DE3917020A1 - Digital-analog-wandler - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Digital-Analog-Wandler, insbesondere einen Digital-Analog-Wandler, der dazu geeignet ist, digitale Audiosignale in analoge Audiosignale umzuwandeln.

Bei Kompakt-Disk-Geräten bzw. CD-Geräten oder digitalen Magnetbandaufzeichnungs/Wiedergabegeräten bzw. DAT-Geräten ist es erforderlich, Musiksignale in digitaler Form vor dem Ausgang in Analogsignale umzuwandeln.

Wie in Fig. 12 dargestellt, umfaßt ein herkömmlicherweise verwendeter Digital-Analog-Wandler, nachstehend kurz als D/A-Wandler bezeichnet, zur Wiedergabe von Musik einen digitalen Stromwandler 1, um digitale Daten DT, die mit einer bestimmten Abtastperiode eingegeben werden, in einen Gleichstrom Io umzuwandeln; einen Strom-Spannungs-Wandler 2, um den Gleichstrom Io in eine Spannung SD umzuwandeln (vgl. Fig. 13) und um die Spannung zu halten, jedesmal wenn ein Abtastimpuls Ps erzeugt wird; und einen Tiefpaßfilter 3, um die Ausgangsspannung SD in ein kontinuierliches, glattes analoges Ausgangssignal SA umzuwandeln, welches das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 3 bildet.

Der Strom-Spannungs-Wandler 2 weist einen Schalter SW auf, der einen beweglichen Kontakt hat, welcher von dem Abtastimpuls Ps umgeschaltet wird. Wenn der bewegliche Kontakt zu einem Kontakt a geschaltet ist, wie es Fig. 12 zeigt, wird ein Integrierer gebildet, um die Spannung SD zu erzeugen, die dem Gleichstrom Io entspricht. Wenn der bewegliche Kontakt zu einem Kontakt b umgeschaltet ist, so wird eine Halteschaltung gebildet, um die Spannung SD zu halten.

Die wichtigsten Probleme, die bei dem D/A-Wandler zur Wiedergabe von Musik auftreten, sind die Präzision, mit der die digitalen Daten in einen Stromwert umgewandelt werden, die Geschwindigkeit, mit der die Umwandlung erfolgt, und die Phasenverzerrung, die durch den Tiefpaßfilter hervorgerufen wird.

Die Probleme der Umwandlungsgenauigkeit und der Umwandlungsgeschwindigkeit sind in gewissem Umfang bereits gelöst worden durch hochintegrierte Schaltkreise in LSI-Technik hoher Geschwindigkeit sowie durch Fortschritte bei der Trimm- oder Feinabgleichtechnik. Obwohl Phasenverzerrungen, die vom Tiefpaßfilter herrühren, unter Verwendung von digitalen Filtern gemildert werden können, lassen sich Phasenverzerrungen nicht vollständig eliminieren, solange der Filter ein integrales Teil der Konstruktion ist.

Fig. 14(a) und 14(b) dienen zur Beschreibung von Phasenverzerrungen. Fig. 14(a) zeigt eine ursprüngliche Audiosignalwellenform 5 a, eine 1-kHz-Komponentenwellenform 5 b sowie eine 8-kHz-Komponentenwellenform 5 c. Fig. 14(b) zeigt eine Audiosignalwellenform 6 a, die von dem Tiefpaßfilter 3 gemäß Fig. 12 geliefert wird, eine 1-kHz-Komponentenwellenform 6 b sowie eine 8-kHz-Komponentenwellenform 6 c. Aus diesen Wellenformen ergibt sich ohne weiteres, daß aufgrund der Verzögerung in der Phase der 8-kHz-Komponentenwellenform das Ausgangsaudiosignal 6 a sich von dem ursprünglichen Audiosignal 5 a unterscheidet und daß diese Phasenverzerrung besonders deutlich bei hohen Frequenzen zum Ausdruck kommt. Somit führt die Anwesenheit des Tiefpaßfilters zu einer erheblichen Verschlechterung der Tonqualität.

Wenn ein Impulssignal an den Tiefpaßfilter angelegt wird, so ergibt sich gemäß Fig. 15 hinsichtlich des Tiefpaßfilter-Ausgangssignals, daß es an einer Vorderflanke 7 a verzögert wird und im Envelope-Bereich 7 b sowie an der Rückflanke 7 c schwingt. Wenn ein Musiksignal, das eine starke Impulsvariation aufweist, an den Tiefpaßfilter angelegt wird, so ändert sich infolgedessen die Tonqualität stark, und es gibt Zeitpunkte, wo sogar der Rhythmus des Musiksignals Unterschiede zeigt.

Um diese Nachteile zu überwinden, haben die Anmelder einen Digital-Analog-Wandler vorgeschlagen, der gemäß Fig. 16 folgendes aufweist: einen Einheitsimpuls-Ansprechsignalgenerator 1′ zur Erzeugung von Einheitsimpuls-Ansprechsignalen SP (vgl. Fig. 17); einen Digitalsignalgenerator 2′ zur Erzeugung von 16-Bit-digitalen Audiodaten in einem vorgegebenen Zeitintervall Δ T; einen Multiplizierer 3′ zum Multiplizieren eines Einheitsimpuls-Ansprechsignals, das zu einem bestimmten Zeitpunkt erzeugt wird, mit einem vorgegebenen Wert der digitalen Audiodaten; und einen Mischer 4′ zur Erzeugung eines analogen Ausgangssignals durch Kombination der Einheitsimpuls-Ansprechsignale, die mit den digitalen Audiodaten multipliziert worden sind.

