DE3889740T2

DE3889740T2 - Elektromagnetisches Schütz mit reduziertem Lärm des magnetischen Ankers.

Info

Publication number: DE3889740T2
Application number: DE3889740T
Authority: DE
Inventors: Birch Leroy Devault; Ricky A Hurley
Original assignee: Eaton Corp
Current assignee: Eaton Corp
Priority date: 1987-02-19
Filing date: 1988-02-12
Publication date: 1995-01-05
Anticipated expiration: 2008-02-13
Also published as: EP0279597B1; AU1128488A; JPS63289736A; MX167491B; US4739293A; BR8800668A; EP0279597A2; AU594862B2; CA1292493C; JP2665924B2; DE3889740D1; EP0279597A3

Description

Diese Erfindung betrifft elektromagnetische Schütze, und insbesondere magnetische Anker, die mit solchen elektromagnetischen Schützen verbunden sind.
Elektromagnetische Schütze sind bekannt, wie es in der U.S.-Patentschrift 3,339,161 beschrieben ist, wobei diese Druckschrift die Basis für den Oberbegriff des Anspruches 1 bildet. Elektromagnetische Schütze sind Schalteinrichtungen, die besonders nützlich beim Starten eines Motors, bei der Beleuchtung, beim Schalten und ähnlichen Anwendungszwecken sind. Ein Motorstartschütz mit einem Überlast-Relaissystem wird eine Motorsteuerung genannt. Ein Schütz hat normalerweise einen Magnetkreis, der einen festen Magneten und einen bewegbaren Magneten oder Anker mit einem Luftspalt dazwischen einschließt, wenn der Schütz geöffnet ist. Eine elektromagnetische Spule kann auf Befehl gesteuert werden, um mit einer Spannungsquelle wechselzuwirken, die mit den Hauptkontakten des Schützen zur elektromagnetischen Beschleunigung des Ankers in Richtung zu dem festen Magneten verbunden werden kann, wodurch der Luftspalt verkleinert wird. An dem Anker ist eine Gruppe Überbrückungskontakte angeordnet, deren Gegenstücke fest innerhalb des Schützgehäuses angeordnet sind, um damit in Eingriff zu gelangen, wenn der Magnetkreis erregt und der Anker bewegt wird. Die Last und die Spannungsquelle hierfür werden gewöhnlicherweise mit den festen Kontakten verbunden und werden miteinander verbunden, wenn die Überbrückungskontakte an den festen Kontakten eingreifen.
Typischerweise werden Schütze in entweder Gleichstromeinrichtungen oder Wechselstromeinrichtungen unterteilt. Bei Wechselstrom-Schützen wird magnetischer Lärm durch die Spulenspannung hervorgerufen, die auf Null mit einer Geschwindigkeit geht, die durch die Frequenz der Stromversorgung bestimmt ist, typischerweise ist diese 60 Hertz. Der Lärmpegel wird verringert, indem dem Magnetkreis Spaltspulen hinzugefügt werden. Die Spaltspule ergibt einen Stromfluß, wenn die Spannung Null ist. Der Stromfluß ergibt eine Kraft, die den Magnet geschlossen und ruhig hält. Es ist die Bewegung des Magnetens aufgrund der Wechselstromleistung, die den Lärm bewirkt. Jedoch wäre es bei wirksamen, preisgünstigen, einfachen, elektrischen Systemen vorteilhaft, die Verwendung einer Spaltspule auszuschließen. In einer Gleichstromeinrichtung wird magnetischer Lärm nicht als ein Problem betrachtet, weil es dort keinen Null-Spannungsdurchgang gibt. Bei Wechselstrom- und Gleichstromschützen wird häufig ein unmagnetischer Zwischenraum zu dem Weg des magnetischen Systems hinzugefügt, um den Restmagnetismus zu begrenzen, der ein magnetisches Anhaften bewirkt. Wenn ein E-förmiger Magnet in Systemen nach dem Stand der Technik verwendet wird, wird ein Luftspalt dem magnetischen Weg des Mittelarmes hinzugefügt, indem dieser Arm kürzer als die äußeren Arme gemacht wird. Dieser Luftspalt erhöht die magnetische Reluktanz des geschlossenen, magnetischen Weges, wodurch somit der Restmagnetismus verringert wird, so daß die Ausstoßfeder wirksamer zum Trennen der Magnete während eines Öffnungsvorgangs des Schützen gemacht wird. Jedoch bewirkt in einem E-förmigen, magnetischen Element in einem Wechselstromsystem die Vibration des Mittelarmes aufgrund der Tatsache, daß es einigen Platz für seine Bewegung wegen der Anordnung des Luftspalts darin gibt, eine Auslenkung des Rückenteils des E-förmigen Elements, wodurch die äußeren Polteile an anstoßenden, komplementären Elementen eines zugeordneten Permanentmagneten reiben können. Die letztgenannte Bewegung bewirkt, daß sich die Polseiten der äußeren Arme abnutzen, was gegebenenfalls hervorruft, daß der Luftspalt des Mittelarmes verschwindet und der Restmagnetismus dramatisch ansteigt. Bei dem vorliegenden System ist ein periodischer Haltepuls zu der Magnetspule vorgesehen, selbst wenn der Schütz geschlossen ist, um den Schütz in dem geschlossenen Zustand beizubehalten. Dieses periodische Signal bewirkt eine Vibration des Mittelarmes des E-förmigen Magnetelements, wobei ein Lärm wegen der Vibration des Mittelarmes und des Reiben- der Polteile der komplementären äußeren Arme gegeneinander eingeführt wird. Dennoch ist es weiter wünschenswert, den Luftspalt beizubehalten. Es wäre deshalb vorteilhaft, wenn ein magnetisches System gefunden werden könnte, das die Vorteile des mittleren Luftspalts aufweist, um den Restmagnetismus zu verringern, und auch eine Vibration des Mittelarmes verhindert, um Lärm und Abnutzung auszuschließen.
DE-A-2658456 beschreibt einen zweiteiligen Magnetkern vom E-Typ mit einem Luftspalt zwischen den zwei gegenüberliegenden Mittelarmen. Eine Ausnehmung ist in jeder gegenüberliegenden Mittelseite vorgesehen, um einen Luftspalt vorzusehen, selbst wenn die äußeren Arme durch wiederholten Kontakt abgenutzt werden.
EP-A-47614 beschreibt die Verwendung einer Schließkraft, um einen elektromagnetischen Schütz zu schließen, zusammen mit einer niedereren Haltekraft, um den bereits geschlossenen Schütz in dieser Gestalt zu halten.
Demgemäß schafft die Erfindung ein elektromagnetisches Schütz, das einen ersten Kontakt umfaßt, einen zweiten Kontakt, der in einen Zustand elektrischen Durchgangs mit dem genannten ersten Kontakt bewegt wird, einen Elektromagneten mit einem beweglichen Anker, der mechanisch mit dem genannten zweiten Kontakt verbunden ist, um den zweiten Kontakt in Reaktion auf den Fluß elektrischen Stroms durch eine Wicklung des genannten Elektromagneten in den Zustand elektrischen Durchgangs mit dem genannten ersten Kontakt zu bewegen, wobei der Fluß elektrischen Stroms eine erste vorgegebene magnetomotorische Kraft in dem genannten Anker erzeugt, die den Anker mit einem magnetischen Basiselement in Kontakt bringt und eine Bewegungskraft und eine HALTE-Kraft bildet, eine Feder, die so angeordnet ist, daß sie mit dem genannten Anker zusammenwirkt und den genannten Anker von dem genannten magnetischen Basiselement wegbewegt, dadurch gekennzeichnet, daß das magnetische Basiselement Teil eines Magnetkreises mit dem genannten beweglichen Anker ist, und daß der genannte bewegliche Anker am Ende des Hubweges an ihm anliegt, daß die Querschnittsfläche des genannten Ankers einen Minimalwert aufweist, so daß der darin durch das Vorhandensein der genannten ersten magnetomotorischen Kraft erzeugte magnetische Fluß ausreicht, um eine magnetische Kraft zu erzeugen, die den genannten Anker mit dem magnetischen Basiselement beim Vorhandensein der genannten Feder in Kontakt bringt, daß eine Wicklung des genannten Elektromagneten die magnetomotorische Bewegungskraft und die magnetomotorische HALTE-Kraft erzeugt, daß sich die genannte bewegliche Ankereinrichtung über einen vorgegebenen Hubweg bewegt und den genannten zweiten Kontakt in Reaktion auf die magnetische Bewegungskraft in den genannten Zustand elektrischen Durchgangs mit dem genannten ersten Kontakt bewegt, daß der genannte bewegliche Anker E-förmig ist und einen Vorsprung an einem Mittelschenkel desselben aufweist, daß der genannte Vorsprung eine vorgegebene Querschnittsfläche und Tiefe hat, daß die Querschnittsfläche des Vorsprungs kleiner ist als die Querschnittsfläche des genannten beweglichen Ankers, daß der genannte Vorsprung an dem genannten magnetischen Basiselement anliegt, wenn der Anker damit in Kontakt ist, daß die Tiefe des genannten Vorsprungs einen Luftspalt zwischen einem verbleibenden Abschnitt des Ankers und einem verbleibenden Abschnitt des genannten magnetischen Basiselements erzeugt, der ausreicht, um in dem anliegenden Zustand Reluktanz in dem den genannten beweglichen Anker und das genannte magnetische Basiselement umfassenden Magnetkreis zu erzeugen, die so groß ist, daß es die Reluktanz dem Kreises der genannten Feder ermöglicht, den genannten beweglichen Anker von dem genannten magnetischen Basiselement zu trennen, wenn der elektrische Strom aussetzt, und dadurch, daß die genannte bewegliche Ankereinrichtung die folgenden Merkmale aufweist: die genannte Querschnittsfläche des genannten beweglichen Ankers ist genauso groß wie oder größer als die minimale Querschnittsfläche desselben, die die Erzeugung eines ausreichenden magnetischen Flusses in dem genannten Anker durch die genannte magnetomotorische Bewegungskraft ermöglicht, so daß sich der genannte bewegliche Anker gegen den Widerstand der genannten Feder über den genannten Hubweg bewegt, wobei der genannte Magnetkreis eine Reluktanz aufweist, die es der genannten magnetomotorischen HALTE-Kraft ermöglicht, den genannten E-förmigen beweglichen Anker und das genannte magnetische Basiselement aneinanderliegend zu halten, wobei die genannte Querschnittsfläche des genannten erhabenen Vorsprungs genauso groß ist wie oder kleiner als die maximale Querschnittsfläche, die eine Gesamtreluktanz in dem genannten Magnetkreis für den Restmagnetismus in dem genannten Magnetkreis nach der Aufhebung der genannten magnetomotorischen Bewegungskraft und der genannten magnetomotorischen HALTE-Kraft erzeugt, die ausreichend ist, daß sie es der genannten Feder ermöglicht, den genannten Abzug des genannten beweglichen Ankers von der genannten magnetischen Basis zu verursachen, um so den genannten ersten Kontakt und den genannten zweiten Kontakt zu trennen, sowie durch eine Steuereinrichtung, die die genannte magnetomotorische Bewegungskraft und die genannte magnetomotorische HALTE-Kraft für die genannte Wicklung erzeugt.
