DE3914863A1

DE3914863A1 - Steuersystem fuer einen kraftfahrzeugladegenerator

Info

Publication number: DE3914863A1
Application number: DE3914863A
Authority: DE
Inventors: Katsuji Marumoto; Keiichi Mashino; Akiteru Ueda
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1988-05-06
Filing date: 1989-05-05
Publication date: 1989-11-23
Also published as: US5105143A; JPH0681430B2; KR890017859A; JPH01283030A

Description

Die Erfindung betrifft ein Steuersystem für einen Ladegenerator, insbesondere ein Steuersystem für die Ausgangsspannung eines Ladegenerators eines Kraftfahrzeugs, der geeigneterweise für die Aufladung der Batterie des Kraftfahrzeugs verwendet wird.

In den vergangenen Jahren sind in großem Umfang Steuersysteme für einen Kraftfahrzeugladegenerator verwendet worden, bei denen das Belastungszeitverhältnis des Feldstromes durch einen Unterbrecher gesteuert wird. Ein solches Steuersystem für eine Kraftfahrzeuglichtmaschine ist aus JP 51-25 715-A (28. August 1974, Nippon Denso Co., Ltd.), aus JP 55-18 839-A (25. Juli 1978, Nippon Denso Co., Ltd.) und aus JP 57-22 338-A (11. Juli 1980, Hitachi Ltd.) bekannt. Alle diese Systeme benutzen ein Verfahren mit fester Frequenz, bei dem die Unterbrecherperiode zur Steuerung des Feldstromes konstant gehalten wird.

Bei dem System mit fester Frequenz, in dem die Pulsation des Feldstromes (Brumm) vom Belastungszeitverhältnis des Schaltbetriebes abhängt, werden die Betriebseigenschaften der elektrischen Anlage durch die Pulsation der Ausgangsspannung des Generators negativ beeinflußt. Unter ungünstigen Brummbedingungen des Feldstromes kann die Ausgangsspannung des Generators vertikale Schwankungen aufweisen. In einem solchen Fall kann das Fahrlicht oder ähnliches unerwünscht flackern. Zur Verringerung des Brumms könnte man die Schaltfrequenz des Unterbrechers erhöhen. Wenn jedoch die Schaltfrequenz derart erhöht wird, daß sie synchron zur Pulsfrequenz (Brumm) der Ausgangsspannung ist, wird der Steuerbetrieb instabil. Eine weitere Erhöhung der Frequenz würde aufgrund der Hochfrequenzkomponenten, die in einem Radioempfänger mit Rauschen vermischt werden, eine Funktstörung hervorrufen.

Wird andererseits der Aufbau einer Steuerschaltung genau untersucht, so stellt sich heraus, daß das Problem in der Kapazität eines Kondensators in einer Zeitkonstanten-Schaltung der Signalquelle einer Pulsdauermodulation (PDM) liegt. Mit anderen Worten, der Versuch des Aufbaus einer Schaltung mit IC's ist aufgrund der großen Kapazität eines Kondensators auf Schwierigkeiten gestoßen.

Es ist daher die Aufgabe der Erfindung, die Pulsation (Brumm) des Feldstromes eines Kraftfahrzeugladegenerators ungeachtet des Belastungszeitverhältnisses konstant zu halten, wodurch das aufgrund der Pulsation der Ausgangsspannung des Generators hervorgerufene Flackern des Fahrlichtes oder anderer Lasten vermieden wird.

Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, ein Steuersystem für einen Kraftfahrzeugladegenerator zu schaffen, das leicht als Einchip-IC ausgebildet werden kann, wobei in dem IC in einer PDM-Steuerschaltung oder ähnlichem ein Kondensator von kleiner Kapazität verwendet wird.

Diese Aufgaben werden erfindungsgemäß durch ein Steuersystem für einen Kraftfahrzeugladegenerator gelöst, in dem der Feldstrom des Ladegenerators durch ein System mit variabler Frequenz gesteuert wird, wobei in diesem System die Frequenz eines Unterbrechers entsprechend dem Belastungszeitverhältnis der für den Feldsteuerungs-Unterbrecher vorgesehenen PDM-Steuereinrichtung mit variabler Frequenz, gesteuert wird; vorzugsweise wird in dem erfindungsgemäßen Steuerungssystem die Frequenz f des Unterbrechers entsprechend der Sekundärfunktion α (1-α) des Belastungszeitverhältnisses α gesteuert.

In der PDM-Steuerschaltung des Unterbrechers wird die Kapazität des Kondensators und der Widerstandswert der PDM-Signalerzeugungsschaltung mittels Rückkopplung einer Ausgangsspannung an den Eingang verringert, indem sie geeignet unterteilt werden, wodurch eine PDM-Wellenform erzeugt wird. Diese Einrichtung erleichtert die Ausbildung einer aus IC's aufgebauten Steuerschaltung für ein Steuersystem eines Kraftfahrzeugladegenerators.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezug auf die Zeichnungen näher erläutert; es zeigen

Fig. 1 ein den allgemeinen Aufbau des erfindungsgemäßen Kraftfahrzeugladegeneratorsystems darstellendes Diagramm;

Fig. 2 ein das Ladegeneratorsteuersystem gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung darstellendes Diagramm;

Fig. 3 ein das Ladegeneratorsteuersystem gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung darstellendes Diagramm;

Fig. 4 Wellenformen zur Erläuterung des Betriebes des erfindungsgemäßen Steuersystems;

Fig. 5 u. 6 Kennliniendarstellungen zur Erläuterung des Betriebes des erfindungsgemäßen Steuersystems;

Fig. 7 eine schematische Darstellung der Ausführungsform von Fig. 2;

Fig. 8 eine schematische Darstellung der Ausführungsform von Fig. 3;

Fig. 9 Wellenformen zur Erläuterung der Schaltung, die den in Fig. 7 gezeigten Aufbau besitzt;

Fig. 10 eine Kennliniendarstellung zur Erläuterung des Betriebes der Schaltung, die den in Fig. 7 gezeigten Aufbau besitzt;