Gemäß diesem früher vorgeschlagenen Digital-Analog-Wandler unterteilt der Einheitsimpuls-Ansprechsignalgenerator 1′ ein Einheitsimpuls-Ansprechsignal SP in vorgegebene Zeitintervalle Δ T, wie es Fig. 17 zeigt.

Wenn dies geschieht, werden Teilwellensignals S _-K . . . S _K , die aus der Unterteilungsoperation resultieren, wiederholt in einem Zeitintervall Δ T erzeugt, wie es die Fig. 18(a), 18(b) und 18(c) zeigen, in denen nur S _-1, S₀ und S₁ dargestellt sind.

Der Digitalsignalgenerator 2′speichert (2 K + 1)-Werte der letzten 16-Bit-digitalen Audiodaten V _-K . . . V _K , die in vorgegebenen Zeitintervallen Δ T erzeugt werden, in internen Schieberegistern, wobei ein sequentielles Weiterschieben erfolgt. Multiplizierende D/A-Wandler in dem Multiplizierer 3′ multiplizieren jeweils die Teilsignalwellenformen S _K mit den vorgegebenen digitalen 16-Bit-Audiodaten V _-K , die in den Schieberegistern gespeichert sind, entsprechend den Teilsignalwellenformen.

Der Mischer 4′ kombiniert die Signale, die von den multiplizierenden D/A-Wandlern abgegeben werden, und erzeugt dadurch ein analoges Ausgangssignal SA, das gegeben ist durch

SA = Σ S _K · V _-K .

Die Anmelder haben auch einen Digital-Analog-Wandler vorgeschlagen, bei dem der Einheitsimpuls-Ansprechsignalgenerator 1′, anstatt Teilwellensignale S _-K . . . S _K zu erzeugen, wiederholt Einheitsimpuls-Ansprechsignale SP _K (K = -4 . . . 4) selbst in einer Periode n · Δ T als Ausgangssignale liefert, wie es in Fig. 19 zeigt, wobei n = 9 gilt. Die Multiplikation V _-K · SP _-K wird in jedem Zeitschlitz oder Zeitkanal von dem multiplizierenden D/A-Wandler 3′ durchgeführt, und die Ausgangssignale des Multiplizierers 3′ werden vom Mischer 4′ gemischt, um ein analoges Ausgangssignal SA zu erhalten, das gegeben ist durch

SA = Σ V _K · SP _K .

Die Teilwellensignale S _-K . . . S _K , die bei dem ersten vorgeschlagenen Digital/Analog-Wandler in die multiplizierenden D/A-Wandler eingegeben werden, werden im Intervall Δ T diskontinuierlich, wie es Fig. 18 zeigt. Daher tritt das Problem auf, daß wegen der Signaldiskontinuität und der Ausregelzeit der multiplizierenden D/A-Wandler das vom Mischer 4′ abgegebene analoge Ausgangssignal SA bei jedem Intervall Δ T ein zackenförmiges Rauschen aufnimmt.

Die Wellenform des analogen Ausgangssignals SA nimmt die in Fig. 20 dargestellte Form an, wenn ein Einheitsimpuls UP in den vorgeschlagenen Digital-Analog-Wandler eingegeben wird. Obwohl das analoge Ausgangssignal SA die Wellenform gemäß Fig. 17 in einem Fall annehmen muß, wenn der Einheitsimpuls UP angelegt wird, ist die resultierende Wellenform von der Gestalt, daß das analoge Ausgangssignal in jedem Intervall Δ T ein zackenförmiges Rauschen (sporadische Nadelimpulse) aufnimmt, und zwar aufgrund der Einschwingzeit der multiplizierenden D/A-Wandler.

Bei dem zweiten Digital-Analog-Wandler werden die Einheitsimpuls-Ansprechsignale SP _K (K = -4 . . . 4) wiederholt alle 9 · Δ T erzeugt, so daß nur eine gewisse Diskontinuität alle 9 · Δ T auftritt. Infolgedessen sind nadelförmige Impulsstörungen, die in jedem Zeitkanal erzeugt werden, klein im Vergleich zu der Situation, die im ersten Digital-Analog-Wandler auftritt.

Der erste Digital-Analog-Wandler berücksichtigt den Umstand, daß das Einheitsimpuls-Ansprechsignal SP (vgl. Fig. 17) vor einem Zeitschlitz oder Zeitkanal T _-5 und nach einem Zeitschlitz oder Zeitkanal T₅ stark gedämpft ist, und approximiert das Einheitsimpuls-Ansprechsignal SP durch neun Teilwellensignale S _-4 bis S₄ in neun Zeitkanälen T _-4 bis T₄. Aus diesem Grunde benötigt der vorgeschlagene Digital-Analog-Wandler neun Teilsignalgeneratoren, eine Speicherschaltung, bestehend aus neun Schieberegistern sowie neun multiplizierende D/A-Wandler. Dies ist jedoch unter dem Aspekt von entsprechendem Platzbedarf und höheren Kosten nicht immer wünschenswert.