Die Erfindung wird nun in beispielhafter Weise unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen:
Fig. 1 eine isometrische Ansicht eines elektromagnetischen Schützes zeigt;
Fig. 2 eine abgeschnittene Ansicht des Schützes-von Fig. 1 in dessen Schnitt II-II zeigt;
Fig. 3 Kraft- und Ankergeschwindigkeitskurven bei einem Schütz nach dem Stand der Technik mit einer elektromagnetischen Ankerbeschleunigungsspule, einer Ausstoßfeder und einer Kontaktfeder zeigt;
Fig. 4 eine Gruppe von Kurven ähnlich denjenigen, die in Fig. 3 gezeigt sind, aber bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 5 eine Gruppe von Kurven ähnlich denjenigen, die in den Fig. 3 und 4 gezeigt sind, aber für eine andere Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 6 eine noch andere Gruppe von Kurven für die Vorrichtung der Fig. 4 und 5 für Spannungs- und Stromwellenformen zeigt;
Fig. 7A bis 7D ein schematisches Schaltdiagramm, teilweise in der Form eines Blockdiagramms, für ein elektrisches Steuersystem für das Schütz der Fig. 1 und 2 zeigen;
Fig. 8 eine Aufsicht auf eine gedruckte Schaltungsplatte zeigt, die die Schaltungselemente von Fig. 7 sowie die Schützspule, die Stromwandler und die Spannungstransformatoren von Fig. 2 enthält;
Fig. 9 eine Ansicht der Schaltungsplatte von Fig. 8 zeigt;
Fig. 10 die Schaltungsplatte der Fig. 8 und 9 in isometrischer Ansicht in einer Anordnung zur Montage in dem Schütz der Fig. 2 zeigt;
Fig. 11 ein Schaltungsdiagramm und einen Verdrahtungsplan, teilweise in der Form eines Blockdiagramms, für das Schütz der Fig. 2 und 7 zeigt, wie es in Verbindung mit einem Motor verwendet wird, der durch es gesteuert wird;
Fig. 12 eine schematische Anordnung eines Strom-Spannungswandlers zur Verwendung bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 13 eine schematische Anordnung des Transformators von Fig. 12 mit einer Integrierschaltung zeigt;
Fig. 14 ein Diagramm der Luftspaltlänge als Funktion des Spannungs-Stromverhältnisses für die Wandleranordnungen von Fig. 12 und 13 zeigt;
Fig. 15 eine Ausführungsform eines Strom-Spannungswandlers zeigt, der ein magnetisches Zwischenelement verwendet;
Fig. 16 eine Ausführungsform eines Strom-Spannungswandlers zeigt, wobei ein einstellbares, vorstehendes Teil verwendet wird;
Fig. 17 eine Ausführungsform eines Strom-Spannungswandlers zeigt, wobei ein beweglicher Kernabschnitt verwendet wird;
Fig. 18 eine Ausführungsform eines Strom-Spannungswandlers zeigt, wobei ein pulverförmiger Metallkern verwendet wird;
Fig. 19 einen Algorithmus, READSWITCHES, in der Form eines Blockdiagramms zur Verwendung durch einen Mikroprozessor zum Lesen von Schaltern und zum Entladen von Kondensatoren für die Eingangsschaltung der Spulensteuerplatte der Fig. 7 zeigt;
Fig. 20 einen Algorithmus, READVOLTS, in der Form eines Blockdiagramms zum Erfassen der Leitungsspannung für die Spulensteuerplatte der Fig. 7 zeigt;
Fig. 21 einen Algorithmus, CHOLD, in der Form eines Blockdiagramms zum Erfassen des Spulenstroms für die Spulensteuerschaltung der Fig. 7 zeigt;
Fig. 22 einen Algorithmus, RANGE, in der Form eines Blockdiagramms zum Erfassen des Leistungsstroms zeigt, der von der Überlastrelaisplatte der Fig. 7 bestimmt wird;
Fig. 23 eine schematische Darstellung eines Analog/Digital- Wandlers und von Speicherplätzen zeigt, die der Ermittlung des Leistungsstroms zugeordnet sind, wie er sich in dem Mikroprozessor der Spulensteuerplatte gemäß der vorliegenden Erfindung findet;
Fig. 24 einen Algorithmus zeigt, FIRE TRIAC, als Blockschaltbild, zum Einsatz in einen Mikroprozessor zum Zünden des Spulensteuer-Triacs für die Spulensteuerplatine von Fig. 7;
Fig. 25A ein Diagramm der Ableitungen des Leitungsstroms zeigt, der in Fig. 25A dargestellt ist;
Fig. 25B eine Auftragung einer Sinusdarstellung mit einer Hälfte pro Einheit, eins pro Einheit und zwei pro Einheit, eines Leitungsstroms für die durch die vorliegende Erfindung gesteuerte Einrichtung;
Fig. 25C eine Darstellung der sich ergebenden Analog/Digital- Wandlereingangsspannung in Abhängigkeit von den Halbzyklus-Probenentnahmeintervallen (Zeit) für drei Beispiele der Leitungsstromgröße von Fig. 25A;
Fig. 26 eine Darstellung der Binärzahlen, die an Speicherorten in den Mikroprozessor von Fig. 23 gespeichert sind, für ein Beispiel 1 einer Analog/Digital-Wandlung mit sechs Probenentnahmezeiten in der RANGE- probenentnahrneroutine von Fig. 22 für den Leitungszyklus mit einer Hälfte pro Einheit;
Fig. 27 eine Darstellung der Binärzahlen, die an Speicherorten in den Mikroprozessor von Fig. 23 gespeichert sind, für ein Beispiel 2 einer Analog/Digital-Wandlung mit sechs Probenentnahmezeiten in der RANGE- probenentnahmerountine von Fig. 22 für den Leitungszyklus mit eins pro Einheit;
Fig. 28 eine Darstellung der Binärzahlen, die an Speicherorten in den Mikroprozessor von Fig. 23 gespeichert sind, für ein Beispiel 3 einer Analog/Digital-Wandlung für sechs Probenentnahmezeiten in der RANGE- Probenentnahmeroutine von Fig. 22 für den Leitungszyklus mit zwei pro Einheit.
Fig. 29 graphische Darstellungen VLINE, VRUN(T) und VRUN(F) an dem Eingang des Mikroprozessors zeigt;
Fig. 30 eine Aufsicht auf eine gedruckte Schaltungsplatte ähnlich derjenigen, die in den Fig. 8 und 9 gezeigt ist, zur Verwendung bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 31 eine abgeschnittene Ansicht eines Schütz gemäß der Erfindung zeigt; und
Fig. 32 eine Schnittansicht des Schütz der Fig. 31 längs der Schnittlinien XXIII-XXIII zeigt.
Fig. 1 und 2 zeigen ein dreiphasiges elektrisches Schütz oder eine Steuerung 10. Zur Vereinfachung der Erläuterung werden die konstruktiven Merkmale nur eines der drei Pole beschrieben, mit dem Hinweis, daß die anderen beiden Pole gleich aufgebaut sind. Das Schütz 10 weist ein Gehäuse 12 auf, das aus einem geeigneten elektrisch isolierenden Material wie beispielsweise einer Glas-Nylon-Zusammensetzung besteht, auf welchem elektrische Lastklemmen 14 und 16 vorgesehen sind, zur Verbindung mit einem elektrischen Gerät, einer Schaltung oder einem System, welches von dem Schütz 10 bedient oder gesteuert werden soll. Ein derartiges System ist schematisch beispielsweise in Fig. 11 gezeigt. Die Klemmen 14 und 16 können jeweils ein Teil eines Satzes elektrischer Dreiphasen-Klemmen bilden, wie voranstehend erwähnt. Die Klemmen 14 und 16 sind voneinander beabstandet angeordnet, und intern durch Leiter 20 bzw. 24 verbunden, die sich in den zentralen Abschnitt des Gehäuses 12 hinein erstrecken. Dort enden die Leiter 20 und 24 mit geeignet fixierten Kontakten 22 bzw. 26. Die Verbindung der Kontakte 22 und 26 führt zu einer Schaltungsverbindung zwischen den Klemmen 14 und 16 und macht das Schütz dazu wirksam, durch es elektrischen Strom hindurchzuleiten. Eine getrennt hergestellte Spulensteuerplatine 28 (die nachstehend in den Fig. 8, 9 und 10 gezeigt ist) kann sicher innerhalb des Gehäuses 12 angeordnet sein, auf eine nachstehend beschriebene Weise. Auf der Spulensteuerplatine 28 ist eine Spulen- oder Magnetspulenanordnung 30 angeordnet, die eine elektrische Spule oder Magnetspule 31 als eines ihrer Teile umfassen kann. Von der Spulensteuerplatine 28 beabstandet angeordnet ist ein Federsitz 32, der ein Ende der Spulenanordnung 30 bildet und auf welchem fest ein Ende einer Ausstoßfeder 34 angeordnet ist. Das andere Ende der Ausstoßfeder 32 liegt gegen den Abschnitt 12A der Basis 12 an, bis die Bewegung des Trägers 42 auf die nachstehend beschriebene Weise dessen Bodenabschnitt 42A dazu veranlaßt, die Feder 34 mitzunehmen und diese gegen den Sitz 32 zusammenzudrücken. Dies geschieht in einer Ebene außerhalb der Ebene von Fig. 2. Die Feder 34 umschließt den Anker 40. Sie wird durch den Bodenabschnitt 42A aufgenommen, wo diese beiden Teile einander kreuzen. Die Abmessungen des Teils 42 in die Ebene von Fig. 2 hinein sind größer als der Durchmesser der Feder 34. Ein fixierter Magnet oder Stangenabschnitt aus magnetisierbarem Material 36 ist strategisch innerhalb eines Kanals 38 angeordnet, welcher radial zur Magnetspule oder Spule 31 der Spulenanordnung 30 ausgerichtet ist. Axial beabstandet von dem fixierten Magneten 36, und in demselben Kanal 38 angeordnet, befindet sich ein magnetischer Anker oder ein den Magnetfluß leitendes Teil 40, welches in Längsrichtung (axial) in dem Kanal 38 relativ zum fixierten Magneten 36 bewegbar ist. Am Ende des Ankers 40 und von dem fixierten Magneten 36 beabstandet befindet sich der sich in Längsrichtung erstreckende, elektrisch isolierende Kontaktträger 42, auf welchem eine elektrisch leitende Kontaktbrücke 44 angeordnet ist. Auf einem radialen Arm der Kontaktbrücke 44 ist ein Kontakt 46 angeordnet, und auf einem weiteren radialen Arm der Kontaktbrücke 44 befindet sich ein Kontakt 48. Selbstverständlich muß hierbei in Erinnerung zurückgerufen werden, daß die Kontakte für ein dreipoliges Schütz dreifach vorhanden sind. Der Kontakt 46 liegt gegen Kontakt 22 an (22-46), und der Kontakt 48 liegt gegen Kontakt 26 an (26-48), wenn intern ein Schaltkreis zwischen der Klemme 14 und der Klemme 16 geschlossen wird, wenn das Schütz 10 schließt. Andererseits ist der interne Schaltkreis zwischen den Klemmen 14 und 16 offen, wenn der Kontakt 22 von dem Kontakt 46 und der Kontakt 26 von dem Kontakt 48 beabstandet ist. Die offene Schaltkreisposition ist in Fig. 2 dargestellt. Es ist ein Lichtbogenkasten 50 vorgesehen, der so angeordnet ist, daß er die Kontaktbrücke 44 und die Klemmen 22, 26, 46 und 48 umschließt, um hierdurch ein teilweise umschlossenes Volumen zur Verfügung zu stellen, in welchem ein elektrischer Strom, der intern zwischen den Klemmen 14 und 16 fließt, auf sichere Weise unterbrochen werden kann. Zentral in dem Lichtbogenkasten 50 ist eine Ausnehmung 52 vorgesehen, in welcher die Querstange 54 des Trägers 52 angeordnet ist, und daran gehindert ist, sich in Querrichtung (radial) zu bewegen, wie in Fig. 2 gezeigt, sich jedoch frei in Längsrichtung (axial) der Zentrumslinie 38A des voranstehend erwähnten Kanals 38 bewegen oder gleiten kann. Die Kontaktbrücke 44 wird in dem Träger 42 mit Hilfe einer Kontaktfeder 56 gehalten. Die Kontaktfeder 56 drückt sich zusammen, um so eine fortgesetzte Bewegung des Trägers 42 zum Stangenabschnitt 36 zuzulassen, selbst nachdem die Kontakte 22-46 und 26-48 aneinander zur Anlage gekommen sind oder "hergestellt wurden". Ein weiteres Zusammendrücken der Kontaktfeder 56 erhöht den Druck auf die geschlossenen Kontakte 22-46 und 26-48 wesentlich, so daß die Strombelastungsfähigkeit der internen Schaltung zwischen den Klemmen 14 und 16 erhöht wird, und das Merkmal einer automatischen Einstellung zur Verfügung gestellt wird, so daß die Kontakte eine angelegte oder "hergestellte" Position einnehmen können, selbst nachdem ein nennenswerter Kontaktverschleiß aufgetreten ist. Die Längsrichtung zwischen dem Magneten und dem beweglichen Anker 40 weist einen Luftspalt 58 auf, in welchem ein Magnetfluß vorhanden ist, wenn die Spule 31 mit elektrischem Strom versorgt wird.