Fig. 11 Wellenformen zur Erläuterung des Betriebes der Schaltung, die den in Fig. 8 gezeigten Aufbau besitzt;

Fig. 12 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform des in Fig. 3 gezeigten PDM-Steuersystems mit variabler Frequenz;

Fig. 13 u. 14 Kennliniendarstellungen zur Erläuterung des Betriebes der Schaltung, die den in Fig. 12 gezeigten Aufbau besitzt;

Fig. 15 eine eine weitere Ausführungsform der in Fig. 2 gezeigten Schaltung erläuternde schematische Darstellung;

Fig. 16 eine Darstellung von Wellenformen, mit denen der Betrieb der Schaltung erklärt wird, die den in Fig. 15 gezeigten Aufbau besitzt;

Fig. 17 eine Darstellung von Wellenformen, mit denen der Betrieb des erfindungsgemäßen Steuersystems erläutert wird; und

Fig. 18, 19A u. 19B Blockschaltbilder weiterer Ausführungsformen des erfindungsgemäßen PDM-Steuersystems mit variabler Frequenz.

Nun wird das erfindungsgemäße Steuersystem für einen Kraftfahrzeugladegenerator im einzelnen beschrieben. Fig. 1 ist eine Darstellung, die den allgemeinen Aufbau eines Kraftfahrzeugladegeneratorsystems zeigt, bei dem eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Steuersystems für einen Kraftfahrzeugladegenerator angewendet werden kann. Dieser allgemeine Aufbau weist einen Generator 1, eine Ankerwicklung 2, eine Feldwicklung 3, einen Zweiweggleichrichter 4, ein Steuersystem 5, einen Tastschalter 6, eine Batterie 7 und eine Last 8, etwa das Fahrlicht, auf.

Der Generator 1 weist die Dreiphasenankerwicklung 2, die Feldwicklung 3 und den Dreiphasen-Zweiweggleichrichter 4 zur Umwandlung der Wechselstromausgabe der Ankerwicklung in einen Gleichstrom auf und wird durch einen (nicht gezeigten) Motor angetrieben. Die Ausgangsspannung des Generators 1 wird durch die Steuerung des in die Feldwicklung 3 fließenden Stromes mittels des Steuersystems 5 gesteuert und dazu benutzt, die Batterie 7 aufzuladen oder an die Last 8 elektrische Leistung zu liefern. Das Steuersystem 5 wird durch Drehen des Motorzündschlüssels 6 betätigt.

Der allgemeine Aufbau einer erfindungsgemäßen Ausführungsform des Steuersystems für einen Kraftfahrzeugladegenerator ist in Fig. 2 gezeigt. Es stellt beispielhaft den erfindungsgemäßen Aufbau dar, wie es in dem in Fig. 1 gezeigten Steuersystem 5 verwendet wird. In allen Zeichnungen bezeichnen gleiche Bezugsziffern die gleichen Teile.

Wie in Fig. 2 gezeigt, weist das Steuersystem 5 eine Spannungssteuereinrichtung 51, eine PDM-Steuereinheit 52 mit variabler Frequenz, einen Unterbrecher 53, der aus einem Schaltelement wie etwa einem Leistungstransistor oder einem FET hergestellt ist und der Steuerung des Schaltens des in die Feldwicklung 3 fließenden Stromes dient, und eine Konstantspannungs-Energieversorgungseinheit 54 zur Lieferung einer Quellenspannung V _cc an die Spannungssteuereinrichtung 51 und die PDM-Steuereinheit 52 auf. Diese Einheiten 51 bis 54 bilden die Steuereinheit 5. Die anderen Teile des Aufbaus sind mit den in Fig. 1 gezeigten identisch.

Die Spannungssteuereinrichtung 51 weist Spannungsteilerwiderstände R₁ und R₂ zum Teilen der Quellenspannung V _CC der Konstantspannungs-Energieversorgungseinheit 54 und zum Erzeugen eines Sollwertes V _BC der Ladespannung der Batterie 7 (Ausgangsspannung des Generators 1), Eingangsspannungsteilerwiderstände R₃ und R₄ zur Rückkopplung der Batteriespannung V _B und einen Operationsverstärker A₁ auf, wobei der Operationsverstärker A₁ Eingangswiderstände R₄, bis R₆ enthält, die zusammen mit einem Widerstand R₇ und einem Kondensator C₁ im Rückkopplungsbereich eine Proportional-Integral-Regelung bilden.

Die PDM-Steuereinheit 52 weist einen Operationsverstärker A₂ auf, der zusammen mit einem Eingangswiderstand R₈ und einem Rückkopplungskondensator C₂ einen Integrator bildet. Dieser Integrator arbeitet so, daß er einerseits die Eingangsspannung E₀₂ integriert und andererseits zwischen der durch die Eingangswiderstände R₉ und R₁₀ geteilten Eingangsspannung E₁ und der anderen Eingangsspannung E₀₂ Additionen oder Subtraktionen ausführt. Weiterhin weist die PDM-Steuereinheit 52 in der nachfolgenden Stufe einen Operationsverstärker A₃ auf. Die Ausgabe E _I des Operationsverstärkers (Integrator) A₂ wird an die positive Klemme des Operationsverstärkers A₃ angelegt, während die Ausgabe des Operationsverstärkers A₃ E₀ über einen Rückkopplungswiderstand R₁₂ an dessen positive Klemme rückgekoppelt wird, so daß ein Komparator mit einer Hysterese entsteht. Der Betriebspegel dieses Komparators wird durch die Quellenspannungg V _CC, die durch die Teilerwiderstände R₁₃ und R₁₄ geteilt wird und über einen Eingangswiderstand R₁₅ an die negative Klemme angelegt wird, festgelegt. In einer so aufgebauten, aus einem Integrator und einem Komparator bestehenden kombinierten Schaltung wird die durch Teilung der Ausgabe E₀ des Komparators mittels Teilerwiderstände R₁₆ und R₁₇ erhaltene Ausgabe E₀₂ an den Integrator angelegt und rückgekoppelt, so daß die Schaltung als Selbsterregungsoszillator arbeitet und Rechteckwellen erzeugt. (Weiter unten wird dessen Betrieb im einzelnen erläutert).

