzustellen, daß der Nebenschlußtransistor immer leitend ist, so daß seine Niederimpedanzelektrode den Betrieb des Schaltkreises stabilisiert, ohne daß externe Bauteile benötigt werden. Der Schaltkreis kann entweder in bipolarer oder CMOS-Form gefertigt werden, und eine niedrige Ausfallsspannung wird verwendet.

Fig. 1

REFERENCE VOLTAGE GENERATOR = Referenzspannungsgenerator

Claims

1. Spannungsreglerschaltkreis mit einem Anschluß für die ungeregelte Eingangsspannung, einem Anschluß für die geregelte Ausgangsspannung und einem Masseanschluß, wobei dieser Schaltkreis aus Transistoren besteht, die jeweils gesteuerte Stromflußelektroden von hoher oder niedriger Impedanz sowie eine Stromflußsteuerelektrode aufweisen,
dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltkreis umfaßt:

- einen Durchlaß-Reihentransistor (13) mit einer mit dem Anschluß (10) für die ungeregelte Eingangsspannung verbundenen Niederimpedanzelektrode, einer mit dem Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung verbundenen Hochimpedanzelektrode und mit einer Steuerelektrode;
- mit der Steuerelektrode des Durchlaß-Reihentransistors (13) verbundene Mittel (15, 16) zum Erzeugen eines Potentials, das den Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung auf einem konstanten Potential hält, das im wesentlichen unabhängig von Temperatur, Eingangsspannung und dem Strom über den Anschluß (12) für die Ausgangsspannung ist;
- einen Nebenschlußtransistor (14) mit der mit dem Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung verbundenen Niederimpedanzelektrode, Mittel (17) zum Zurückführen seiner Hochimpedanzelektrode zum Masseanschluß (11) und eine mit den Mitteln (15, 16) zum Erzeugen eines Potentials verbundene Steuerelektrode und
- Mittel zum Verbinden der Hochimpedanzelektrode des Nebenschlußtransistors (14) mit der Steuerelektrode des Durchlaß-Reihentransistors (13), wodurch der Stromfluß im Nebenschlußtransistor aufrechterhalten und der Regler damit stabilisiert wird.

2. Spannungsreglerschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Zurückführen der Hochimpedanzelektrode des Nebenschlußtransistors (14) zum Massenanschluß (11) umfaßt:

- einen zwischen der Hochimpedanzelektrode des Nebenschlußtransistors (14) und dem Masseanschluß (11) sowie mit den Eingängen eines Operationsverstärkers (18) angeschlossenen Reihenwiderstand (17), wobei ein Ausgang des Operationsverstärkers (18) mit der Steuerelektrode des Durchlaß-Reihentransistors (13) verbunden ist.

3. Spannungsreglerschaltkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Operationsverstärker (18) Mittel zum Erzeugen einer Eingangsoffset-Spannung aufweist, wobei das Offset-Potential über dem Reihenwiderstand (17) erscheint und somit die Leitung in dem Nebenschlußtransistor (14) bestimmt.

4. Spannungsreglerschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltkreis in CMOS-Aufbau hergestellt ist, wobei der Durchlaß-Reihentransistor (13) ein P-Kanal-Transistor ist, dessen Drain mit dem Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung verbunden ist, und wobei der Nebenschlußtransistor (14) ein P-Kanal-Transistor ist, dessen Source mit dem Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung verbunden ist.

5. Spannungsreglerschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltkreis in bipolarem Transistor-Aufbau hergestellt ist, wobei der Durchlaß-Reihentransistor (13) ein PNP-Transistor ist, dessen Kollektor mit dem Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung verbunden ist, und wobei der Nebenschlußtransistor (14) ein PNP-Transistor ist, dessen Emitter mit dem Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung verbunden ist.