Von außen zugängliche Klemmen auf einem Klemmenblock J1 können auf der Spulensteuerplatine 38 angeordnet sein, zur Verbindung mit der Spule oder Magnetspule 31, neben anderen Dingen, über gedruckte Schaltungswege oder andere Leiter auf der Steuerplatine 28. Ein weiterer Klemmenblock JX (in Fig. 3 gezeigt) kann ebenfalls auf der gedruckten Schaltungsplatine 28 für andere nützliche Zwecke vorgesehen sein. Eine elektrische Energieversorgung der Spule oder Magnetspule 31 durch elektrische Energie, die an den von außen zugänglichen Klemmen auf dem Klemmenblock J1 und in Reaktion auf ein Kontaktschließsignal erfolgt, welches beispielsweise an dem von außen zugänglichen Klemmenblock J1 verfügbar ist, erzeugt einen Magnetflußweg durch den fixierten Magneten oder Stangenabschnitt 36, den Luftspalt 58 und den Anker 40. Es ist wohlbekannt, daß ein derartiger Zustand den Anker 40 zu einer Bewegung in Längsrichtung innerhalb des Kanals 38 veranlaßt, in einem Versuch, den Luftspalt 58 zu verkürzen oder auszuschalten, und schließlich an dem Magneten oder Stangenabschnitt 36 anzuliegen. Diese Bewegung erfolgt entgegengesetzt zur Kraft des Zusammendrückens der Ausstoßfeder 34 oder wird durch diese behindert, in der Anfangsstufe der Bewegung, und ein weiterer Widerstand wird durch die Zusammendrückkraft der Kontaktfeder 36 aufgebracht, nachdem die Kontakte 22-46 und 26-48 an einem späteren Abschnitt des Bewegungshubes des Ankers 40 zur Anlage gelangt sind.
Innerhalb des Gehäuses 12 des Schützes 10 kann weiterhin eine gedruckte Schaltungsplatine oder Karte 60 für ein Überlastrelais (auch in den Fig. 8, 9 und 10 gezeigt) vorgesehen sein, auf welcher Strom-Spannungswandler oder Transformatoren 62 angeordnet sind (von denen nur einer, 62B, in Fig. 2 gezeigt ist). In den Ausführungsformen der Erfindung, bei welchen die Überlastrelaisplatine 60 verwendet wird, kann sich der Leiter 24 durch die toroidförmige Öffnung 62T des Strom-Spannungstransformators oder -wandlers 62B erstrecken, so daß der in dem Leiter 24 fließende Strom durch den Strom-Spannungstransformator oder -wandler 62B erfaßt wird. Die auf diese Weise erfaßte Information wird in vorteilhafter Weise auf nachstehend beschriebene Art dazu verwendet, nützliche Schaltungsinformation für das Schütz 10 zur Verfügung zu stellen.
Weiterhin können an einem Ende der Überlastrelaisplatine 60 Selektorschalter 64 vorgesehen sein, die von einem Bereich außerhalb des Gehäuses 12 zugänglich sein können. Eine weitere Ausführungsform der Erfindung ist in den Fig. 3 und 6 gezeigt, und die Beschreibung dieser Ausführungsform und deren Betrieb erfolgt später.
Es wird nun auf die Fig. 2 und die Fig. 3 Bezug genommen, in denen vier überlagerte Kurven zu dem Zweck gezeigt sind, den Zustand oder den Stand der Technik vor der vorliegenden Erfindung darzustellen. Insbesondere sind graphische Darstellungen der Kraft als Funktion des Abstandes für ein magnetisches Solenoid, wie 31 in Fig. 2, eine Ausstoßfeder, wie 34, die in Fig. 2 gezeigt ist, und eine Kontaktfeder, wie 56, die in Fig. 2 gezeigt ist, dargestellt. Zusätzlich ist eine überlagerte graphische Darstellung 92 der Momentangeschwindigkeit als Funktion des Abstandes für einen Anker, wie den bei 40 in Fig. 2 gezeigten, dargestellt. Obgleich die unabhängige Veränderbare in jedem Fall der Abstand ist, könnte sie ebensogut die Zeit sein, da die zwei Veränderbaren eng bei den in Fig. 3 gezeigten Kurven in Beziehung stehen. Es wird darauf hingewiesen, daß die Bezugnahme auf Bauteile des Schütz 10 der Fig. 2 aus dem Grunde der Vereinfachung der Darstellung gemacht wird; es soll nicht angenommen werden, daß die in Fig. 2 gezeigten Elemente, wenn sie zusammen als ein Ganzes genommen werden, von dem Stand der Technik überdeckt werden. Es ist eine erste Kurve 70 gezeigt, die die Kraft als Funktion des Abstandes (die Zeit könnte verwendet werden) für eine Ausstoßfeder (wie bei 34) darstellt, wenn die Feder zusammengedrückt ist, wobei beim Punkt 72 gestartet wird. Die Feder 34 bietet eine Anfangskraft 74. Die Feder 34 widersteht nach und nach der Komprimierung mit immer größerer Kraft, bis der Punkt 78 auf der Abstandsachse erreicht ist. Die Fläche, die von den Linien, die den Punkt 72, den Punkt 74, die Kurve 70, den Punkt 76, den Punkt 78 und wieder den Punkt 72 verbinden, eingeschlossen ist, stellt wieder die Gesamtenergiegröße dar, die notwendig ist, eine Ausstoßfeder durch die Bewegung des Ankers 40 zusammenzudrücken, wenn er beschleunigt wird, den Luftspalt 58 zwischen sich und dem festen Magneten 36 zu schließen. Diese Kraft widersteht der Bewegung des Ankers 40 entgegen. Am Punkt 80 auf der Abstandsachse stoßen die Kontakte 22-42 und 26-48, beispielsweise der Fig. 2, aneinander, und eine fortgesetzte Bewegung des Ankers 40 bewirkt eine Komprimierung der Kontaktfeder 56, die so arbeitet, daß sie eine zunehmende Kraft auf die nun anstoßenden Kontakte aus vorhergehend beschriebenen Gründen gibt. Die Kurve 79 stellt die Gesamtkraft dar, gegen die der sich bewegende Anker 40 arbeitet, wenn er beschleunigt wird, den Luftspalt 58 zu schließen. Eine Stufenfunktionszunahme der Kraft zwischen dem Punkt 81 und dem Punkt 82 tritt auf, wenn sich die Kontakte 22-42 und 26-48 berühren. Diese Kraft wächst zunehmend größer, bis der sich bewegende Anker 40 an dem Punkt 78 die maximale Kraft erfährt, die durch die Kombination der Ausstoßfeder 34 und der Kontaktfeder 56 angewendet wird. Diese Größe an zusätzlicher Energie, die der sich bewegende Anker liefern muß, um den Widerstand der Kontaktfeder 36 zu überwinden, ist durch die Fläche dargestellt, die wiederum von dem Linien umschlossen wird, die die Punkte 81 und 82, die Kurve 79, die Punkte 84 und 76, die Kurve 76A und wieder den Punkt 81 verbinden. Infolgedessen muß, wenn der Anker 40 aus seiner Ruheposition bei 72 in seine Anstoßposition gegen den Magneten 36 bei 78 beschleunigt wird, die Spule oder das Solenoid 31 wenigstens die Energiegröße liefern, die durch die Linien dargestellt ist, die wiederum die Punkte 72, 74, 81, 82, 84, 78 und wieder 72 verbinden. Die positive Steigung der Kurve 70 wird bewußt so klein wie möglich in Übereinstimmung damit gehalten, was dem Anker 40 erlaubt, in die umgekehrte Richtung angetrieben zu werden, wenn die Spulenenergie entfernt wird, so daß das Schütz erneut öffnen kann.
Die benötigte Anfangskraft, die von dem Anker 40 im ersten Moment der Bewegung überwunden werden muß, ist der Schwellenwert der Kraft, die durch den Unterschied zwischen den Punkten 72 und 74 dargestellt wird. Infolgedessen muß der Anker wenigstens soviel Kraft zu diesem Zeitpunkt liefern. Aus Gründen der Einfachheit der Darstellung wird deshalb in beispielhafterweise angenommen, daß die elektromagnetische Spule 31 die Kraft, die an dem Punkt 88 in Fig. 3 dargestellt ist, für den Anker 40 bei 72 bereitstellt. Es ist auch notwendig, daß die durch die Spule oder das Solenoid 31 zu dem Zeitpunkt bereitgestellte Kraftgröße, zu dem sich die Kontakte 22-42 und 26-48 berühren und die Kontaktfeder 56 bei 80 in Eingriff steht, größer als die Kraftgröße ist, die durch den Abstand zwischen den Punkten 80 und 82 in Fig. 3 dargestellt ist, da sonst der beschleunigende Anker 40 auf halbem Hubweg anhält, wodurch ein sehr schwaches Anstoßen der Kontakte 22-46 und 26-48 geschaffen wird. Dies ist eine unerwünschte Situation, da die Neigung der Kontakte sich bei Überbrückung zu verschweißen, bei dieser Bedingung stark erhöht wird. Infolgedessen muß die Kraft, die durch die Spule 31 zum Beschleunigen des Ankers 40 geliefert wird, an dem Punkt 80 größer als die Kraft sein, die an dem Punkt 82 dargestellt ist. Eine magnetische Zugkurve für Solenoide und ihre zugeordneten, bewegbaren Anker folgt relativ voraussagbaren Konfigurationen, die eine Funktion von vielen Dingen sind, einschließlich des Ankergewichts, der magnetischen Feldstärke, der Größe des Luftspalts, usw. Eine solche Kurve ist bei 86 in Fig. 3 gezeigt. Mit der relativen Form der Kurve 86 und den vorhergehenden Begrenzungsbedingungen, die mit dem Wert für die von der Spule 31 bei den Punkten 72 und 80 auf der Abstandsachse der Fig. 3 verlangten Kraft zugeordnet sind, ist das gesamte Profil der magnetischen Zugkurve für den Anker 40 und die Spule 31 der Fig. 2 festgelegt. Sie endet mit einem Kraftwert 90. Es wird darauf hingewiesen, daß es für magnetische Zugkurven charakteristisch ist, daß die Magnetkraft beträchtlich zunimmt, wenn der Luftspalt 58 verengt wird, wenn sich der sich bewegende Anker 40 dem ortsfesten Magneten 36 nähert. Infolgedessen liegt am Punkt 78 die Kraft 90 vor. Gerade an diesem Punkt stößt der Anker 40 an den festen Magneten 36 oder berührt ihn. Dieser erzeugt unglücklicherweise zwei unerwünschte Situationen: als erstes kann ohne weiteres gesehen werden, daß die Gesamtenergie, die dem Magnetsystem mittels der Spule 31 zugeführt wird, wie sie durch die Linien dargestellt ist, die die Punkte 72, 88, die Kurve 86, die Punkte 90, 78 und den Punkt 72 wiederum verbinden, beträchtlich größer als die Energiegröße ist, die benötigt wird, um verschiedene Federwiderstände zu überwinden. Der Energieunterschied ist durch die Fläche dargestellt, die von den Linien eingeschlossen wird, die die Punkte 74, 88, die Kurve 86, die Punkte 90, 84, 82, 81 und wiederum 74 verbinden. Diese Energie ist verschwendete oder unnötige Energie, und es wäre sehr wünschenswert, daß man diese Energie nicht erzeugen müßte. Das zweite unerwünschte Merkmal oder Situation ist die Tatsache, daß der Anker 40 bis zu seinem Maximum beschleunigt und seine größte Kraft an kinetischer Energie zu dem Zeitpunkt unmittelbar vor einer Anstoßberührung mit dem Permanentmagneten 36 erzeugt. Eine Geschwindigkeitskurve 92, die an dem Punkt 72 beginnt und an dem Punkt 94 endet, wie es in Fig. 3 gezeigt ist, stellt die Geschwindigkeit des Ankers 40 dar, wenn er entlang seines axialen Bewegungsweges beschleunigt. Man beachtet die Formänderung bei 80, wenn die Ausstoßfeder 34 in Eingriff steht. Zu dem Zeitpunkt unmittelbar bevor der Anker 40 den Permanentmagnet 36 berührt, ist die Geschwindigkeit VI maximal. Dies hat die sehr unerwünschte Eigenschaft, große kinetische Energie wegen der hohen Geschwindigkeit zu dem Zeitpunkt des Anstoßens oder Stoßes zwischen dem Anker 40 und dem Permanentmagnet 36 zu übertragen. Diese Energie muß sofort abgegeben oder durch andere Elemente des Systems absorbiert werden. Typischerweise verlangt die sofortige Verringerung der Ankergeschwindigkeit auf Null bei 78, daß die Energie sofort verringert wird. Diese kinetische Energie wird in den Anstoßton, Wärme, "Prallen", Schwingung und mechanische Abnutzung unter anderen Größen umgewandelt. Wenn der Anker 40 prallt, besteht, da er lose mit den Kontakten 46-48 auf der Kontaktbrücke 44 über die Kontaktfeder 56 verbunden ist, eine große Wahrscheinlichkeit, daß das dadurch wiedergegebene mechanische System schwingt oder vibriert derart, daß die Kontaktanordnungen 22-42 und 26-48 schnell und wiederholt hergestellt und aufgehoben werden. Dies ist eine sehr unerwünschte Eigenschaft in einer elektrischen Schaltung. Es wäre deshalb wünschenswert, das Schütz 10 der Fig. 2 derart zu verwenden, daß die Energie, die der Spule 31 zugeführt wird, sorgfältig überwacht und so ausgewählt wird, daß nur die genaue Energiegröße (oder ein dieser Größe naher Energiewert) bereitgestellt wird, der notwendig ist, den Widerstand der Ausstoßfeder 34 und der Kontaktfeder 56 zu überwinden. Ferner wäre es wünschenswert, wenn die Geschwindigkeit des sich bewegenden Ankers 40 merklich verringert wird, wenn der Anker gegen den Permanentmagnet 36 stößt, so daß die Wahrscheinlichkeit eines "Prallens" entsprechend verringert wird. Die Lösung zu den vorgenannten Schwierigkeiten wird durch die vorliegende Erfindung hergestellt, wie es beispielsweise graphisch in den Fig. 4, 5 und 6 gezeigt ist.