In Fig. 3 ist eine weitere Ausführungsform der Steuereinheit 5 gezeigt, die der in Fig. 2 gezeigten ähnlich ist. Die in Fig. 3 gezeigte Ausführungsform unterscheidet sich von der in Fig. 2 gezeigten durch eine PDM-Steuerschaltung 52′ mit variabler Frequenz. Diese Schaltung wird nun beschrieben.

In der PDM-Steuereinheit 52′ bilden ein Operationsverstärker A₂, ein Widerstand R₈ und ein Kondensator C₂ einen Integrator zur Integration der Eingangsspannung. Dieser Integrator führt außerdem zwischen der über einen Eingangswiderstand R₉ angelegten Eingangsspannung E₁ und der über einen weiteren Eingangswiderstand R₈ angelegten Spannung E₀ Additionen oder Subtraktionen aus. Der Operationsverstärker A₃ in der nachfolgenden Stufe bildet einen Komparator mit Hysterese, an dessen positive Klemme über einen Eingangswiderstand R₁₁ die Ausgabe E _I des Operationsverstärkers (Integrator) A₂ und über einen Rückkopplungswiderstand R₁₈ dessen Ausgabe E₀ durch Rückkopplung angelegt wird. Als Betriebspegel dieses Komparators wird die Quellenspannung V _CC, die durch die Teilerwiderstände R₁₉ und R₂₀ geteilt wurde, über einen Eingangswiderstand R₂₁ an dessen negative Klemme angelegt. In der so aufgebauten, aus einem Integrator und einem Komparator bestehenden kombinierten Schaltung wird die Ausgabe E₀ des Komparators an den Eingang des Integrators rückgekoppelt, so daß diese Schaltung als Selbsterregungsoszillator arbeitet und Rechteckwellen erzeugt. (Der Betrieb dieser Schaltung ist grundsätzlich mit der in Fig. 2 gezeigten identisch). Das offensichtliche Unterscheidungsmerkmal dieser Ausführungsform von der in Fig. 2 gezeigten besteht darin, daß die Rückkopplungsspannung der an den Operationsverstärker A₂ gelieferten Ausgabe des Operationsverstärkers A₃ direkt an den Eingangswiderstand R₈ des Operationsverstärkers A₂ angelegt wird, ohne daß sie geteilt wird. Der Unterschied in den Auswirkungen dieser beiden Ausführungsformen wird später beschrieben.

Der Unterbrecher 53 weist einen Schalt-Leistungstransistor T₁, einen Treibertransistor T₂ und eine Schwungraddiode D₁ zur Steuerung der Schaltung des in die Feldwicklung 3 fließenden Stromes auf. Der Unterbrecher kann alternativ ein Schaltelement wie etwa ein FET sein.

In dem in den Fig. 2 und 3 gezeigten Aufbau bewirkt die Spannungssteuerschaltung 51 eine Rückkopplungssteuerung, so daß die tatsächliche Batteriespannung (Ausgangsspannung des Generators) V _B mit einem Sollwert der Batterieaufladespannung (Sollwert der Ausgangsspannung des Generators) V _BC zur Übereinstimmung gebracht werden kann; außerdem legt diese Spannungssteuerschaltung 51 die Differenzspannung E₁ zwischen der V _BC festsetzenden Spannung (Sollspannungswert) und der Batteriespannung V _B an die PDM-Steuereinheit mit variabler Frequenz 52 (oder 52′ in allen unten behandelten Fällen) an.

Entsprechend dieser Differenzspannung E₁ erzeugt die PDM-Steuereinheit 52 eine Ein/Aus-Ausgabe E₀ von pulsdauermodulierten (PDM-)Impulsen, so daß sie über den Unterbrecher 53 eine intermittierende Impulsspannung vf , wie sie in Fig. 4 gezeigt ist, an die Feldwicklung 3 des Generators 1 liefert.

Fig. 4 ist eine Darstellung zur Erläuterung der Beziehung zwischen der Impulsspannung vf des Unterbrechers 53 und dem Feldstrom if . Diese Darstellung zeigt, daß die Impulsspannung vf mit der gleichen Amplitude wie die Batteriespannung V _B einen durch den Feldstrom if dargestellten Pulsationsstrom hervorruft, der in die Feldwicklung 3 fließt. Aufgrund des Einflusses der Induktivität der Feldwicklung 3 und der Schwungraddiode D₁ besitzt der Pulsationsstrom, wie gezeigt, eine sich stetig ändernde Wellenform.

Das Belastungszeitverhältnis α (= t₁/(t₁ + t₂)) stellt die Beziehung zwischen der EIN-Dauer t₁ und der AUS-Dauer t₂ der Impulsspannung vuf dar, das heißt die Beziehung zwischen der EIN-Dauer und der Periode t₁ + t₂; wenn dieses Belastungszeitverhältnis geändert wird, so ändert sich auch der Feldstrom if (das heißt der mittlere Strom If).

Wenn if _max den Maximalwert des Feldpulsationsstromes if , if _min dessen Minimalwert und If dessen Mittelwert (daß heißt den Durchschnittsstrom) bezeichnen, so werden die Pulsation (Brumm Δ if des Feldstromes und die Pulsationsrate μ₁ (= Δ if/If) hiervon wie folgt ausgedrückt:

Δ if = if _max-if_min, (1)

μ₁ = if/If = (if _max-if_min)/If. (2)

Die Pulsation (Brumm) Δ if und Pulsationsrate μ₁ = Δ if/If des in der Schaltung von Fig. 1 auftretenden Feldstromes if (Durchschnittsstrom If) werden unter Berücksichtigung von Schaltungskonstanten im allgemeinen durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt:

Δ if = V _B · α (1-a)/L · f, (3)

μ₁ = V _B · α (1-α)/L · If · f: (4)

hierbei ist V _B die Batteriespannung, α das Belastungszeitverhältnis der Feldimpulsspannung, L die Induktivität der Feldwicklung, f die Feldimpulsfrequenz und If der mittlere Feldstrom.