Wenn man versucht, das Einheitsimpuls-Ansprechsignal durch eine geringere Anzahl von Teilwellensignalen zu approximieren, nämlich in dem Bestreben, die Anzahl von Teilwellensignalgeneratoren, die Anzahl von Schieberegistern in der Speicherschaltung sowie die Anzahl von multiplizierenden D/A-Wandlern zu verringern, wird das Auftreten von Rauschen in Form von nadelförmigen Störimpulsen von einem weiteren Problem begleitet. Die Frequenzkennlinie des analogen Ausgangssignals des Digital-Analog-Wandlers unterliegt nämlich einer Pegelschwankung im Audioband.

In ähnlicher Weise sind bei dem zweiten Digital-Analog-Wandler neun Einheitsimpuls-Ansprechsignalgeneratoren, neun Zwischenspeicherschaltungen sowie neun Multiplizierer erforderlich. Dies führt zu einer relativ aufwendigen und kostspieligen Anordnung mit beträchtlichem Raumbedarf.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen Digital-Analog-Wandler anzugeben, bei dem es möglich ist, die Anzahl der erforderlichen Baugruppen zu reduzieren und gleichwohl kontinuierliche Analogsignale ohne Phasenverzerrungen zu liefern, die nicht mit sporadischen Nadelimpulsen od. dgl. behaftet sind.

Dieses Ziel wird gemäß der Erfindung in zufriedenstellender Weise gelöst. In vorteilhafter Weise wird ein Digital-Analog-Wandler angegeben, der in der Lage ist, einen flachen Frequenzgang zu erzeugen, der in vorteilhafter Weise keine Pegelschwankungen im Audioband aufweist.

Die Erfindung wird nachstehend, auch hinsichtlich weiterer Merkmale und Vorteile, anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen und unter Bezugnahme auf die umliegenden Zeichnungen näher erläutert. Die Zeichnungen zeigen in

Fig. 1 ein Blockschaltbild zur Erläuterung eines Digital-Analog-Wandlers gemäß der Erfindung;

Fig. 2 eine schematische Darstellung zur Erläuterung der Zeitkanäle für einen Fall, wo eine Zeitachse in Intervalle von Δ T unterteilt ist;

Fig. 3 eine schematische Darstellung zur Erläuterung von digitalen Daten im jeweiligen Zeitkanal;

Fig. 4 eine Darstellung zur Erläuterung der Anforderungen an ein Einheitsimpuls-Ansprechsignal beim erfindungsgemäßen Digital-Analog-Wandler;

Fig. 5(a) und 5(b) Darstellungen zur Erläuterung von Einheitsimpuls-Ansprechsignalwellenformen gemäß der Erfindung,

Fig. 6 und 7 Wellenformdiagramme von anderen Einheitsimpuls- Ansprechsignalwellen gemäß der Erfindung;

Fig. 8 bis 10 schematische Darstellungen zur Erläuterung der Wirkungsweise des erfindungsgemäßen Digital-Analog-Wandlers, nämlich

Fig. 8 ein Wellenformdiagramm von drei Einheitsimpuls-Ansprechsignalen von einem Funktionsgenerator;

Fig. 9 eine Darstellung einer Reihe von digitalen Daten;

Fig. 10 ein Wellenformdiagramm eines demodulierten analogen Signals;

Fig. 11 ein Blockschaltbild eines Funktionsgenerators;

Fig. 12 ein Blockschaltbild eines früheren Digital-Analog-Wandlers;

Fig. 13 ein Wellenformdiagramm von Wellenformen für den D/A-Wandler gemäß Fig. 12;

Fig. 14(a), 14(b) und 15 Darstellungen zur Beschreibung von Phasenverzerrungen und Wellenformverzerrungen bei dem frühreren Digital-Analog-Wandler;

Fig. 16 ein Blockschaltbild zur Erläuterung des Aufbaus eines Digital-Analog-Wandlers;

Fig. 17 ein Wellenformdiagramm von Einheitsimpuls-Ansprechsignalen;

Fig. 18(a), 18(b) und 18(c) Wellenformdiagramme von Teilwellensignalen, die zur Bildung eines Einheitsimpuls-Ansprechsignals verwendet werden;

Fig. 19 ein Wellenformdiagramm eines Einheitsimpuls-Ansprechsignals zur Beschreibung der Wirkungsweise eines anderen Digital-Analog-Wandlers; und in

Fig. 20 ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung der Unzulänglichkeiten von herkömmlichen Digital-Analog-Wandlern.

Das Prinzip der Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 2 bis 7 erläutert; danach wird ein Digital-Analog-Wandler gemäß der Erfindung im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben.

Wenn eine Zeitachse in vorgegebene Zeitintervalle Δ T unterteilt wird, wie es Fig. 2 zeigt, und ein diskreter Zeitsignalwert (Digitalwert) in jedem Zeitschlitz oder Zeitkanal T _K mit V _K bezeichnet wird, wobei

K = -∞ . . ., -4, . . ., 0, . . ., 4, . . . ∞

gilt, wie es in Fig. 3 dargestellt ist, dann wird ein kontinuierliches Signal entsprechend dem diskreten Zeitsignal RTS erhalten, indem man längs der Zeitachse Impulsansprechsignale überlagert, die mit den digitalen Daten V _K gewichtet sind, die von einem Augenblick zum nächsten eingegeben werden.