Es wird nun auf die Fig. 2, die Fig. 3 und die Fig. 4 Bezug genommen, wobei eine Reihe von Kurven ähnlich jenen, die in Fig. 3 gezeigt sind, in Fig. 4 für die vorliegende Erfindung dargestellt sind. In diesem Fall sind die Federkraftkurven 70 und 79 für die Ausstoßfeder 34 bzw. die Kontaktfeder 56 die gleichen, wie die, die in Fig. 3 gezeigt sind. Jedoch ist die Energie, die durch die Kontaktfeder und durch die Ausstoßfeder dargestellt wird, mit X bzw. Y bezeichnet. Bei dieser Ausführungsform der Erfindung beginnt die magnetische Zugkurve 86', die die von der Spule 31 angewendete Kraft darstellt, an dem Punkt oder Kraftpegel 95, um die Schwellenkraft der Ausstoßfeder zu überwinden, wie es vorhergehend beschrieben worden ist, und fährt bis zu einem Punkt oder einem Kraftpegel 97 fort, der in dem Abstand 96 auftritt. Man erkennt, daß die elektrische Energie, die dem Anker 40 durch die Spule 31 zugeführt wird, mit diesem Abstand 96 entsprechend dem Kraftpegel 97 aufhört. Dies tritt auf, bevor der Anker 40 seine Bewegung in die Anstoßposition mit dem festen Magneten 36 abgeschlossen hat. Man erkennt zu diesem Zeitpunkt, daß die maximale Geschwindigkeit Vm, die von dem Anker 40 erreicht wird, an dem Punkt 98 auf der Geschwindigkeitskurve 92' angegeben ist. Dies ist die maximale Geschwindigkeit, die der Anker während seiner Bewegung in die Anstoßposition mit dem Magneten 36 erreicht. Anders ausgedrückt bedeutet dies, daß, sobald die elektrische Energie von der Spule 31 entfernt worden ist, der Anker aufhört, zu beschleunigen, und beginnt, abzubremsen. Diese Abbremskurve ist bei 100 in Fig. 4 gezeigt und reicht von dem Punkt 98 zu dem Punkt 78 mit einer Neigungsänderung, wo die Ausstoßfeder eingreift. Dies wird erreicht, indem frühzeitig der elektrische Energiefluß zu der Spule 31 zu der Zeit unterbrochen wird, zu der der Abstand 96 erreicht worden ist. Bevor der Anker 40 seine Bewegung in die Anstoßposition mit dem festen Magnet 36 abschließt, muß nur die Energiegröße angewendet werden, die zum Überwinden der Federkräfte notwendig ist, so daß ein energiewirksames System geschaffen wird. Zu dem Zeitpunkt, zu dem die elektrische Energie von dem Solenoid 31 entfernt wird, wird die Energie, die notwendig ist, die Bewegung des Ankers in seine Ruheposition beim Anstoß an den Magneten 36 abzuschließen, durch die Fläche dargestellt, die von den Linien eingeschlossen ist, die die Punkte 96, 99, die Kurve 70, die Punkte 81, 82, die Kurve 79, die Punkte 84, 78 und wiederum 96 verbinden. Diese Energie wird während des Zeitabschnittes zugeführt, während dessen elektrische Energie der Ankerspule 31 zugeführt wird, die durch die Fläche Z (nicht notwendigerweise im Maßstab) dargestellt ist, die von den Linien eingeschlossen wird, die die Punkte 74, 95, die Kurve 86', die Punkte 97, 99 und wiederum den Punkt 74 verbinden. Die zuletzt genannte Energiebalance wird in irgendeiner geeigneten Weise gewählt, die eine empirische Analyse einschließen kann, bei der die Energiewerte durch Versuch bestimmt werden. Die durch die Fläche Z' dargestellte Energie wird verwendet, die Ausstoßfeder 34 während der Anfangsbewegung des Ankers zusammenzudrücken und steht zu einer späteren Verwendung bei dem Bewegungshub nicht zur Verfügung. Wie nachfolgend beschrieben wird, kann ein Mikroprozessor verwendet werden, die Energiegröße zu bestimmen, die zugeführt werden soll. Die fortgesetzte Bewegung des Ankers 40 während der Abbremsphase, die durch die Kurve 100 dargestellt ist, ist eine Funktion des kinetischen Energiewerts E, der von dem Anker 40 an dem Punkt 96 erreicht wird, wenn die elektrische Energie von der Spule 31 entfernt wird. Diese Energie E ist gleich einhalb die Masse (M) des Ankers mal die Geschwindigkeit (Vm) im Quadrat, die er an dem Punkt 98 erreicht. In einem vollständig energieausgeglichenem System stößt der abbremsende Magnet 40 gegen den Permanentmagneten 36 mit Null Geschwindigkeit bei 78, wodurch Aufprallen und die Notwendigkeit ausgeschlossen werden, überschüssige Energie in der Form von Lärm, Abnutzung, Wärme usw. zu absorbieren. Man erkennt natürlich, daß das Erreichen des Ideals, das in Fig. 4 gezeigt ist, schwierig ist, und es tatsächlich für ein äußerst wirksames System nicht notwendig ist, daß nichtsdestotrotz hergestellt werden soll. Infolgedessen sollte Fig. 4 betrachtet werden, als daß sie ein ideales System darstellt, welches vorgesehen ist, um die Lehre der vorliegenden Erfindung zu erläutern. Es kann sehr schwierig werden, daß der Anker 40 gegen den Permanentmagnet 36 mit genau Null Geschwindigkeit bei 78 stößt. Eine kleine Restgeschwindigkeit ist zulässig, insbesondere verglichen mit der Geschwindigkeit 94, die bei dem früheren System erreicht worden ist, wie es in Fig. 3 gezeigt ist.
Es wird nun auf die Fig. 2, die Fig. 4 und die Fig. 5 Bezug genommen, wobei eine Sammlung von Kurven ähnlich denjenigen, die in Fig. 4 gezeigt sind, für ein System dargestellt sind, in dem die Kontaktfeder 56 steifer ist und somit eine größere Kraft bietet, gegen die der sich bewegende Anker 40 arbeiten muß. Zusätzlich zu dem Vorgenannten sind andere beispielhafte Merkmale dargestellt; beispielsweise wird die elektrische Energie während einer längeren Zeitdauer an die Spule gelegt, so daß die Geschwindigkeit des sich bewegenden Ankers 40 einen höheren Wert erreichen kann. Der höhere Geschwindigkeitswert ist notwendig, weil eine erhöhte kinetische Energie notwendig ist, die erhöhte Federkraft der Kontaktfeder 56 zu überwinden. In bezug auf den Vergleich der Fig. 4 und der Fig. 5 stellen gleiche Bezugszeichen gleiche Punkte auf den Kurven der zwei Figuren dar. Bei der Ausführungsform der Erfindung der Fig. 5 wird die Gesamtenergie, die notwendig ist, die Ausstoßfeder und die Kontaktfeder 34 bzw. 56 zusammenzudrücken, um eine Größe U erhöht, die durch die Fläche dargestellt ist, die von den Kurven oder Linien eingeschlossen ist, die die Punkte 82, 102, die Kurve 79', die Punkte 104, 84, die Kurve 79 und wiederum den Punkt 82 verbinden. Die verbleibende Fläche, d. h. die Fläche, die von den Linien eingeschlossen ist, die die Punkte 72, 74, die Kurve 70, die Punkte 81, 82, die Kurve 79, die Punkte 84, 78 und wiederum 72 verbindet, ist die gleiche, die in Fig. 4 gezeigt ist. Um die erhöhte Energie U zu liefern, wird eine unterschiedliche Magnetzugkurve 86'' erzeugt. Diese Magnetzugkurve weist eine etwas größere, mittlere Steigung auf und dauert während einer Zeitdauer an, die durch den Abstandsunterschied zwischen dem Punkt 96 und dem Punkt 100 dargestellt ist, wodurch somit eine zusätzliche Zunahme der Energie U erzeugt wird. Die neue Magnetzugkurve 86'' beginnt beim Punkt 95, der der gleiche wie der sein kann, der in Fig. 4 gezeigt ist, und endet am Punkt 97' zu einer Zeit, die durch den Abstand 100 dargestellt ist. Dies wiederum erzeugt eine steilere und längere Geschwindigkeitskurve 92'' für den sich bewegenden Anker 40. Die Spitzengeschwindigkeit V&sub2; wird am Punkt 98' auf der Geschwindigkeitskurve 92'' erreicht. Zu diesem Zeitpunkt ist die kinetische Energie (E&sub2;) des Ankers 40 gleich der Hälfte von MV&sub2; zum Quadrat. Die Momentangeschwindigkeit nimmt dann der Kurve 100' folgend mit einem festgelegten Bremspunkt bei der Geschwindigkeit V&sub1; ab. Dieser Bremspunkt stellt den Anker dar, wie er anfänglich gegen die Kontaktfeder 56 stößt. Ein Teil der erhöhten Geschwindigkeit V&sub2; und der somit erhöhten Energie E&sub2; wird schnell von der vorhergehend beschriebenen Energiezunahme absorbiert, die durch die steifere oder widerstandsfähigere Kontaktfeder geliefert wird, so daß die Kurve 100' theoretisch an dem Punkt 78 Null erreicht, der dem sich bewegenden Anker 40 entspricht, wenn er gegen den festen Magnet 36 stößt.