Angenommen, die Impulsfrequenz (Unterbrecherfrequenz) Δ f ist fest. Aus Gleichung (3) folgt, daß die Pulsation (Brumm) Δ if eine Kennlinie besitzt, die durch die Strichpunktlinie des Betriebskennliniendiagramms von Fig. 5 wiedergegeben wird; sie zeigt die Beziehung zwischen dem Belastungszeitverhältnis α des Unterbrechers 53 und der Pulsation (Brumm) Δ if des Feldstromes if . Aus dem Diagramm wird deutlich, daß, wenn die Impulsfrequenz den festen Wert f besitzt, eine Sekundärfunktion-Kennlinie auftritt, bei der sich die Pulsation Δ if in Abhängigkeit vom Belastungszeitverhältnis α derart ändert, daß Δ if Null ist, wenn α = 0 oder 1 ist und daß Δ if für α = 0,5 maximal wird.

Daher wird die Beziehung zwischen der variablen Impulsfrequenz (variable Unterbrecherfrequenz) f und dem Belastungszeitverhältnis α durch die folgende Sekundärfunktionsgleichung dargestellt:

f = K₁ · α (1-α), (6)

wobei K₁ eine Konstante ist.

Die Gleichung (6) stellt die Umkehrfunktion der Gleichungen (3) und (4) dar.

Aus Gleichung (6) wird deutlich, daß die variable Frequenz f eine durch die durchgezogene Linie des Betriebskennliniendiagramms von Fig. 6 dargestellte Kennlinie besitzt; sie zeigt die Beziehung zwischen dem Belastungszeitverhältnis α des Unterbrechers 53 mit variabler Frequenz und der in den Fig. 2 und 3 auftretenden Frequenz.

Die variable Frequenz weist in diesem Fall eine Sekundärfunktion-Kennlinie auf, bei der f Null wird, wenn α = 0 oder 1 wird und bei der f für α = 0,5 maximal wird.

In diesem Fall kann mit Hilfe der Gleichungen (3) und (6) die Pulsation Δ if wie folgt ausgedrückt werden:

Δ if = V _B/L · K₁. (7)

Aus Gleichung (7) folgt, daß die Pulsation (Brumm) Δ if der Frequenz f ungeachtet des Belastungszeitverhältnisses α konstant ist, wie durch die durchgezogene Linie in Fig. 5 gezeigt ist. Anstelle der in Gleichung (6) angegebenen Sekundärfunktion des Belastungszeitverhältnisses kann die variable Frequenz f alternativ eine angenähert trapezförmige oder trigonometrische Funktion des Belastungszeitverhältnisses α sein. Dieses Näherungsfunktion-Verfahren wird weiter unten im einzelnen erläutert.

Wenn auf diese Weise gemäß der durch Gleichung (6) gegebenen Sekundärfunktion der Unterbrecher 53 der PDM-Steuerung mit variabler Frequenz unterworfen wird, kann die Pulsation (Brumm) Δ if oder die Pulsationsrate μ₁ des Feldstromes if der Feldwicklung 3 ungeachtet des Belastungszeitverhältnisses einen festen Wert annehmen.

Nun wird mit Bezug auf die Fig. 7 und 8 der auf der Gleichung (6) basierende Betrieb der PDM-Steuereinheit 52 mit variabler Frequenz zur gleichzeitigen Steuerung der Frequenz und des Belastungszeitverhältnisses des Unterbrechers 53 relativ zueinander im einzelnen erläutert.

Die Fig. 7 und 8 zeigen Basisschaltungen der PDM-Steuereinheiten mit variabler Frequenz 52 bzw. 52′ der Fig. 2 bzw. 3. Jede Schaltung weist einen Integrator und einen Komparator auf. Das Merkmal der in Fig. 7 gezeigten Ausführungsform (Fig. 2) besteht darin, daß der Widerstandswert und die Kapazität des Kondensators für die Festlegung der Integrationszeitkonstanten des Integrators verringert werden. Insbesondere wird für kleine Widerstands- und Kapazitätswerte eine kleinere Chipfläche benötigt, so daß der Vorteil darin besteht, daß der Kondensator und ähnliches in einem IC eingebaut werden können.

In Fig. 7 bezeichnet das Bezugszeichen 52 a einen Integrator und das Bezugszeichen 52 a einen Komparator mit Hysterese. Die Ausgabe E _I des Integrators 52 a wird in den Komparator 52 b eingegeben. Die Spannungsteilerschaltung 52 c erzeugt eine Spannung E₀₂, die sich aus den Teilen der Ausgabe E₀ des Komparators 52 b in 1/n₀-Bruchteile ergibt. Die Differenz zwischen der Spannung E₀₂ und der Steuereingangsspannung (Analoggröße) E₁ wird für die Selbsterregung in den Integrator 52 a eingegeben.

Genauer wird die PDM-Ausgangsspannung E₀ der PDM-Steuereinheit 52, die auf 1/n₀ (E₀₂ = E₀/n₀), oder insbesondere auf

R₁₀/(R₉ + R₁₀) = R₁₇/(R₁₆ + R₁₇) = 1/n₀

verringert worden ist, über einen Eingangswiderstand R₈ an den den Operationsverstärker A₂ enthaltenden Integrator geliefert. Folglich wird der Ladestrom des Integrationskondensators C₂ auf 1/n₀ verringert, wodurch die Ladezeit verlängert wird. Bei gleicher Länge der Ladezeit kann daher die Kapazität des Kondensators durch Verringern von E₀ auf 1/n₀ im Vergleich zu dem Fall, in dem E₀ rückgekoppelt wird, auf 1/n₀ verringert werden.