Bei einer Ausführungsform wird eine Bedingung vorgegeben, nämlich die Bedingung A, die verlangt, daß das Einheitsimpuls-Ansprechsignal durch die Punkte Pi mit i = 1 . . . 7 hindurchgeht, wie es Fig. 4 zeigt. Genauer gesagt, das Einheitsimpuls-Ansprechsignal ist ein Signal, welches eine Periode 3 · Δ T hat und die folgenden Werte annimmt:

0 zum Zeitpunkt t = 0
0 zum Zeitpunkt t = 0,5 · Δ T
0,5 zum Zeitpunkt t = 1 · Δ T
1 zum Zeitpunkt t = 1,5 · Δ T
0,5 zum Zeitpunkt t = 2 · Δ T
0 zum Zeitpunkt t = 2,5 · Δ T
0 zum Zeitpunkt t = 3 · Δ T.

Fig. 5 zeigt eine schematische Darstellung zur Beschreibung eines Einheitsimpuls-Ansprechsignals, welches die obige Bedingung A erfüllt, wobei Fig. 5(a) ein Einheitsimpulssignal zeigt und Fig. 5(b) ein Einheitsimpuls-Ansprechsignal Φ₀(t) zeigt.

Das Einheitsimpuls-Ansprechsignal Φ₀(t) läßt sich durch die nachstehende Gleichung ausdrücken:

Die obige Gleichung (1) gilt für den Fall, wo ein Einheitsimpuls-Ansprechsignal erzeugt wird, das die Bedingung A nur durch eine gerade Linie erfüllt. Wie in Fig. 6 dargestellt, kann jedoch die Bedingung A auch allein durch eine quadratische Funktion erfüllt werden. In diesem Falle läßt sich das Einheitsimpuls-Ansprechsignal Φ₀(t) durch die nachstehende Gleichung (2) beschreiben:

Die Anordnung kann jedoch auch so getroffen werden, daß die Bedingung A erfüllt wird, indem man eine gerade Linie und eine kubische Funktion verwendet, wie es Fig. 7 zeigt. In diesem Falle läßt sich das Einheitsimpuls-Ansprechsignal Φ₀(t) beschreiben durch die nachstehende Gleichung (3):

Weiterhin kann die Anordnung auch so getroffen werden, daß die Bedingung A nur durch eine kubische Funktion oder unter Verwendung einer geraden Linie und einer Sinusfunktion oder unter Verwendung einer geraden Linie und einer Tangensfunktion erfüllt wird.

Das Einheitsimpuls-Ansprechsignal Φ₀(t) läßt sich in den jeweiligen Fällen durch die nachstehenden Gleichungen (4), (5) sowie (6) beschreiben. Insbesondere kann das Einheitsimpuls-Ansprechsignal allein durch eine kubische Funktion ausgedrückt werden, die gemäß Gleichung (4) wie folgt aussieht:

Unter Verwendung einer Sinusfunktion läßt sich das Einheitsimpuls-Ansprechsignal gemäß Gleichung (5) wie folgt ausdrücken:

Verwendet man eine Tangensfunktion für das Einheitsimpuls-Ansprechsignal, so läßt sich dies gemäß Gleichung (6) wie folgt beschreiben:

Nachstehend wird der Digital-Analog-Wandler gemäß der Erfindung unter Bezugnahme auf Fig. 1 näher beschrieben. Wie in Fig. 1 dargestellt, weist der Digital-Analog-Wandler folgende Baugruppen auf: einen Datengenerator 10 mit einem Digitaldatengenerator 10 a und mit einem Zeitsteuerungsgenerator 10 b; einen Zwischenspeicher 11; einen Einheitsimpuls-Ansprechsignalgenerator 12 mit Funktionsgeneratoren 12 _-1, 12₀, 12₁ zur Erzeugung von Funktionen Φ₀(t + T), Φ₀(t) bzw. Φ₀(t - T); einen Multiplizierer 13 mit drei multiplizierenden D/A-Wandlern 13 _-1, 13₀ und 13₁, die an den Zwischenspeicher 11 sowie die einzelnen Funktionsgeneratoren des Einheitsimpuls-Ansprechsignalgenerators 12 angeschlossen sind; und einen Mischer 14 zur Kombination einer Vielzahl von Signalen M _-1, M₀ und M₁, die von dem Multiplizierer 13 geliefert werden, um ein analoges Ausgangssignal SA zu erzeugen.

Der Datengenerator 10 erzeugt ein Bittaktsignal BCLK, Datenzwischenspeicherungs-Impulssignale P _3N+1, . . ., P _3N+3 sowie ein ROM-Datenzwischenspeicherungs-Impulssignal LCK. Der Digitaldatengenerator 10 a erzeugt die digitalen Daten V _K gemäß Fig. 3 von beispielsweise 16 Bits zu den vorgegebenen Abtastzeiten bzw. in den vorgegebenen Zeitintervallen Δ T und speichert die drei letzten Werte von digitalen Daten V _-1, V₀ und V₁ nacheinander in den Zwischenspeicherschaltungen 11 _-1, 11₀ und 11₁ des Zwischenspeichers 11 ab, und zwar alle 3 · Δ T bezüglich des jeweiligen Wertes von Daten.