Es wird nun auf die Fig. 2, 4 und 6 Bezug genommen, wobei Spannungs- und Stromkurven für die Spule 31 und ihre Beziehung zu Kraftkurven der Fig. 4 gezeigt und beschrieben werden. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden der Spulenstrom und die Spannung in einer Weise gesteuert, wie sie unter Bezugnahme auf die Ausführungsform der Fig. 7 in einer vierstufigen Betriebsweise beschrieben wird: (1) die BESCHLEUNIGUNGS-Stufe, zum Beschleunigen des Ankers 40, (2) die WEITERBEWEGUNGS-Stufe zum Einstellen der Ankergeschwindigkeit später bei dem Ankerbewegungsvorgang vor dem Anstoßen des Ankers 40 gegen den festen Magneten 36, (3) die GREIF-Stufe zum Festlegen des Ankers 40 an dem festen Magnet 36 kurz oder unmittelbar nach dem Anstoßen, um Schwingung oder Prallen zu dämpfen, soweit vorhanden, und (4) die HALTE-Stufe, um den Anker festzuhalten. Es wird auf die Tabelle 1 Bezug genommen, um zu helfen, das Vorstehende und das, was folgt, zu verstehen. Eine Information von dem Kabel 1 ist als ein Menü in dem Speicher eines Mikroprozessors angeordnet, wie es später beschrieben wird. Elektrische Energie wird der Spule oder dem Solenoid 31 zu einem Zeitpunkt 72' zugeführt, die zu dem Punkt 72 auf der Abstandsachse der Fig. 4 in Beziehung steht, und endet zu einer Zeit 96', die zu dem Punkt 96 auf der Abstandsachse der Fig. 4 in Beziehung steht, für den BESCHLEUNIGUNGS-Zustand. Die durch die Flächen Z und Z' in der Fig. 4 dargestellte Energie wird durch sorgfältige Wahl der elektrischen Spannung über die Klemmen der Spule 31 und den hindurchfließenden, elektrischen Strom bereitgestellt. TABELLE 1 Schließprofil Steuerspannung Beschleunigung Anzahl der Pulse des Spulenstroms Durchlaß des Triac Q1 in Prozent Weiterbewegung Greifen Halten unterhalb keine
Die Vorrichtung des Verfahrens zum Steuern dieser Spannung und dieses Stroms werden näher nachfolgend in bezug auf die Fig. 6 beschrieben. Zum Zweck der Vereinfachung der Darstellung werden hier die geeigneten Wellenformen mit dem Verständnis gezeigt, daß die Vorrichtung zum Bereitstellen der Wellenformen nachfolgend beschrieben wird. Die zur Verfügung stehende Spannung, die über die Klemmen der Spule 31 bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung aufgeprägt werden soll, kann eine ungefilterte zweiweggleichgerichtete Wechselspannung sein, die durch die Wellenform 106 mit einem Spitzenwert 110 dargestellt ist. Der elektrische Strom, der durch die Spule 31 fließt, können zweiweggleichgerichtete, ungefilterte Wechselstrompulse 108 mit gesteuertem Durchlaßwinkel sein, die gemäß Tabelle 1 durch die Spule 31 fließen. Die Spannung kann über die Spule 31 aufgeprägt werden, wie es bei 106A, 106B, 106C und 106D in Fig. 6 gezeigt ist. Bei einer Ausführungsform der Erfindung kann die Gesamtleistung, die der Magnetspule 31 während der Dauer zwischen der Zeit 72' und der Zeit 96' zugeführt wird, bereitgestellt werden, indem die Amplitude einer vollen Durchlaßstromwelle in Verbindung mit einer bekannten Spitzenamplitude 110 für die Spannungswelle 106 so eingestellt wird, daß die Kombination aus dem Strom und der Spannung, die die der Spule 31 zugeführte Leistung bilden, über die obengenannte Zeitdauer (72'-96') gleich der mechanischen Energie ist, die benötigt wird, die Kontakte zu schließen, wie es vorhergehend beschrieben worden ist. Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung jedoch, wie es in Tabelle 1 angegeben ist, kann eine torgesteuerte Einrichtung, wie ein Triac in Reihe mit der Spule 31 in einer Weise verbunden werden, die nachfolgend in bezug auf Fig. 7 beschrieben wird, damit die Spule im allgemeinen nicht leitend während gewisser vorbestimmter Abschnitte α1, α2, usw. der Halbwellenstrompulse 108 gemacht wird und somit die Spule allgemein während der Abschnitte leitend gemacht wird, die bei β1, β2, usw. dargestellt sind, zu dem Zweck, die Gesamtleistung einzustellen, die der Spule 31 während der Zeitdauer (72'-96) zugeführt wird. Es wird darauf hingewiesen, daß zwischen den Durchlaßintervallen einiger Spulenstrom wegen der Entladung der magnetisch gespeicherten Energie fließt, die während des vorhergehenden Durchlaßintervalls aufgebaut worden war. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird die Anzahl der Strompulse 108 mit gesteuertem Durchlaßwinkel durch die Zeitdauer bestimmt, während der die magnetische Energie der Spule 31 in der vorhergehend beschriebenen Weise zugeführt werden muß. Bei einigen Ausführungsformen der Erfindung kann die geeignete Einstellung auf Pulse 108 vor dem Zeitpunkt 96' ausgeführt werden, und dennoch die geeignete Zufuhr elektrischer Energie zu der Spule 31 zum Beschleunigen des Ankers 40 in der oben beschriebenen Weise durchgeführt werden. Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung mag eine ausreichende Energie von der Einstellung des Stromdurchlaßzyklus an in der geeigneten Zeit nicht verfügbar sein, und eine notwendige spätere Einstellung kann in einer nachfolgend zu beschreibenden Weise vorgesehen werden. Es wird darauf hingewiesen, daß beispielsweise die glatten Kurven oder Wellen 106 und 108 in Betracht gezogene, ideale Wellenformen darstellen, aber tatsächlich davon abweichen können. In der idealen Situation, die in Fig. 6 gezeigt ist, kann der Anker 40 bis zu einem Energiewert E, wie es in Fig. 4 gezeigt ist, zu dem Zeitpunkt 96' beschleunigt werden, der ausreicht, das Komprimieren der Ausstoßfeder 34 und der Kontaktfeder 56 mit stets abnehmender Ankergeschwindigkeit fortzusetzen, bis ein Zeitpunkt 78' erreicht wird, zu dem der Anker 40 der Kurve 100 folgend sanft gegen den Magneten 36 mit Null Geschwindigkeit stößt, wie es in Fig. 4 gezeigt ist. Tatsächlich jedoch ist dieses Erreichen schwierig. Beispielsweise kann die elektrische Energiemenge, die durch Kombination der Spannungswellenform 106 und der durchlaßgesteuerten Stromwellenform 108 innerhalb der geeigneten Zeit (72'-96') unzureichend sein, dem Anker 40 die notwendige, kinetische Energie zuzuführen, damit er den Schließzyklus abschließen kann. Dies kann durch die Geschwindigkeitskurve 100A der Fig. 4 beispielsweise dargestellt werden, die zeigt, daß der Anker 40 anhält oder eine Null Geschwindigkeit erreicht, bevor er den festen Magneten 36 berührt. In einem solchen Fall würde die Kombination aus Kontaktfeder 56 und Ausstoßfeder 34 wahrscheinlich den Anker 40 zurück in die andere Richtung beschleunigen, bis sich die Federn 34-56 entspannt hätten, wodurch das Schließen der elektrischen Kontakte, die mechanisch mit dem Anker 40 verbunden sind, verhindert wird, so daß das Schließen des Schütz 10 vereitelt wird. So unerwünscht, wie diese Situation erscheinen mag, so wäre eine Situation, bei der der Anker 40 nahezu den Permanentmagneten 36 berührt, sogar schlimmer, da die Wahrscheinlichkeit, daß die Kontakte dazwischen einen Lichtbogen schlagen und nachfolgend die Kontakte verschweißen, stark erhöht wird. Erkennt man, daß eine unzureichende Energie während der geeigneten Zeitspanne zum Beschleunigen des Ankers verfügbar sein kann, kann eine "mittlere Flug"-Korrektur auf der Grundlage neuer Informationen notwendig sein, um die Geschwindigkeitskurve des Ankers 40 "fein einzustellen". Die Zeit für diese Korrektur tritt während der WEITERBEWEGUNG in Fig. 6 auf. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist eine erneute Beschleunigung des Ankers 40 vorgesehen, indem ein Einstellstrompuls 116 zum Zeitpunkt 118' bereitgestellt wird, der die Abbremskurve des Ankers von der Kurve 100 zu der Kurve 100B der Fig. 4 so abändert, daß ein sicheres Anstoßen des Ankers 40 an dem Permanentmagneten 36 bei relativ niederer, wenn nicht Null Geschwindigkeit auftreten kann. Dieser Einstellpuls 116 wird hergestellt, indem ein Durchschaltsteuerwinkel α3 beispielsweise bereitgestellt wird, der beträchtlich größer als die Winkel α1 und α2 sein kann. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird in Betracht gezogen, daß die Winkel α1 und α2 gleich sind, obgleich dies nicht einschränkend und nur eine Funktion des Steuersystems ist, das für den Stromleitungsweg für die Spule 31 verwendet wird. Nachdem der Anker 40 an dem Permanentmagneten 36 bei einer relativ niederen Geschwindigkeit angestoßen hat, erhält das Schütz 10 den "geschlossenen" Zustand. Da es möglich ist, daß Vibrationen oder andere Faktoren ein Kontaktprallen zu diesem Zeitpunkt einführen können, wobei dieses Prallen äußerst unerwünscht ist, kann die Steuerschaltung für den Strom in der Spule 31 in einer geeigneten Weise betrieben werden, wie es nachfolgend beschrieben wird, um eine Anzahl von "Festhalt"- oder GREIF-Pulsen für den anstoßenden Anker 40 und dem festen Magneten 36 zu liefern. Da wenigstens theoretisch die Vorwärtsbewegung des Ankers 40 durch Anstoßen an den Magneten 36 angehalten worden ist oder bald sein wird, bewirkt das Einführen von Festhaltepulsen keine Beschleunigung des Ankers, da der Weg des Ankers physikalisch durch die Anordnung des festen Magneten 36 blockiert ist. Vielmehr werden alle Schwingungen schnell gedämpft. Ein sicheres Festhalten der Kontakte wird somit erreicht. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung kann das Festhalten oder GREIFEN auftreten, indem ein Spulenstrom zugelassen wird, während eines Teils einer Stromhalbwelle zu fließen, der beispielsweise durch die Durchlaßwinkel 134, 135 und 136 dargestellt ist, um Festhalte- oder GREIF-Pulse 120 zu erzeugen. Die Vorgänge BESCHLEUNIGUNG, WEITERBEWEGUNG und GREIFEN arbeiten nach dem Grundsatz der Optimalwertspannungssteuerung. In der letzten Stufe des Vorgangs HALTEN wird festgestellt, daß das mechanische System im wesentlichen zur Ruhe gekommen ist, aber eine gewisse Größe an Magnetismus nichtsdestotrotz notwendig ist, um den Anker 40 an dem festen Magneten 36 anliegend zu halten, wodurch somit die Kontakte geschlossen gehalten werden. Ein relativ kleiner und veränderbarer Haltepuls 124 kann einmal bei jedem Stromhalbzyklus unendlich so lange wiederholt werden, wie die Kontakte geschlossen bleiben sollen, um die Ausstoßfeder 34 daran zu hindern, den Anker 40 in die entgegengesetzte Richtung Zubeschleunigungen und somit die Kontakte zu öffnen. Die elektrische Energiegröße, die notwendig ist, den Anker 40 an dem Magneten 36 in anstoßender Lage zu halten, ist beträchtlich kleiner als die Größe, die notwendig ist, den Anker 40 in Richtung zu dem Magneten 36 zu beschleunigen, um die Kraft der Ausstoßfeder 34 und der Kontaktfeder 56 während des Schließvorgangs zu überwinden. Der Puls 124 kann erhalten werden, indem die Phasenrücklage, die Verzögerung oder der Durchschaltwinkel auf beispielsweise einen Wert α7 erhöht wird. Der Winkel α7 kann von Strompuls zu Strompuls variieren, d. h. der nächste Verzögerungswinkel α8 kann größer oder kleiner als der Winkel α7 sein. Dies kann durch eine Stromsteuerung mit geschlossener Schleife ausgeführt werden; d. h., der in der Spule 31 fließende Strom wird erfaßt und erneut eingestellt, wenn es notwendig ist, wie es weiter unter Bezugnahme auf die Fig. 21 beschrieben wird.
In den Fig. 7A bis 7D ist ein elektrisches Blockschaltbild für die Steuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt. Auf der Spulensteuerkarte 28 der Fig. 2, 8, 9 und 10 ist der Klemmenblock oder -streifen J1 zur Verbindung mit externen Steuerelementen vorgesehen, wie beispielsweise in Fig. 11 gezeigt. Der Klemmenblock J1 weist Klemmen 1 bis 5 mit Bezeichnungen "C", "E'", "P", "3" bzw. "R" auf. Mit der Klemme "2" ist ein Ende eines Widerstandselements R1 verbunden, ein Ende eines Widerstandselements R2, und die erste Wechselspannungseingangsklemme eines Vollwellen-Brückengleichrichters BR1. Das andere Ende des Widerstandselements R1 ist mit einem Ende eines kapazitiven Elements C1 verbunden, und einem Ende eines Widerstandselements R16. Der letztgenannte elektrische Punkt ist durch "120 VAC" ("120 Volt Wechselspannung") bezeichnet. Das andere Ende des Widerstandselements R2 ist die Eingangsklemme "LINE" ("Netz") eines bipolaren, linearen, speziellen, analogen, integrierten Schaltungsmoduls U1, dessen Funktion nachstehend noch erläutert wird. Die letztgenannte Klemme ist weiterhin an die B40-Klemme eines Mikroprozessors U2 angeschlossen, und an eine Seite eines kapazitiven Elements CX, dessen andere Seite geerdet ist. Der Mikroprozessor U2 kann beispielsweise ein Typ sein, der von "Nippon Electric Company" hergestellt wird, unter der Bezeichnung uPD75CG33E, oder uPD7533. An die zweite Wechselspannungseingangsklemme des Brückengleichrichters BR1 sind eine Seite eines Widerstandselements R6, dessen andere Seite an Systemmasse liegt, und die Anode eines Triacs oder ähnlichen getakteten Gerätes Q1 angeschlossen. Das andere Ende des kapazitiven Elements C1 ist mit der Anode einer Diode CR1 verbunden, der Kathode einer Diode CR2, und der Regelklemme einer Zenerdiode ZN1. Die Kathode der Diode CR1 ist mit einer Seite eines kapazitiven Elements C2 verbunden, dessen andere weite an Systemmasse liegt, und mit der Klemme "+V" auf der integrierten Schaltung U1. Der letztgenannte Punkt stellt die Stromversorgungsspannung VY dar, die bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung +10VDC ("+10 Volt Gleichspannung") beträgt. Die Anode der Diode CR2 ist mit einer Seite eines kapazitiven Elements C7 verbunden, dessen andere Seite an Masse liegt. Die andere Klemme der Zenerdiode ZN1 ist an die nicht regelnde Klemme einer weiteren Zenerdiode ZN2 angeschlossen. Die andere Seite oder regelnde Klemme der Zenerdiode ZN2 liegt an Masse. Die Verbindung zwischen den Anoden des Geräts CR2 und des kapazitiven Elements C7 liegt auf der Stromversorgungsspannung VX, welche bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung -7VDC ("-7 Volt Gleichspannung") beträgt.