In der in Fig. 9 gezeigten Operationswellenform wird die Ausgabe E _I des Integrators durch die Beziehung der folgenden Gleichung (8) ausgedrückt:

E _I = t · E₁-E₀)/n₀. (8)

Unter der Annahme, daß der in Fig. 9 gezeigte Abfall der Spannung E _I vom Maximum E _a zum Minimum E _b ein Zeitintervall t₁ benötigt, folgt aus Gleichung (8) für dieses Zeitintervall t₁ die folgende Gleichung (9):

t₁ = Δ E/[(V _CC-E₁)/n₀] = Δ E · n₀/(V _CC-E₁). (9)

Ebenso wird das Zeitintervall t₂, das die Spannung E _I benötigt, um vom Minimum E _b das Maximum E _a zu erreichen, folgendermaßen ausgedrückt:

t₂ = Δ E/(E₁/n₀) = Δ E · n₀/E₁. (10)

Aus den Gleichungen (9) und (10) ergibt sich das Belastungszeitverhältnis α und die Frequenz f des PDM-Signales wie folgt:

α = t₁/(t₁ + t₂) = [Δ E · n₀/(V _CC-E₁)]/[(Δ E · n₀/(V _CC-E₁)) + E · n₀/E₁)] = E₁/V _CC, (11)

f = 1/(t₁ + t₂) = 1/[Δ E · n₀/(V _CC-E₁)) + (Δ E · n₀/E₁)] = (V _CC-E₁)E₁/Δ E · V _CC · n₀. (12)

Wird zum Zwecke der Elimination von E _I die Gleichung (11) in die Gleichung (12) eingesetzt, so ergibt sich die folgende Gleichung (13):

f = α (1-α) · V _CC/(Δ E · n₀). (13)

Die Gleichungen (11) und (13) zeigen, daß das Belastungszeitverhältnis a proportional zur Eingangsspannung E₁ ist, wenn die Sekundärfunktion von α zur Frequenz f in einer Beziehung steht, in der f seinen Maximalwert dann annimmt, wenn sich das Belastungszeitverhältnis α dem Wert 0,5 nähert. In diesem Fall wird die Frequenz f durch das Verhältnis zwischen der PDM-Ausgangsspannung E₀ und der Eingangsspannung E₀₂ des Integrators, also durch n₀ = E₀/E₀₂ bestimmt. Das heißt, daß die Frequenz f durch Erhöhen des Wertes n₀ ohne Erneuerung des Zustandes des Kondensators C₂ des Integrators verringert wird.

In Fig. 10 ist ein Beispiel der oben erwähnten PDM- Steuerkennlinie bei kleiner Kapazität gezeigt. In diesem Diagramm stellt die Abszisse die auf 1/n₀ verringerte PDM-Ausgangsspannung E₀₂ und die Ordinate den Maximalwert (Frequenz für das Belastungszeitverhältnis α = 0,5) f _max der in Gleichung (13) angegebenen PDM-Frequenz f dar. Das Diagramm zeigt eine Kennlinie, bei der der Widerstand R₈ konstant gehalten wird und die Kapazität des Integrationskondensators C₂ als Parameter fungiert.

Aus Fig. 10 wird deutlich, daß die Kapazität des Integrationskondensators C₂ bei gleicher Frequenz durch Verringerung der Integrationsspannung E₀₂ verringert wird, falls die maximale PDM-Frequenz auf f _max gesetzt wird.

Nun wird die in Fig. 8 gezeigte Ausführungsform erläutert. Diese Ausführungsform weist einen Integrator 52 a und einen Komparator mit Hysterese 52 b auf. Die Ausgabe E _I des Integrators 52 a wird an den Komparator 52 b geführt, anschließend wird die Differenz zwischen der Ausgabe E₀ des Komparators 52 b und einer Steuereingangsspannung (Analoggröße) E₁ zum Zwecke der Selbsterregung an den Integrator 52 a geführt. In Fig. 11 sind Wellenformen der Komparatorausgabe E₀ und der Integratorausgabe E _I gezeigt. In diesem Aufbau ist die Integratorausgabe E _I als Funktion der Komparatorausgabe E₀ durch die folgende Gleichung (14) gegeben, wobei die entsprechende Wellenform in Fig. 11 gezeigt ist:

E _I = (E₁-E₀) · t, (14)

wobei t die Zeit darstellt. Wenn die Integratorausgabe E _I durch die Steuereingabe E₁ erhöht wird und den Wert E _a erreicht, während die Komparatorausgabe E₀ den Wert 0 erreicht, so ist die Komparatorkennlinie von der Art, daß die Komparatorausgabe E₀ den Wert V _CC annimmt, wodurch die Integratorausgabe E _I verringert wird. Wenn die Spannung E _I das Zeitintervall t₁ benötigt, um vom Wert E _a auf den Wert E _b abzufallen, so ist in diesem Prozeß das Zeitintervall t₁ anhand der Gleichung (14) durch die folgende Gleichung (15) gegeben:

t₁ = Δ E/(V _CC-E₁), (15)

wobei Δ E = E _a-E_b ist; wenn die Integratorausgabe E _I den Wert E _b erreicht, veranlaßt die Komparatorkennlinie mit der Hysterese die Komparatorausgabe E₀, auf 0 abzufallen. Folglich wird die Integratorausgabe E _I durch die Steuereingabe E₁ erhöht. Wenn andererseits die Spannung E _I das Zeitintervall t₂ benötigt, um von E _b auf E _a anzusteigen, so ist dieses Zeitintervall t₂ wie folgt gegeben:

t₂ = Δ E/E₁. (16)

Wenn während des Zeitintervalles t₁ das Potential den Wert V _CC und während des Zeitintervalles t₂ den Wert 0 hat, so nimmt die Ausgabe E₀ des Komparators 52 b die Form eines Rechteckwellenimpulses an. Wenn das Belastungszeitverhältnis dieser Rechteckimpulsspannung E₀ und deren Frequenz f ist, so sind und f mittels der Gleichungen (15) und (16) durch die folgenden Gleichungen gegeben:

a t₁/(t₁ + t₂) = [Δ E/(V _CC-E₁)]/[Δ E/(V _CC-E₁) + Δ E/E₁] = E₁/V _CC, (17)

f = 1/(t₁ + t₂) = 1/[Δ E/(V _CC - E₁) + Δ E/E₁] = (V _CC-E₁) · E₁/Δ E · V _CC. (18)