Die Frequenz des Bittaktsignals BLCK beträgt a · f _s , wobei a beispielsweise den Wert a = 64 hat, während die Abtastfrequenz dabei f _s = 1/Δ T beträgt. Die Periode der Datenzwischenspeicherungs-Impulssignale P _3N+1 bis P _3N+3 beträgt 3 · Δ T, wobei diese Zwischenspeicherungsimpulssignale nacheinander in Phase mit Δ T verschoben werden.

Der Zwischenspeicher 11 umfaßt drei Zwischenspeicherschaltungen 11 _-1, 11₀ und 11₁. Die digitalen Daten V _K , die vom Digitaldatengenerator 10 a alle Δ T erzeugt werden, werden nacheinander in zyklischer Weise in Abhängigkeit von den Datenzwischenspeicherungs-Impulssignalen P _3N+1 bis P _3N+3 gespeichert.

Genauer gesagt, die digitalen Daten, die vom Digitaldatengenerator 10 a alle Δ T erzeugt werden, werden zunächst in der Zwischenspeicherschaltung 11 _-1 gespeichert; dann wird der nächste Posten von digitalen Daten in der Zwischenspeicherschaltung 11₀ gespeichert; schließlich wird der nächste Posten von digitalen Daten in der Zwischenspeicherschaltung 11₁ gespeichert. Danach werden, ausgehend vom vierten Posten von Daten, die ditigalen Daten wieder zyklisch in den Zischenspeicherschaltungen 11 _-1 bis 11₁ gespeichert. Von diesem Punkt an wird der gleiche Speicherzyklus alle drei Posten von Daten durchgeführt.

Der Einheitsimpuls-Ansprechsignalgenerator 12 erzeugt wiederholt drei Einheitsimpuls-Ansprechsignale, beispielsweise gemäß Fig. 5(b) mit der Zeitkanalbreite 3 · Δ T, wobei die Zeitverzögerung verwendet wird, die der Abtastzeit Δ T äquivalent ist.

Das bedeutet, der Einheitsimpuls-Ansprechsignalgenerator 12 arbeitet mit seinen drei Funktionsgeneratoren 12₁ bis 12₁. Wie in Fig. 8 dargestellt, erzeugen die Funktionsgeneratoren wiederholt die jeweiligen Einheitsimpuls-Ansprechsignale Φ₀(t + Δ T), Φ₀(t) und Φ₀(t - Δ T) mit der Periode T = 3 · Δ T, die gemäß Fig. 8 sukzessive um Δ T verzögert sind.

Fig. 11 zeigt ein Blockschaltbild des Funktionsgenerators 12 _-1. Dieser Funktionsgenerator 12 _-1 umfaßt folgende Baugruppen: einen Zähler 21, dessen Zählausgang mit einem Rücksetzimpuls R _3N+1 gelöscht wird (wobei dies der gleiche Impuls ist wie der Datenzwischenspeicherungsimpuls P _3N+1), und der das Bittaktsignal BCLK mit der Frequenz a · f _s zählt (wobei f _s die Abtastfrequenz ist) und der ein Adressensignal AS eines ROM 22 erzeugt, der die nächste Stufe bildet; den ROM 22, der sequentiell in der Reihenfolge seiner Adressen die digitalen Werte der Funktionen Φ₀(t) speichert, die in den Intervallen 1/(a · f _s ) digitalisiert sind, und aus dem die digitalen Daten nacheinander aus den Speicherbereichen ausgelesen werden, die mit den Adressensignalen AS vom Zähler 21 angegeben worden sind, um dadurch die diskrete Funktion Φ₀(t) zu erzeugen; eine Zwischenspeicherschaltung 23 zur Zwischenspeicherung der vom ROM 22 ausgegebenen digitalen Daten; einen D/A-Wandler 24 zur Umwandlung des Ausgangssignals der Zwischenspeicherschaltung 23 in einen Strom Io mit einem Wert, der dem ihm eingegebenen digitalen Wert proportional ist; einen IV-Wandler oder Strom-Spannungs-Wandler 25 zur Umwandlung des Stromwerts Io vom D/A-Wandler 24 in ein Spannungssignal proportional zum Stromwert Io; einen Tiefpaßfilter 26 zur Umformung des Ausgangssignals vom Strom-Spannungs-Wandler 25 in ein glattes, kontinuierliches analoges Ausgangssignal; und einen Verstärker 27.

Die Funktionsgeneratoren 12₀ und 12₁ haben fast die gleiche Anordnung wie der Funktionsgenerator gemäß Fig. 11. Der einzige Unterschied besteht darin, daß der Zählausgang im entsprechenden Zähler 21 nicht durch den Rücksetzimpuls R _3N+1 zurückgesetzt wird, sondern durch die Rücksetzimpulse R _3N+2 bzw. R _3N+3, wobei es sich um die gleichen Impulse handelt wie die Datenzwischenspeicherungs-Impulssignale P _3N+2 und P _3N+3.