Die Eingangsklemme "1" auf der Klemmenplatine J1 liegt an Masse. Die Eingangsklemme "3" auf der Klemmenplatine J1 ist mit einer Seite eines Widerstandselements R3 verbunden, dessen andere Seite an eine Seite eines kapazitiven Elements C4 angeschlossen ist, an die Eingangsklemme "RUN" der linearen integrierten Schaltung U1, und an die Klemme B41 des Mikroprozessors U2. Die andere Seite des kapazitiven Elements C4 liegt an Masse. Die Klemme "4" der Klemmenplatine J1 ist mit einer Seite eines Widerstandselements R4 verbunden, dessen andere Seite an eine Seite eines kapazitiven Elements C5 angeschlossen ist, an die Eingangsklemme "START" der linearen Schaltung U1, und an die Klemme B42 des Mikroprozessors U2. Die andere Seite des kapazitiven Elements C5 ist mit Masse verbunden. Die Eingangsklemme "5" der Klemmenplatine J1 ist mit einer Seite eines Widerstandselements R5 verbunden, dessen andere Seite an eine Seite des kapazitiven Elements C6 angeschlossen ist, an die Eingangsklemme "RESET" der linearen integrierten Schaltung U1, und an die Klemme B43 des Mikroprozessors U2. Die andere Seite des kapazitiven Elements C6 ist an Masse angeschlossen. Die Kombination der Widerstands- und Kondensatorelemente R3-C4, R4-C5, und R5-C6 repräsentiert Filternetzwerke für die Eingangsklemme "3", "4" bzw. "5" der Klemmenplatine J1. Diese Filter wiederum versorgen Schaltungen hoher Impedanz, welche durch die Eingänge "RUN", "START" bzw. "RESET" der linearen integrierten Schaltung U1 repräsentiert werden.
Über den DC- oder Ausgangsklemmen des Vollwellenbrückengleichrichters BR1 ist die voranstehend erwähnte Magnetspule 31 angeschlossen, die auf die voranstehend beschriebene Weise verwendet werden soll, wie dies nachstehend noch erläutert wird. Die andere Hauptleitungsquelle oder Kathode des gesteuerten Siliziumgleichrichters oder einer entsprechenden getakteten Vorrichtung Q1 ist an eine Seite eines Widerstandselements R7 und an die Klemme "CCI" der Vorrichtung U1 angeschlossen. Die andere Seite des Widerstandselements R7 liegt an Masse. Das Gate des gesteuerten Siliziumthyristors oder der entsprechenden getakteten Vorrichtung Q1 ist an die Ausgangsklemme "GATE" der linearen integrierten Schaltung U1 angeschlossen.
Die lineare integrierte Schaltung U1 weist eine Stromversorgungsklemme "+5V" auf, die durch VZ bezeichnet ist, und an die Eingangsklemme REF des Mikroprozessors U2 angeschlossen ist, sowie ein Potentiometerwiderstandselement R8 für Einstellzwecke. Das integrierte Schaltungsmodul U1 weist eine Ausgangsklemme "VDD" auf, die an die Eingangsklemme VDD des Mikroprozessors U2 angeschlossen ist, an eine Seite eines kapazitiven Elements C16, und an eine Seite eines Widerstandselements R15, dessen andere Seite an eine Seite eines kapazitiven Elements C9 angeschlossen ist, und an die Eingangsklemme "VDDS" des linearen analogen Moduls U1. Die anderen Seiten der kapazitiven Elemente C9 und C16 liegen an Masse. Weiterhin weist das lineare integrierte Schaltungsmodul U1 eine Masseklemme "GND" auf, die an die Systemmasse oder Erde angeschlossen ist. Die integrierte Schaltung U1 weist eine Klemme "RS" auf, die das Signal "RES" an die Eingangsklemme RES des Mikroprozessors U2 liefert. Das lineare integrierte Schaltungsmodul oder der Chip U1 weist eine Klemme "DM" (DEADMAN: "toter Mann") auf, die mit einer Seite eines kapazitiven Elements C8 und einer Seite eines Widerstandselements R14 verbunden ist. Die andere Seite des Widerstandselements R14 ist an die Klemme O22 des Mikroprozessors U2 angeschlossen. Die andere Seite des kapazitiven Elements C8 ist an Masse angeschlossen. Der Chip oder die Schaltung U1 weist eine Eingangsklemme "TRIG" auf, an welche das Signal "TRIG" von der Klemme B52 des Mikroprozessors U2 geliefert wird. Die integrierte Schaltung U1 weist eine Ausgangsklemme " " auf, die das Signal " " an die Klemme INTO des Mikroprozessors U2 liefert. Schließlich weist die integrierte Schaltung U1 eine Ausgangsklemme "CCO" auf, die das Signal "COILCUR" an die Eingangsklemme AN2 des Mikroprozessors U2 liefert. Das Signal "COILCUR" enthält eine Anzeige der Menge des Stroms, der in der Spule 31 fließt. Nachstehend erfolgt noch eine weitere Beschreibung des internen Betriebs der bipolaren linearen integrierten Schaltung U1 und des Betriebsablaufs der verschiedenen beschriebenen Ein- und Ausgänge.
Die andere Seite des Widerstandselements R16 ist an die Anode einer Diode C4 angeschlossen, deren Kathode mit einer Seite eines kapazitiven Elements C13 verbunden ist, mit einer Seite eines Widerstandselements R17, und der Eingangsklemme AN3 des Mikroprozessors U2. Die letztgenannte Klemme empfängt das Signal "LVOLT", welches die Leitungsspannung des zu steuernden Systems angibt. Die andere Seite des kapazitiven Elements C13 und die andere Seite des Widerstandselements R17 liegen an Systemmasse.
Weiterhin ist auf der Spulensteuerplatine 28 ein weiterer Verbinder oder Klemmenblock J2 vorgesehen, welcher Klemmen aufweist, durch welche folgende Signale oder Funktionen zur Verfügung gestellt werden: "GND" (mit Masse verbunden), "MCUR" (ein Eingang), "DELAY" (ein Eingang), "+5V" (Stromversorgung), "+10V" (Stromversorgung), und "-7V" (Stromversorgung). Hier werden auch die Steuersignale , A, B, C und SW zur Verfügung gestellt.
Die folgenden Klemmen des Mikroprozessors U2 liegen an Masse: GND und AGND. Die Klemme AN2 des Mikroprozessors U2 ist an die Klemme "MCUR" der Klemmenplatine J2 angeschlossen. Die Klemme CL2 des Mikroprozessors U2 ist mit einer Seite eines Kristalls Y1 verbunden, dessen andere Seite an die Klemme CL1 des Mikroprozessors U2 angeschlossen ist. Die Klemme CL2 ist ebenfalls mit einer Seite des kapazitiven Elements C14 verbunden. Die Klemme CL1 ist ebenfalls an eine Seite des kapazitiven Elements C15 angeschlossen. Die anderen Seiten der kapazitiven Elements C14 und C15 sind mit Systemmasse verbunden. Die Klemme DVL des Mikroprozessors U2 ist an die Klemme "+5V2" auf der Klemmenplatine J2 angeschlossen.
Die lineare analoge Schaltung U1 enthält intern eine geregelte Stromversorgung RPS, dessen Eingang an die Eingangsklemme "+V" angeschlossen ist, und deren Ausgang mit der Ausgangsklemme "+5V" verbunden ist. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird der ungeregelte Spannungswert von 10 Volt, VY, innerhalb der geregelten Stromversorgung RPS in das stark geregelte 5 Volt-Signal VZ oder +5V umgewandelt. Zusätzlich wird eine interne Ausgangsleitung COMPO für die geregelte Stromversorgung RPS, die bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung 3,2 Volt betragen kann, der Bezugsklemme (-) eines Komparators COMP zugeführt. Ein Eingang (+) des Komparators COMP wird mit dem Signal VDDS versorgt. Der Ausgang des Komparators COMP ist durch bezeichnet. Die Eingangsklemmen mit den Bezeichnungen "LINE", "RUN", "START" und "RESET" sind an eine Begrenzer- und Klemmschaltung CLA in der linearen integrierten Schaltung U1 angeschlossen, welche bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung den Bereich des dem Mikroprozessor U2 zugeführten Signals auf einen Bereich zwischen +4,6 Volt positiv und -0,4 Volt negativ begrenzt, unabhängig davon, ob das zugehörige Signal ein Gleichspannungssignal oder ein Wechselspannungssignal ist. Intern in der linearen Schaltung U1 ist eine Gate-Verstärkerschaltung GA vorgesehen, die ihr Eingangssignal von dem Eingang "TRIG" empfängt, und das Ausgangssignal GATE liefert. Eine DEADMAN- und Rücksetzschaltung DMC, die so angeschlossen ist, daß sie das DEADMAN-Signal "DM" liefert, und bei "RS" das Rücksetzsignal RES zur Verfügung stellt, stellt darüber hinaus auch ein Sperrsignal für den Gate-Verstärker GA zur Verfügung, bei "I", so daß der Gate-Verstärker GA kein Taktsignal GATE erzeugt, wenn die DEADMAN-Funktion vorliegt. Weiterhin ist ein Spulenstromverstärker CCA vorgesehen, der das Spulenstromsignal von der Klemme "CCI" empfängt, und das Ausgangssignal COILCUR an der Klemme CCO zur Verfügung stellt, zur Verwendung durch den Mikroprozessor U2 auf eine nachstehend beschriebene Weise. Eine Beschreibung der von dem Mikroprozessor U2 an seinen verschiedenen Eingangs- und Ausgangsklemmen zur Verfügung gestellten Funktionen erfolgt später.