Wird zum Zwecke der Elimination von E _I die Gleichung (17) in die Gleichung (18) eingesetzt, so ergibt sich:

f = (V _CC/Δ E) · α(1-α). (19)

Aus Gleichung (17) wird deutlich, daß bei konstanter Quellenspannung V _CC das Belastungszeitverhältnis proportional zur Steuereingangsspannung E₁ ist. Aus Gleichung (19) folgt außerdem, daß bei der aufgrund der Kennlinie des Komparators 52 B konstanten Spannungsdifferenz Δ E die Frequenz f als Sekundärfunktion des Belastungszeitverhältnisses α, die äuivalent zur Gleichung (6) ist, dargestellt wird, so daß sie eine Kennlinie besitzt, die der in Fig. 6 gezeigten äquivalent ist. Insbesondere ermöglicht die PDM-Steuereinheit 52 mit variabler Frequenz 52, die die einen Selbsterregungsoszillator aufbauenden Komponentenintegrator 52 a und Komparator 52 b mit Hysterese enthält, einen PDM-Steuerprozeß mit variabler Frequenz, in dem das Belastungszeitverhältnis α proportional zur Steuereingangsspannung E₁ ist und die Frequenz f als Sekundärfunktion gemäß den Gleichungen (6) und (19) vom Belastungszeitverhältnis α abhängt, wodurch eine in bezug auf das Belastungszeitverhältnis α auf einen konstanten Wert gedämpfte Pulsation (Brumm) Δ if des Feldstromes if des Generators 1 ermöglicht wird.

Fig. 12 ist das Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der PDM-Steuereinheit mit variabler Frequenz 52′ von Fig. 3. Dieses Schaltbild weist Verstärker A₄ und A₅ mit einem jeweiligen Verstärkungsfaktor 1, monostabile Multivibratoren 55 und 56, Widerstände R₂₂ bis R₂₉, Kondensatoren C₃ und C₄ und Eingangssignale e₁ und e₂ auf; die Ausgangsfrequenz f und das Belastungszeitverhältnis α stellen die Eingabe an den Unterbrecher 53 dar. Die mit externen Widerständen R₁₅ und R₁₆ kombinierten Kondensatoren C₃ und C₄ bestimmen die Ansprechzeit der monostabilen Multivibratoren 55 und 56, welche durch überkreuztes Verbinden ihrer Ein- und Ausgänge als instabiler Multivibrator (Oszillator) arbeiten.

Das Kennliniendiagramm von Fig. 13 zeigt die gegen die Steuereingangsspannung E₁ von Fig. 12 aufgetragene Eingangsspannung der Eingangssignale e₁ und e₂. Das in Fig. 14 dargestellte Ausgangskennliniendiagramm zeigt das gegen die Steuereingangsspannung E₁ von Fig. 12 aufgetragene Belastungszeitverhältnis und die Frequenz f. Wenn die der Steuereingangsspannung E₁ von Fig. 12 entsprechenden Eingangsspannungen der Signale e₁ und e₂ verschieden sind, ist es möglich, das Belastungszeitverhältnis α und die Frequenz f der Ausgabe gegenüber der Steuereingangsspannung E₁ des Steuersystems zu steuern, wie in Fig. 14 gezeigt ist. Das gegen die Steuereingangsspannung E₁ aufgetragene Belastungszeitverhältnis α und die Frequenz f werden ungeachtet der PDM-Steuereinheit mit variabler Frequenz von Fig. 8 auf einen konstanten Pegel eingesteuert.

In Fig. 15 ist die Schaltung einer weiteren Ausführungsform der in Fig. 2 gezeigten PDM-Steuereinheit mit variabler Frequenz 52 dargestellt. Die Ausführungsform von Fig. 15 ist ebenfalls im wesentlichen aus einem Integrator und einem Komparator aufgebaut und grundsätzlich der in Fig. 7 gezeigten Ausführungsform ähnlich; der Unterschied zu der in Fig. 7 gezeigten Ausführungsform besteht darin, daß die Spannungsteilerschaltung 52 d des Komparators 52 b an der Ausgangsseite des Integrators 52 a eingebaut ist, damit die Integratorausgabe E _I auf 1/n₀ reduziert wird.

Die Eingabe E _I₂ des Komparators 52 b ist durch E _I/n₀ gegeben; die Ausgabe E₀ wird ohne Teilung direkt an den Integrator 52 a rückgekoppelt.

In Fig. 16 sind Wellenformen gezeigt, die den Schaltbetrieb der in Fig. 7 gezeigten Ausführungsform darstellen. An diesen Wellenformen erkennt man, daß die Intetrationszeit der Integratorausgabe E _I zwischen den Betriebspegeln E _a und E _b des Komparators 52 b gedehnt wird, wodurch eine PDM-Steuereinheit entsteht, die eine gegenüber der in Fig. 7 gezeigten Ausführungsform kleinere Kapazität besitzt.

In Fig. 17 ist ein Diagramm gezeigt, das den Einschwingvorgang bei wechselnden Lasten in den Ausführungsformen der Fig. 2 und 3 erläutert. Die in Fig. 17 gezeigten Wellenformen stellen den Betriebsablauf der verschiedenen Bestandteile bei Lastwechseln der Last 8 dar und sind in vergrößertem Zeitmaßstab aufgetragen. Bei einem steilen Anstieg der Last 8 zum Zeitpunkt t₀ fällt die Batteriespannung V _B steil ab, wodurch die Spannungssteuereinheit 51 angeregt wird und eine Differenzspannung E₁ erzeugt, die als Steuereingangsspannung E₁ dazu verwendet wird, mittels der PDM-Steuereinheit mit variabler Frequenz 52 (52′) einen PDM-Steuerimpuls variabler Frequenz E₀ zu erzeugen. Der Unterbrecher 53 wird mit einem Belastungszeitverhältnis α (E₀) betrieben, so daß die Frequenz f (E₀) so gesteuert wird, daß der Feldstrom if des Generators 1 ansteigt, wodurch die Batteriespannung V _B auf einen Sollwert V _BC eingesteuert wird. Gleichzeitig mit dem Anstieg des Unterbrecher-Belastungszeitverhältnisses α (E₀) von a _a auf α _b ändert sich auch die Frequenz f (E₀) von f _a auf f _b, so daß der Mittelwert If des Feldstromes if vom Pegel If _a auf den Pegel If _b ansteigt. Da jedoch die Frequenz f (E₀) ensprechend den Gleichungen (6) und (13) oder (19) variabel ist, wird die Pulsation (Brumm) Δ if konstant gehalten und bleibt daher unverändert. Obwohl nicht gezeigt, wirken sich keinerlei Veränderungen der Batteriespannungen V _B auf die Pulsation Δ if des Feldstromes if aus.