Der Multiplizierer 13 weist drei multiplizierende D/A-Wandler 13 _-1 bis 13₁ auf, die auch als MDAC bezeichnet werden. Der multiplizierende D/A-Wandler 13 _-1 multipliziert den Posten der in der Zwischenspeicherschaltung 11 _-1 gespeicherten digitalen Daten V _-1 mit dem Einheitsimpuls-Ansprechsignal Φ₀(t + Δ T) und liefert das Analogsignal M _-1. Der multiplizierende D/A-Wandler 13₀ multipliziert den in der Zwischenspeicherschaltung 11₀ gespeicherten Posten von digitalen Daten V₀ mit dem Einheitsimpuls-Ansprechsignal Φ₀(t) und liefert das Analogsignal M₀. Der multiplizierende D/A-Wandler 13₁ multipliziert den in der Zwischenspeicherschaltung 11₁ gespeicherten Posten von digitalen Daten V₁ mit dem Einheitsimpuls-Ansprechsignal Φ₀(t - Δ T) und liefert das Analogsignal M₁.

Der Mischer 14 hat den Aufbau eines herkömmlichen Addierers zur Kombination der Analogsignale M _-1 bis M₁, die von den multiplizierenden D/A-Wandlern 13 _-1 bis 13₁ als Ausgangssignale geliefert werden, und erzeugt das analoge Ausgangssignal SA.

Die Fig. 9 und 10 zeigen schematische Darstellungen für einen Fall, wo die Wellenform gemäß Fig. 5(b), also die durch Gleichung (1) ausgedrückte Wellenform als ein Einheitsimpuls-Ansprechsignal verwendet wird. Fig. 9 zeigt dabei eine Serie von digitalen Daten, und Fig. 10 zeigt eine demodulierte Analogsignalwellenform, die mit fettgedruckten Linien angegeben ist. Die dünnen ausgezogenen Linien in Fig. 10 bezeichnen die Funktion Φ₀(t + Δ T); die gestrichelten Linien bezeichnen Funktion Φ₀(t); und die strichpunktierten Linien bezeichnen die Funktion Φ₀(t - Δ T).

Wenn die Gleichung (1) als Einheitsimpuls-Ansprechsignal verwendet wird, so wird die Differentialwellenform des demodulierten Signals diskontinuierlich. Diese ist jedoch glatter als eine PAM-Wellenform oder Impulsamplitudenmodulations-Wellenform.

Wenn die Gleichung (2) für das Einheitsimpuls-Ansprechsignal verwendet wird und wenn D _N-1, D _N und D _N+1 die Werte von drei aufeinanderfolgenden Posten der letzten Daten in einem vorgegebenen Zeitkanal repräsentieren, dann läßt sich eine demodulierte Analogsignalwellenform L _N (t) in dem erwähnten Zeitkanal durch die nachstehende Gleichung beschreiben:

L _N (t) = D _N+1(-0.5t + t²) + D _N (-3.5t + 6t - 2t²) + D _N-1(7.5 - 5.5t + t²).

Wenn D _N-1 = D _N = D _N+1 = 1 gilt, so gilt auch L _N (t) = 1. Wenn ein 1-kHz-analoges Sinussignal mit einer Frequenz von 44,1 kHz abgetastet wird, so ist der Wert eines N-ten Postens von abgetasteten Daten D _N gegeben durch

D _N = sin(2π N/44.1) = sin(ω₀N).

Dementsprechend läßt sich das analoge Signal L _N (t) folgendermaßen ausdrücken:

L _N (t) = {-3.5sin ω₀N + 7.5sin ω₀(N - 1)} + {-5.5sin ω₀(N - 1) + 6sin ω₀N - 0.5sin ω₀(N + 1)}t
+ {sin ω₀(N - 1) - 2sin ω₀N + sin ω₀(N + 1)}t².

Wenn die Gleichung (2) als Einheitsimpuls-Ansprechsignal verwendet wird, so wird die Differentialwellenform des Einheitsimpuls-Ansprechsignals einen Punkt der Diskontinuität enthalten und dementsprechend auch das demodulierte Analogsignal bis zu einem gewissen Grade. Das demodulierte Analogsignal wird jedoch durch die abgetasteten Datenwerte (Abtastpunkte) hindurchgehen und im Vergleich mit dem Fall, wo die Gleichung (1) verwendet wird, glatter sein.

Wenn die Gleichung (3) als Einheitsimpuls-Ansprechsignal verwendet wird und wenn D _N-1, D _N und D _N+1 die Werte von drei aufeinanderfolgenden Posten der letzten Daten in einem vorgegebenen Zeitkanal repräsentieren, dann läßt sich eine demodulierte Analogsignalwellenform L _N (t) in dem genannten Zeitkanal durch die nachstehende Gleichung ausdrücken:

L _N (t) = D _N -1{2(t - 1.5)³ - 3(t - 1.5)² + 1} + D _N {-2(t - 0.5)³ + 3(t - 0.5)²} 0 t < 0.5Δ T

L _N (t) = D _N {2(t - 1.5)³ - 3(t - 1.5)² + 1} + D _N+1{-2(t - 0.5)³ + 3(t - 0.5)²} 0.5Δ T t < 1.0Δ T.

Wenn die Gleichung (3) als Einheitsimpuls-Ansprechsignal verwendet wird, so wird die Differentialfunktion des Einheitsimpuls-Ansprechsignals kontinuierlich sein. Infolgedessen wird das demodulierte Analogsignal ein glattes Signal sein, das durch die abgetasteten Datenwerte (Abtastpunkte) hindurchgeht, und frei von Stellen der Diskontinuität sein.