Weiterhin ist die Überlastrelais-Platine 60 vorgesehen, die einen Verbinder J101 und einen Verbinder J102 aufweist, die komplementär zum Verbinder J2 auf der Spulenstrom-Steuerplatine 28 ausgebi1det sind und mit diesem über ein Kabel 64 verbindbar sind. Der voranstehend erwähnte Strom-Spannungswandler-Bildner 62 kann durch drei Transformatoren 62A, 62B und 62C repräsentiert werden, für ein dreiphasiges elektrisches System, welches von der Überlastrelais-Platine 60 gesteuert wird. Eine Seite jeder der Sekundärwindungen dieser Strom-Spannungswandler 62A, 62B und 62C ist geerdet, während die andere Seite an eine Seite eines Widerstandselements R101, R102 bzw. R103 angeschlossen ist. Weiterhin ist ein dreifacher, analoger Zweikanal-Multiplexer/Demultiplexer oder ein Übertragungs-Gate U101 vorgesehen, welches Klemmen aOR, bOR und cOR aufweist, die jeweils an die andere Seite des Widerstandselements R101, R102 bzw. R103 angeschlossen sind. Die Klemmen ay, by und cy des Gates U101 sind mit Masse verbunden. Die Klemmen ax, bx und cx des Gates U101 sind elektrisch zusammengeführt und an eine Seite eines Integrier-Kondensators C101 und die Anode eines Gleichrichters CR101 angeschlossen. Die andere Seite des Kondensators C101 ist mit der Kathode eines Gleichrichters CR102 verbunden, dessen Anode an die Kathode des voranstehend erwähnten Gleichrichters CR101 angeschlossen ist, an den Ausgang eines Differenzverstärkers U103, und an die Klemme bOR eines zweiten analogen Dreifach- Zweikanal-Multiplexers/Demultiplexers U102. Die andere Seite des Integrier-Kondensators C101 ist auch an die positive Eingangsklemme eines Pufferverstärkers mit der Verstärkung U105 angeschlossen, und an die Ausgangsklemme cOR des voranstehend erwähnten zweiten analogen Multiplexers/Demultiplexers oder Übertragungs-Gates U102. Die voranstehend erwähnten, verbundenen Klemmen ax, bx und cx des Übertragungs-Gates U101 sind ebenfalls an die Klemmen ay und cx des Übertragungs-Gates U101 angeschlossen. Die Klemme ax des Übertragungs-Gates oder analogen Multiplexers/Demultiplexers U102 ist mit Masse verbunden. Die Klemme aOR des Gerätes U102 ist an eine Seite eines kapazitiven Elements C102 angeschlossen, dessen andere Seite mit der Klemme bx des Multiplexers/Demultiplexers U102 verbunden ist, und mit der negativen Eingangsklemme des voranstehend erwähnten Differenzverstärkers U103. Die positive Eingangsklemme des voranstehend erwähnten Differenzverstärkers U103 liegt an Masse. Die negative Eingangsklemme des Differenzverstärkers U105 ist an den Abgriff eines Potentiometers P101 geschaltet, dessen eine Hauptklemme an Masse liegt, und dessen andere Hauptklemme so angeschlossen ist, daß sie das Ausgangssignal "MCUR", an die Klemmenplatine J102 liefert. Das letztgenannte Signal wird von einer Seite eines Widerstandselements R103 geliefert, dessen andere Seite an den Ausgang des Differenzverstärkers U105 angeschlossen ist, an die Anode einer Diode CR104, und an die Kathode einer Diode CR105. Die Anode der Diode CR105 ist mit Masse verbunden, und die Kathode der Diode CR104 ist an die Stromversorgungsklemme VZ für +5V angeschlossen. Die Geräte U101, U102 und U103 werden von der Stromversorgung -7 versorgt. Die +10V-Stromversorgungsspannung wird an den voranstehend erwähnten, eine Verstärkung aufweisenden Verstärker U105 und an eine Seite eines Widerstandselements 104 geliefert, dessen andere Seite so angeschlossen ist, daß Energie an die voranstehend erwähnten Übertragungs- Gates U101 und U102 geliefert wird, und ebenso an die Anode einer Diode CR106, deren Kathode an die Versorgungsspannung von +5V angeschlossen ist. Der Spannungspegel VZ von +5V auf der Klemmenplatine J102 wird ebenfalls einer Seite eines kapazitiven Filterelements C103 zugeführt, dessen andere Seite an Masse liegt, und an eine Hauptklemme eines Potentiometers P102, dessen andere Hauptklemme an Masse liegt. Der Abgriff des Potentiometers P102 ist so angeschlossen, daß er das Ausgangssignal "DELAY" auf der Klemmenplatine J101 und daher für die Klemme ANO des Mikroprozessors U2 zur Verfügung stellt.
Die Steuerklemmen A, B und C der voranstehend erwähnten, analogen Multiplexer/Demultiplexer-Vorrichtung U101 sind an die Signalklemme A, B bzw. C eines Parallel/Seriell-Acht-Bit- Statik-Schieberegisters U104 angeschlossen. Die Signale A, B und C kommen von der Klemme O32, O31 bzw. O30 des Mikroprozessors 42.
Es ist ein achtpoliger Schalter SW101 mit den folgenden Bezeichnungen vorgesehen: AM, CO, C1, SP, HO, H1, H2 und H3. Ein Ende jedes der Schalterpole liegt an Masse, während das jeweils andere Ende mit der Stromversorgung VZ von 5 Volt verbunden ist, über die Eingangsklemmen P0 bis P7 des statischen parallel/Seriell-Schieberegisters U104 mit acht Bit, dessen Ausgangsklemme "COM" das Signal "SW" von der Klemmenplatine J101 und der Klemme 110 des Mikroprozessors U2 empfängt. Die voranstehend genannten Bezeichnungen "H0" bis "H3" repräsentieren "Heiz"-Klassen für die Arten von Geräten, die von der Überlastrelais-Platine 60 gesteuert werden sollen. Eine geeignete Einstellung eines oder sämtlicher der letztgenannten vier Pole im Schalter SW101 ergibt eine zufriedenstellende Weise zum Repräsentieren der Heiz-Klasse des Geräts, welches von der Überlastrelais-Platine 60 geschützt wird.
Unter Bezug auf die Fig. 2, 8, 9 und 10 werden nunmehr konstruktive Merkmale der gedruckten Schaltungsplatine erläutert und beschrieben, welche dazu verwendet wird, die Spulensteuerplatine 28 und die Überlastrelais-Platine 60 zu bilden. Im einzelnen ist der Klemmenblock J1 auf der Spulensteuerplatine 28 angeordnet gezeigt. Weiterhin ist, auf der Spulensteuerplatine 28 angeordnet, die Spulenanordnung 30 (ohne Spule) gezeigt. Die Spulensteueranordnung 30 umfaßt die Federsitzanordnung 32 und eine Spulensitzanordnung 31A. Weiterhin ist auf der Spulensteuerplatine 28 der Verbinder J2 vorgesehen, in welchen ein Ende des Flachleiterkabels 64 eingelötet oder auf sonstige Weise dort angebracht ist. Das Flachleiterkabel 64 endet an seinem anderen Ende an den Verbindern J101 und J102 auf der Überlastrelais-Platinenanordnung 60. Die Dreiphasen-Stromwandler oder -Transformatoren 62, die in Fig. 8 als 62A, 62B und 62C für einen elektrischen Dreiphasenstrom bezeichnet sind, sind auf der Überlastrelais-Platine 60 gezeigt. Der Schalter SW101 ist vorgesehen, welcher ein achtpoliger Einstellschalter ist. Weiterhin sind die Potentiometer P101 und P102 für eine werksseitige Kalibrierung bzw. eine Zeitverzögerungseinstellung dargestellt.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung können die Spulensteuerplatine 28 und die Überlastrelais-Platine 60 auf einem Stück eines vorgeformten, gelöteten und verbundenen Materials für eine gedruckte Schaltungsplatine ausgebildet sein. Das einzige Stück aus Material für eine gedruckte Schaltungsplatine wird dann im Bereich 102 abgetrennt, beispielsweise durch Abbrechen an der Engstelle 102, so daß die Überlastrelais-Platine 60 und die Spulensteuerplatine 60 gelenkig in einem rechten Winkel aneinander befestigt sind, wie am deutlichsten aus Fig. 2 und 10 hervorgeht.
Unter Bezugnahme auf Fig. 2 und Fig. 11 ist nunmehr eine erläuternde und beispielhafte, jedoch nicht einschränkende Steueranordnung gezeigt, welche die Vorrichtung und die elektrischen Elemente der Spulensteuerplatine 28 und der Überlastrelais-Platine 60 verwendet. Insbesondere sind drei Hauptnetzleitungen vorgesehen, nämlich L1, L2 und L3, welche eine dreiphasige elektrische Wechselstromleistung von einer geeigneten dreiphasigen Energiequelle liefern. Diese Leitungen werden durch Schütze MA, MB bzw. MC zugeführt. Dargestellt ist die Klemmenplatine J1 mit ihren Klemmen, die bezeichnet sind als: "C", "E", "P", "3" und "R". Diese Bezeichnungen repräsentieren folgende Funktionen oder Verbindungen: "COMMON", "AC POWER", "RUN PERMIT/STOP", "START/REQUEST", bzw. "RESET". Wie beispielsweise unter Bezug auf die Fig. 8, 9 und 10 gezeigt wurde, steht die Spulensteuerplatine 28 mit der Überlastrelais-Platine 60 über das Mehrzweckkabel 64 in Verbindung. Die Überlastrelais-Platine 60 weist unter anderem den Schalter SW101 auf, der die voranstehend beschriebenen Funktionen ausführt. Zusätzlich sind die Sekundärwicklungen der Stromwandler- oder -transformatoren 62A bis 62C gezeigt, die mit der Überlastrelais-Platine 60 verbunden sind. Die Wandler 62A bis 62C überwachen die momentanen Leitungsströme iL1, iL2 und iL3 auf den Leitungen L1, L2 bzw. L3, die durch einen MOTOR gezogen werden, der mit den Leitungen L1, L2, L3 über Klemmen T1, T2 bzw. T3 verbunden ist. Leistung wird an die Spulensteuerplatine 28 und die Überlastrelais-Platine 60 über einen Transformator CPT geschickt, dessen Primärwicklung beispielsweise über die Leitungen L1, L2 geschaltet ist. Seine Sekundärwicklung ist mit den Klemmen "C" und "E" der Klemmenplatine J1 verbunden. Eine Seite der Sekundärwicklung des Transformators CPT kann an eine Seite eines normalerweise geschlossenen Druckschalters STOP und an eine Seite eines normalerweise offenen Druckschalters RESET angeschlossen sein. Die andere Seite des Druckschalters STOP ist mit der Eingangsklemme "P" der Klemmenplatine J1 verbunden, und mit einer Seite eines normalerweise geöffneten Druckschalters START. Die andere Seite des normalerweise offenen Druckschalters START ist an die Eingangsklemme "3" der Klemmenplatine J1 angeschlossen. Die andere Seite des Druckschalters RESET ist mit der Rücksetzklemme R der Klemmenplatine J1 verbunden. Die voranstehend erwähnten Druckschalter können auf im Stand der Technik wohlbekannte Weise betätigt werden, um Steuerinformation für die Spulensteuerplatine 28 und die Überlastrelais-Platine 60 zur Verfügung zu stellen.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 2, 7C und 12 bis 18 werden nunmehr der Aufbau und die Betriebsmerkmale unterschiedlicher Arten von Stromtransformatoren oder -wandlern 62 beschrieben. Konventionelle Strommeßtransformatoren nach dem Stand der Technik erzeugen einen Sekundärwicklungsstrom, der proportional dem Primärwicklungsstrom ist. Wenn ein Ausgangsstromsignal von dieser Art eines Transformators einem Stromnebenschlußwiderstand zugeführt wird, und die Spannung über dem Nebenschlußwiderstand einer elektronischen Spannungsmeßschaltung zugeführt wird, wie sie sich beispielsweise in der Überlastrelais-Platine 60 befinden kann, so existiert eine lineare Beziehung zwischen Eingang und Ausgang. Diese Spannungsquelle kann dann für Meßzwecke eingesetzt werden. Andererseits können Luftkerntransformatoren, manchmal als Linearkoppler bezeichnet, für Strommeßzwecke verwendet werden, und zwar dadurch, daß eine Spannung über der Sekundärwicklung zur Verfügung gestellt wird, welche proportional zur Ableitung des Stroms in der Primärwicklung ist. Der konventionelle Eisenkern-Stromtransformator und der Linearkoppler weisen gewisse Nachteile auf. Einer der Nachteile besteht darin, daß das "Wicklungsverhältnis" des konventionellen Transformators variiert werden muß, um die Ausgangsspannung für eine bestimmte Stromtransformatorauslegung zu ändern. Bei den Stromtransformatoren oder -wandlern, die in bezug auf die vorliegende Erfindung beschrieben werden, ist die zeitliche Änderungsrate des Magnetflusses in dem Magnetkern des Wandlers proportional zum Strom in der Primärwicklung, wenn keine Flußsättigung in dem Kern vorliegt. Es wird eine Ausgangsspannung erzeugt, die proportional zur Ableitung des Stroms in der Primärwicklung ist, und das Verhältnis der Ausgangsspannung zum Strom wird einfach für unterschiedliche Strommeßeinsatzzwecke geändert. Eisenkern-Transformatoren sind üblicherweise verhältnismäßig groß. Der Transformator gemäß der vorliegenden Erfindung kann miniaturisiert werden.