In den erwähnten Ausführungsformen kann die variable Frequenz f der PDM-Steuereinheit mit variabler Frequenz 52 anstatt der auf den Gleichungen (6), (13) und (19) basierenden Sekundärfunktion des Belastungszeitverhältnisses a eine angenähert trapezförmige oder trigonometrische Funktion des Belastungszeitverhältnisses α sein. Ferner ist die variable Frequenz f der erfindungsgemäßen PDM-Steuereinheit mit variabler Frequenz 52, die vom Belastungszeitverhältnis α abhängt, nicht auf die erwähnten Funktionen beschränkt.

Nun wird eine weitere Ausführungsform der Erfindung beschrieben, die eine Näherungsfunktion der Gleichungen (13) oder (19) verwendet.

Die PDM-Steuereinheit mit variabler Frequenz 52 bzw. 52′ der oben erwähnten Ausführungsformen kann alternativ wie in Fig. 18 gezeigt aufgebaut werden. Dieser Aufbau weist eine Einrichtung 521 zur Bestimmung des Belastungszeitverhältnisses α, eine Einrichtung 522 zur Bestimmung der Frequenz und eine Einrichtung 523 zur Erzeugung einer Rechteckwelle auf. Die Belastungszeitverhältnis-Bestimmungseinrichtung 521 bestimmt ein Belastungszeitverhältnis α gemäß dem ihr von der Spannungssteuereinheit 51 zugeführten Differenzspannungssignal E₁. Die Frequenzbestimmungseinrichtung 522 bestimmt eine dem Belastungszeitverhältnis α entsprechende Frequenz f gemäß der Funktion der Gleichungen (13) oder (19). Die Rechteckwellen-Erzeugungseinrichtung 523 erzeugt eine Rechteckwelle E₀ auf den auf diese Weise bestimmten Komponenten Belastungszeitverhältnis a und Frequenz f und führt diese Rechteckwelle dem Unterbrecher 53 zu.

In einer eine Näherungsfunktion verwendenden Ausführungsform wird die Frequenzbestimmungseinrichtung 522 durch eine in den Fig. 19A oder 19B gezeigten Funktionserzeugungseinrichtung ersetzt. Im Falle der Fig. 19A wird die Frequenz f beispielsweise eine trapezförmige Funktion des Belastungszeitverhältnisses α. In jedem Fall ist die Frequenz f eine Sekundärfunktion der in den Fig. 8 oder 14 gezeigten quadratischen Funktion.

Wenn die von E₁ oder α abhängige Frequenz f mittels eines Mikrocomputers bestimmt wird, wird die Bestimmungszeit der Frequenz f abgekürzt, wenn trapezförmige oder trigonometrische Kennlinien als Näherungswerte der quadratischen Funktion verwendet werden.

Wenn insbesondere z. B. eine Erzeugungseinheit für eine trapezförmige Funktion verwendet wird, so erhöht der Mikrocomputer die Frequenz f mit einer vorbestimmten Rate entsprechend dem Anstieg von α (E₁) vom Wert α (oder E₁) = 0 bis zum Wert α (oder E₁) = S₁, hält im Bereich zwischen S₁ und S₂ die Frequenz f auf einem festen Wert f _max und verkleinert den Wert f mit einer vorbestimmten Änderungsrate entsprechend der Änderung von α (E₁) vom Wert S₂ auf den Wert α _max (E₁_max).

Wenn andererseits eine Erzeugungseinheit für eine trigonometrische Funktion verwendet wird, erhöht der Mikrocomputer die Frequenz f mit einer vorbestimmten Rate entsprechend der Zunahme von α (oder E₁) von 0 auf S₃ und verringert den Wert f mit einer vorbestimmten Rate entsprechend der Zunahme von α (E₁) zwischen dem Wert S₃ und dem Wert α _max (E₁_max).

Claims

1. Ladegeneratorsteuersystem für Kraftfahrzeuge mit einer Unterbrechereinrichtung (53) zur Steuerung des Feldstromes ( if) eines Generators (1) und mit Ausgabesteuereinrichtungen (51, 52, 52′), dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgabesteuereinrichtungen (51, 52, 52′) den Wert der Ausgangsspannung (V _B) des Generators (1) mit einem vorbestimmten Spannungssollwert (V _BC) vergleichen, einen Unterschied zwischen diesen Werten ermitteln, das Belastungszeitverhältnis ( α ) eines Ausgangssignales (V _f) der Unterbrechereinrichtung (53) entsprechend diesem Unterschied steuern und diesen Unterschied durch Steuerung der Frequenz (f) eines Ausgangssignales der Unterbrechereinrichtung (53) entsprechend dem Belastungszeitsverhältnis ( α ) im wesentlichen auf Null verringern.

2. System gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgabesteuereinrichtungen (51, 52, 52′) eine Spannungssteuerschaltung (51) zur Ermittlung einer Ausgangsspannung (V _B) des Generators (1) und zum Vergleichen des Wertes dieser Ausgangsspannung (V _B) mit dem vorbestimmten Spannungssollwert (V _BC), um dabei den Unterschied zwischen diesen Werten zu bestimmen und ein Ausgangssignal (E₁) zur Verringerung dieser Differenz auf 0 entsprechend dieser Differenz zu erzeugen, und eine Unterbrechersteuerschaltung (52, 52′), die mit dem Ausgangssignal (E₁) der Spannungssteuerschaltung (51) versorgt wird, um gleichzeitig das Belastungszeitverhältnis ( α ) und die Frequenz (f) eines Ausgangssignales der Unterbrechereinrichtung (53) entsprechend diesem Ausgangssignal (E₁) zu steuern, aufweisen.