Wenn die Gleichung (4) als Einheitsimpuls-Ansprechsignal verwendet wird, so wird die Differentialfunktion des Einheitsimpuls-Ansprechsignals diskontinuierlich sein und daher bis zu einem gewissen Grade auch das demodulierte Analogsignal. Die Funktion wird jedoch durch die Abtastpunkte hindurchgehen und sie in glatter Weise verbinden.

Wenn die Gleichung (5) als Einheitsimpuls-Ansprechsignal verwendet wird und wenn D _N-1, D _N und D _N+1 Werte von drei aufeinanderfolgenden Posten der letzten Daten in einem vorgegebenen Zeitkanal repräsentieren, dann läßt sich eine demodulierte Analogsignalwellenform L _N (t) in dem genannten Zeitkanal durch die nachstehende Gleichung ausdrücken:

L _N (t) = D _N-1{0.5cos (t - 1.5)π + 0.5} + D _N {0.5sin (t - 1)π + 0.5} 0 t < 0.5Δ T

L _N (t) = D _N {0.5cos (t - 1.5)π + 0.5} + D _N+1{0.5sin (t - 1)π + 0.5} 0.5Δ T t < 1.0Δ T.

Wenn die Gleichung (5) als Einheitsimpuls-Ansprechsignal verwendet wird, wird die Differentialfunktion des Einheitsimpuls-Ansprechsignals kontinuierlich sein. Dementsprechend wird das demodulierte Analogsignal ein glattes Signal sein, das durch die Abtastpunkte hindurchgeht und das frei von Stellen der Diskontinuität ist. Eine Funktion sechsten Grades der folgenden Art kann auch als identische Funktion betrachtet werden, die durch sämtliche Punkte hindurchgeht, die in Fig. 4 dargestellt sind:

Φ₀(t) = -6.928 · 10³t⁶ + 1.35t⁵ + 6.62t⁴ + 10.44t³ - 5.02t² + 0.0638t + 0.2894 (7)

Die vorstehenden Erläuterungen gelten für einen Fall, wo für das Einheitsimpuls-Ansprechsignal Φ₀(t) festgelegt ist, daß es durch sämtliche Punkte Pi mit i =1 . . . 7 in Fig. 4 hindurchgeht. Es ist jedoch auch möglich, das Einheitsimpuls-Ansprechsignal so festzulegen, daß es durch die Punkte P 1, P 2, P 4, P 6, und P 7 hindurchgeht.

Wenn das verwendete Einheitsimpuls-Ansprechsignal in Form einer quadratischen Funktion mit dem Wert des Einheitsimpuls-Ansprechsignals an den Stellen t = 2Δ T verbunden ist, wobei für a die Beziehung 0 < a < 1 gilt, dann läßt sich dieses Signal durch die nachstehende Gleichung (8) beschreiben:

Wenn der Faktor a in dem Einheitsimpuls-Ansprechsignal gemäß Gleichung (8) geändert wird, wird es eine Änderung in der statischen Charakteristik, wie z. B. in der Frequenzcharakteristik und im Verzerrungsfaktor sowie bei der Tonqualität geben. Somit ist es möglich, einen gewünschten Wert für den Faktor a vorzugeben. Es darf darauf hingewiesen werden, daß dies mit der Gleichung (2) für den Fall a = 0,5 übereinstimmt. Außerdem wird man unter Berücksichtigung der Kontinuität des Einheitsimpuls-Ansprechsignals einen Faktor a = 4/7 haben.

Bei einer anderen Ausführungsform ist es auch möglich, ein Einheitsimpuls-Ansprechsignal vorzugeben, bei dem die Bedingung besteht, daß das Signal nur durch die Punkte P 1, P 4 und P 7 hindurchgeht. Die nachstehenden Gleichungen (9) bis (14) dienen hierfür als Beispiele:

Φ₀(t) = {0.54 + 0.46 cos [π (t/1.5 - 1)]} ⁿ (9)

Φ₀(t) = {0.5 + 0.5 cos [π (t/1.5 - 1)]} ⁿ (10)

Φ₀(t) = {0.42 + 0.5 cos [π (t/1.5 - 1)] + 0.08 cos [π (t/1.5 - 1)} ⁿ (11)

Φ₀(t) = {0.54 + 0.46 cos [π (t/1.5 - 1)]} ⁿ × {0.5 + 0.5 cos [π (t/1.5 - 1)} ^m (12)

Φ₀(t) = {0.54 + 0.46 cos [f (t/1.5 - 1)]} ⁿ × {0.42 + 0.5 cos [π (t/1.5 - 1) +
0.08 cos [2π (t/1.5 - 1)} ^m (13)

Φ₀(t) = {0.5 + 0.5 cos [π (t/1.5 - 1)]} ⁿ × {0.42 + 0.5 cos [π (t/1.5 - 1) +
0.08 cos [2π (t/1.5 - 1)} ^m (14).