3. System gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterbrechersteuerschaltung (52, 52′) die Unterbrechereinrichtung (53) so steuert, daß die Beziehung zwischen der Ausgangsfrequenz (f) und dem Belastungszeitverhältnis ( α ) der Unterbrechereinrichtung (53), die im wesentlichen durch f ∝ α (1-α ) dargestellt wird, aufrechterhalten wird.

4. System gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterbrechersteuerschaltung (52, 52′) die Unterbrechereinrichtung (53) so steuert, daß die Beziehung einer Näherungsfunktion zwischen der Ausgangsfrequenz (f) und dem Belastungszeitverhältnis ( α ) der Unterbrechereinrichtung (53), die im wesentlichen durch f ∝ α (1-α) dargestellt wird, aufrechterhalten wird.

5. System gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Näherungsfunktion eine trapezförmige Funktion ist.

6. System gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Näherungsfunktion eine trigonometrische Funktion ist.

7. System gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterbrechersteuerschaltung (52, 52′) eine Integrationsschaltung (52 a) zur Integration eines an sie gelieferten Eingangssignales, einen Komparator (52 b) zum Vergleichen eines Ausgabewertes der Integrationsschaltung (52 a) mit einem vorbestimmten Bezugswert und zum Zuführen des Unterschiedes zwischen diesen Werten an die Unterbrechereinrichtung (53) und eine Rückkopplungsschaltung (52 e) zum Zuführen der Differenz zwischen den Ausgangssignalen des Komparators (52 b) und der Spannungssteuerschaltung (51) als Eingangssignal an die Integrationsschaltung (52 a) aufweist.

8. System gemäß Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsschaltung (52 e) eine Teilerschaltung (52 c) zum Teilen des Ausgabewertes des Komparators (52 b) mit einem vorbestimmten Teilungsverhältnis und eine Subtraktionsschaltung (52 f) zum Erzeugen einer Differenz zwischen den Ausgangssignalen der Teilerschaltung (52 c) und der Spannungssteuerschaltung (51) aufweist.

9. System gemäß Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterbrechersteuerschaltung (52, 52′) eine Teilerschaltung (52 d) zum Teilen des Ausgabewertes des Integrators (52 a) mit einem vorbestimmten Teilerverhältnis, zum Vergleichen eines Ausgabewertes (E _I₂) der Teilerschaltung (52 d) mit einem vorbestimmten Bezugswert und zum Zuführen des Unterschiedes zwischen diesen Werten an die Unterbrechereinrichtung (53) aufweist.

10. Ladegeneratorsteuersystem für Kraftfahrzeuge mit einer Unterbrechereinrichtung (53) zur Steuerung des Feldstromes (if) eines Generators (1), gekennzeichnet durch
eine Spannungsrückkopplungsschaltung (51) zum Vergleichen des Wertes der Ausgangsspannung (V _B) des Generators (1) mit einem vorbestimmten Spannungssollwert (V _BC), zum Ermitteln des Unterschiedes zwischen diesen Werten und zum Erzeugen einer Ausgabe, die eine Verringerung dieses Unterschiedes auf 0 bewirkt,
eine Oszillatorschaltung (52, 52′) zur Erzeugung eines Rechteckwellensignals eines Belastungszeitsverhältnisses ( α ) entsprechend der Ausgabe der Rückkopplungsschaltung (51), und
eine Frequenzsteuerschaltung (52) zur Steuerung der Frequenz (f) der Oszillatorschaltung (52, 52′) in Abhängigkeit vom Belastungszeitverhältnis ( α ), so daß die Beziehung f ∝ α (1-α ) aufrechterhalten wird, und zur Zuführung einer Ausgabe hiervon an die Unterbrechereinrichtung (53).

11. Ladegeneratorsteuersystem für Kraftfahrzeuge mit einer Unterbrechereinrichtung (53) zur Steuerung des Feldstromes (if) eines Generators (1), gekennzeichnet durch
eine Spannungsrückkopplungsschaltung (51) zum Vergleichen des Wertes der Ausgangsspannung (V _B) des Generators (1) mit einem vorbestimmten Spannungssollwert (V _BC), zum Ermitteln des Unterschiedes zwischen diesen Werten und zum Erzeugen einer Ausgabe, die die Verringerung dieses Unterschiedes auf 0 bewirkt,
eine Einrichtung (521) zur Erzeugung eines Belastungszeitverhältnis-Steuersignales entsprechend der Ausgabe der Rückkopplungsschaltung (51),
eine Einrichtung (522) zur Erzeugung eines Frequenz-Steuersignales derart, daß die Frequenz (f) im wesentlichen die Beziehung f ∝ α (1-α ) erfüllt, und
eine Rechteckwellenerzeugungseinrichtung (523) zur Erzeugung einer aus den Komponenten Belastungszeitverhältnis ( α ) und Frequenz (f) bestehenden Rechteckwelle, wenn das Belastungszeitverhältnis-Steuersignal und das Frequenz-Steuersignal empfangen wird.

12. System gemäß Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechteckwellenerzeugungseinrichtung (523) einen instabilen Multivibrator mit Flip-Flop-Schaltungen (55, 56), deren Ein- und Ausgänge über Kreuz miteinander verbunden sind, aufweist.

13. System gemäß Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz-Steuersignal-Erzeugungseinrichtung (522) als Näherungsfunktion von f ∝ α (1-a) eine trapezförmige Funktion erzeugt.

14. System gemäß Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz-Steuersignal-Erzeugungseinrichtung (522) als Näherungsfunktion von f ∝ α (1-a) eine trigonometrische Funktion erzeugt.