Hierbei sind n und m willkürlich gewählt. Die Tonqualität kann durch Wahl dieser Zahlen fein eingestellt werden. Das Einsetzen eines Korrekturwertes C in die obigen Gleichungen ermöglicht es, die Gestalt des Einheitsimpuls-Ansprechsignals zu verändern und die Tonqualität fein einzustellen. Verwendet man beispielsweise die Gleichung (10), so erhält man:

Bei einer weiteren Ausführungsform sieht ein wirksames Einheitsimpuls-Ansprechsignal so aus, daß nur 3 · Δ T im Zentrum der herkömmlichen Ausführungsform (die bei 9 · Δ T endet) mit einer Fensterfunktion multipliziert wird. Ein Beispiel eines solchen Signals sieht folgendermaßen aus:

Somit werden gemäß der Erfindung drei Einheitsimpuls-Ansprechsignale mit Perioden 3 · Δ T nacheinander mit einer Phasendifferenz von Δ T zwischen ihnen erzeugt, wobei Δ T die Digitaldaten-Abtastzeit repräsentiert. Jedes Impulsansprechsignal hat einen Wert von

0 zum Zeitpunkt t = 0
0 zum Zeitpunkt t = 0,5 Δ T
1 zum Zeitpunkt t = 1,5 Δ T
0 zum Zeitpunkt t = 2,5 Δ T und
0 zum Zeitpunkt t = 3 Δ T.

Drei Posten der letzten digitalen Daten werden jeweils alle 3 · Δ T im Speicher gespeichert, jedes der Einheitsimpuls-Ansprechsignale wird mit diesen digitalen Daten multipliziert, und die Resultate werden gemischt und dann einer Digital-Analog-Wandlung unterworfen.

Dies macht es möglich, die Anzahl Baugruppen der Schaltung zu reduzieren, beispielsweise die Anzahl der Einheitsimpuls-Ansprechsignalgeneratoren und der multiplizierenden D/A-Wandler, so daß die Anordnung insgesamt in ihrem Raumbedarf verkleinert und hinsichtlich der Kosten reduziert weden kann. Außerdem können Pegelschwankungen unterdrückt sowie das Auftreten von sporadischen Nadelimpulsen im Audiobereich reduziert werden.

Gemäß der Erfindung ist es daher möglich, ein Einheitsimpuls-Ansprechsignal zu erhalten, das unter dem Aspekt des menschlichen Hörempfindens besonders wünschenswert ist. Da außerdem die digitalen Daten nur einmal durch die Zwischenspeicherschaltung hindurchgehen, erfolgt keine "Verunreinigung" oder Modulation der Daten. Da das Additionssystem klein ist, gibt es allenfalls eine geringfügige Modulation aufgrund einer Unsymmetrie des Systems. Infolgedessen ergibt sich eine ausgezeichnete Tonqualität.

Da die erfindungsgemäße Anordnung einen einfachen Aufbau hat, gibt es wenige Stellen, die eine Einstellung erfordern, so daß sich die Tonqualität leicht einstellen läßt.

Claims (5)

1. Digital-Analog-Wandler, gekennzeichnet durch

• - einen Einheitsimpuls-Ansprechsignalgenerator (12) zur Erzeugung eines Einheitsimpuls-Ansprechsignals, das mit einer Periode von 3 · Δ T zu einem Zeitintervall Δ T gebildet wird, wobe Δ T die Abtastzeit von digitalen Daten repräsentiert;
• - einen Datengenerator (10) zur Erzeugung der digitalen Daten in dem vorgegebenen Zeitintervall;
• - drei Speicher (11), um nacheinander drei letzte Posten der digitalen Daten von den vom Datengenerator erzeugten digitalen Daten zu speichern;
• - drei multiplizierende D/A-Wandler (13) zum Multiplizieren der jeweiligen Einheitsimpuls-Ansprechsignale mit den digitalen Daten, die in den vorgegebenen Speichern gespeichert sind, und zur Lieferung der Ergebnisse der Multiplikation; und
• - einen Mischer (14) zur Kombination der Ausgangssignale von den drei Multiplizierenden D/A-Wandlern in ein Analogsignal, das als Ausgangssignal abgegeben wird.

2. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Einheitsimpuls-Ansprechsignalgenerator (12) erste, zweite und dritte Funktionsgeneratoren (12 _-1 . . . 12₁) aufweist, um nacheinander Einheitsimpuls-Ansprechsignale Φ₀(t) der Periode 3 · Δ T zu erzeugen, die nacheinander in ihrer Phase um das Zeitintervall Δ T verzögert sind.

3. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Funktionsgenerator (12 _-1) das Einheitsimpuls-Ansprechsignal in der Weise erzeugt, daß das Signal folgende Werte annimmt: 0 zum Zeitpunkt t = 0
1 zum Zeitpunkt t = 1,5 · Δ T und
0 zum Zeitpunkt t = 3 · Δ T

4. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Funktionsgenerator (12 _-1) das Einheitsimpuls-Ansprechsignal in der Weise erzeugt, daß das Signal folgende Werte annimmt: 0 zum Zeitpunkt t = 0
0 zum Zeitpunkt t = 0,5 · Δ T
1 zum Zeitpunkt t = 1,5 · Δ T
0 zum Zeitpunkt t = 2,5 · Δ T und
0 zum Zeitpunkt t = 3 · Δ T.

5. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Funktionsgenerator (12 _-1) das Einheitsimpuls-Ansprechsignal in der Weise erzeugt, daß das Signal folgende Werte annimmt: 0 zum Zeitpunkt t = 0
0 zum Zeitpunkt t = 0,5 · Δ T
0,5 zum Zeitpunkt t = Δ T
1 zum Zeitpunkt t = 1,5 · Δ T
0,5 zum Zeitpunkt t = 2 · Δ T
0 zum Zeitpunkt t = 2,5 · Δ T und
0 zum Zeitpunkt t = 3,0 · Δ T.