Wie besonders aus Fig. 12 hervorgeht, kann ein Transformator 62X einen toroidförmigen Magneteisenkern 110 mit einem im wesentlichen diskreten Luftspalt 111 aufweisen. Der Primärstrom iL1, also der zu messende Strom, gelangt durch das Zentrum des Kerns 110, und stellt daher eine Eingangsprimärwicklung mit einer einzigen Windung für die Leitung L1 zur Verfügung. Die Sekundärwicklung 112 des Transformators 62X weist mehrere Windungen auf, die beispielsweise zu Er1äuterungszwecken so bezeichnet werden können, daß N2 Windungen vorgesehen sind. Die Sekundärwicklung 112 weist ausreichend viele Windungen auf, um einen Spannungspegel zur Verfügung zu stellen, der dazu ausreicht, elektronische Schaltungen zu treiben, welche den Transformator oder Wandler überwachen. Die Umfangslänge des Eisenkerns 110 ist willkürlich zu Erläuterungszwecken so ausgewählt, daß sie l&sub1; beträgt, und die Länge des Luftspaltes 111 ist willkürlich als l&sub2; festgelegt. Die Querschnittsfläche des Kerns ist durch A&sub1; bezeichnet, und die Querschnittsfläche des Luftspaltes durch A&sub2;. Die Ausgangsspannung des Transformators wird dadurch variiert, daß die Effektivlänge des Luftspaltes l&sub2; geändert wird. Dies kann dadurch ausgeführt werden, daß entweder metallische Korrekturelemente in den Luftspalt 111 eingeführt werden, wie in Fig. 15 und 16 gezeigt ist, oder dadurch, daß getrennte Abschnitte des Kernaufbaus des Transformators bewegt werden, wie in Fig. 17 gezeigt, um einen relativ kleineren oder größeren Luftspalt 111 zu erzeugen. Sobald die Länge des Luftspaltes 111 ausgewählt wurde, wird ein verhältnismäßig kleiner Strommeßtransformator oder -wandler gebildet, der eine Ausgangsspannung eo(t) erzeugt, die allgemein proportional der Ableitung des Eingangsstroms iL1 in der Eingangswicklung des Transformators ist. Ein Vorteil dieser Anordnung besteht darin, daß sie nicht auf die Verwendung sinusförmiger oder sogar periodischer Eingangsströme beschränkt ist. Allerdings wird zur Erleichterung der Beschreibung das nachstehende Beispiel mit einem sinusförmigen Eingangsstrom beschrieben. Die Ausgangsspannung eo(t), die von der Sekundärwicklung des Transformators oder Wandlers 62X erzeugt wird, der beispielsweise in Fig. 12 dargestellt ist, wird durch Gleichung (1) gegeben:
Die Terme u&sub1; und u&sub2; sind die magnetische Permeabilität des Kerns 110 bzw. Luftspaltes 111. ω ist die Frequenz des momentanen Stroms iL1 und IL1 ist gleich dem Spitzenwert des momentanen Stroms iL1. Für Anwendungen, bei welchen sämtliche Parameter konstant bleiben, abgesehen von der Länge des Luftspaltes l&sub2; und der angelegten Frequenz ω, ergibt sich Gleichung (2) aus Gleichung (1):
wobei der Kern in Klammern gleich dem Ableitungsabschnitt von Gleichung (1) ist.
Wird die Spannung eo(t) von Gleichung (2) den Klemmen einer Integrierschaltung oder eines Integrierers zugeführt, beispielsweise 113 in Fig. 13, der bei einer bevorzugten Ausführungsform gemäß der Erfindung so wie in Fig. 7 gezeigt ausgebildet sein kann, so gilt am Ausgang des Integrierers 113 Gleichung (3).
Wird die Länge l&sub2; des Luftspaltes 111 variiert, so variiert die Ausgangsspannung e'o(t), die nunmehr direkt proportional zum Eingangsstrom iL1 ist, proportional invers zur Länge l&sub2; des Luftspaltes 111. Fig. 14 zeigt ein typisches Diagramm der Ausgangsspannung e'o(t), dividiert durch den Eingangsstrom (beispielsweise iL1), für Variationen der Länge 111 des Luftspaltes l&sub2;. In einem speziellen Fall, in welchem die Primärfrequenz w konstant bleibt oder als konstant angenommen wird, kann die Verwendung der Integrierschaltung oder des Integrierers 113 von Fig. 13 ausgeschaltet werden. In diesem Fall läßt sich Gleichung (2) zu Gleichung (4) umformen:
wobei der Term mit konstanter Frequenz ω einen Teil von k4 bildet. In diesem Fall ist das Ausgangssignal eo(t) von der Sekundärwicklung 112 des Transformators proportional zum Eingangsstrom IL1 und variiert invers zur Länge l&sub2; des Luftspaltes 111.
Unter Verweisung insbesondere auf die Fig. 15, 16 und 17 kann für Einsatzzwecke, in welchen es gewünscht ist, denselben Stromtransformator oder -wandler zur Messung verschiedener Strombereiche einzusetzen, die Ausgangsspannung eo(t) dadurch variiert werden, daß in der Wirkung die Länge l&sub2; des Luftspaltes 111 variiert wird. Dies wird dadurch erzielt, daß ein Korrekturelement in den Luftspalt des Transformators 62Y mit vorbestimmter Breite eingeführt wird, abhängig von dem gewünschten Bereich der Ausgangsspannung eo(t). Alternativ kann ein keilförmiger Halbkern 119 in den Luftspalt 111 des Transformators 62Z eingeführt werden, um denselben Zweck zu erzielen, und schließlich kann der Kern des Transformators in zwei Abschnitte 116A, 116B (für den Transformator 62U von Fig. 17) aufgeschnitten werden, um denselben Zweck zu erreichen, durch Bereitstellung zweier komplementärer Luftspalte 111A, 111B. Aus den Fig. 12 bis 17 geht ein Strom-Spannungstransformator hervor, der eine auf einem Magnetkern angeordnete Primärwicklung aufweist, um einen Magnetfluß in dem Magnetkern zu erzeugen, der allgemein proportional zur Menge des elektrischen Stroms ist, der in der Primärwicklung fließt. Der Magnetkern weist einen diskreten, jedoch variablen Luftspalt auf. Der diskrete, jedoch variable Luftspalt weist eine erste magnetische Reluktanz auf, die eine magnetische Sättigung des Magnetkerns für elektrische Stromwerte verhindert, die kleiner oder gleich einem Wert I1 sind. Weiterhin ist eine Sekundärwicklung vorgesehen, die auf dem Magnetkern angeordnet ist, um eine elektrische Spannung V an ihren Ausgangsklemmen zu erzeugen, die allgemein proportional zum Magnetfluß in dem Magnetkern ist. Die Spannung V ist kleiner oder gleich der Spannung V2 für die erste magnetische Reluktanz und für Werte des Stroms I kleiner oder gleich I1. Der variable, jedoch diskrete Luftspalt ist so änderbar, daß er einen zweiten und höheren Wert der Luftspalt-Reluktanz zur Verfügung stellt, welcher eine magnetische Sättigung des Magnetkerns für elektrische Stromwerte 1 kleiner oder gleich I2 verhindert, wobei I2 größer als I1 ist. Die Spannung V bleibt kleiner oder gleich V1 für den zweiten Wert der Luftspaltreluktanz, und für Werte des Stroms kleiner oder gleich I2.
Jedoch kann gemäß der Erfindung, unter besonderer Bezugnahme auf Fig. 18, ein homogener Magnetkern 120 für einen Transformator 62S zur Verfügung gestellt werden, der anscheinend keinen großen diskreten Luftspalt 111 aufweist, sondern der tatsächlich aus gesintertem oder komprimiertem Pulvermetall besteht, beispielsweise - jedoch nicht hierauf begrenzt - Ferrit, in welchem mikroskopische Klumpen oder Quanten aus magnetisch leitfähigem Kernmaterial 122 mit homogen oder gleichmäßig verteilten Luftspalten 124 vorgesehen sind. Dies zeigt dieselbe Wirkung wie ein diskreter Luftspalt, beispielsweise 111 in Fig. 12, verringert jedoch die Wirkungen der Einf1üsse magnetischer Streufelder und sorgt für einen sehr verläßlichen und kleinen Transformator. Diese Art von Transformator kann dadurch hergestellt werden, daß Pulvermetall komprimiert oder aufandere Weise in eine Kernform gebracht wird, die Abschnitte aus Pulvermetall 122 aufweist, sowie Luftspalte oder Zwischenräume 124, die um seinen Körper mikroskopisch und gleichmäßig verteilt sind. Bei diesem Aufbau muß der Magnetkern nicht gesättigt werden, wodurch er eine Ausgangsspannung zur Verfügung stellt, die proportional zur mathematischen Ableitung des Anregungsstroms ist. Bei einer Ausführungsform der Erfindung ist ein nicht-magnetisches Isoliermaterial in den voranstehend erwähnten Zwischenräumen angeordnet.
Bezugnehmend auf die Fig. 7A bis 7D, die Fig. 11, 19, 20 und 21 wird die Arbeitsweise des Systems nun beschrieben. Die Systemleitungsspannung (siehe beispielsweise VAB der Fig. 11) ist durch das LINE-Signal dargestellt, das verwendet wird, eine Synchronisierung des Mikroprozessors U2 mit der Leitungswechselspannung zu liefern. Diese erzeugt die verschiedenen Netzgerätspannungen beispielsweise VX, VY, VZ. Die Totmannschaltung DMC, die auch als eine Einschalt-Rücksetzschaltung verwendet wird, liefert anfangs ein Rücksetzsignal RES von 5 V und 10 ms an den Mikroprozessor U2. Dieses Signal initialisiert den Mikroprozessor U2, indem seine Ausgänge auf einen hohen Impedanzpegel gelegt werden und sein internes Programm bei der Speicherstelle 0 angeordnet wird. Schaltereingänge werden über die Eingänge B41- B43 gelesen. Der A1gorithmus ist in Fig. 19 gezeigt. Normalerweise sind die Klemmen B41, B42 und B43 Eingangsklemmen für den Mikroprozessor U2, sind aber auch als Ausgangsklemmen ausgebildet, um Entladungswege für die vorgenannten Kondensatoren für den vorhergehend beschriebenen Entladungszweck bereitzustellen. Der Grund hierfür ist der folgende: wenn die Eingangsdruckknöpfe offen sind, werden C4, C5 und C6 aufgeladen, wie es vorhergehend beschrieben worden ist, oder durch Leckströme, die von dem Mikroprozessor herkommen. Die Leckströme laden die Kondensatoren auf Spannungswerte, die fä1schlicherweise als eine logische 1 interpretiert werden können. Deshalb ist es notwendig, periodisch die kapazitiven Elemente C4, C5 und C6 zu entladen. Der "READSWITCHES" Algorithmus der Fig. 19 stellt beim Logikblock 152 die Frage: ist die Leitungsspannung, wie sie von dem Leitungssignal LINE an der B40 Eingangsklemme des Mikroprozessors U2 gelesen wird, ein positiver Halbzyklus? Wenn die Antwort auf diese Frage "Ja" ist, dann wird der Logikblock 154 verwendet, der im wesentlichen überprüft, um zu sehen, ob die Signale "START", "RUN" und "RESET" an den Eingangsklemmen B41, B42 bzw. B43 auf digitaler Eins oder digitaler Null sind. Unabhängig von der Antwort ist, wenn die vorgenannten Fragen gestellt worden sind, der nächste Schritt in dem Algorithmus in dem Funktionsblock 156 gezeigt, der den folgenden Befehl ausgibt: "KONDENSATOREN ENTLADEN". An diesem Punkt werden an die Klemmen B41 bis B43 des Mikroprozessors U2 intern Nullen gegeben, um die Kondensatoren zu entladen, wie es vorhergehend beschrieben worden ist. Dies tritt während eines positiven Halbzyklus der Leitungsspannung auf. Wenn die Antwort auf die im Funktionsblock 152 gestellte Frage "Nein" ist, dann ist die Leitungsspannung in dem negativen Halbzyklus und während gerade dieses Halbzyklus werden die Eingangsklemmen B41 bis B43 von dem Kondensatorentladungsmodus freigegeben. Obgleich das vorstehende für ein Motorsteuergerät beschrieben worden ist, kann das Konzept von einem Gerät zum Erfassen des Vorliegens eines Wechselspannungssignals verwendet werden.
Nachdem die Initialisierung stattgefunden hat, überprüft der Mikroprozessor U2 die Eingangsklemme INTO davon, um den Status des -Ausgangssignals von der linearen, integrierten Schaltung U1 zu überwachen. Dieses Signal wird bei einer digitalen Null sein, wenn die Spannung an den internen Speicher mit wahlfreiem Zugriff RAM des Mikroprozessors U2 ausreichend hoch ist, um sicherzustellen, daß irgendwelche vorhergehend darin gespeicherten Daten weiterhin zuver1ässig sind. Das kapazitive Element C9 überwacht und speichert die Netzgerätspannung VDD für den Speicher mit wahlfreiem Zugriff. Nachdem die Spannung VDD beispielsweise durch Unterbrechung des Netzgerätes für das gesamte System während eines Stromausfalls entfernt worden ist, behält das kapazitive Element C9 die Spannung VDD darüber während einer kurzen Zeitdauer bei, wird sich aber gegebenenfalls entladen. Die Spannung über das kapazitive Element C9 ist VDDS und wird rückgeführt oder der linearen, integrierten Schaltung U1 in der vorhergehend beschriebenen Weise zugeführt. Gerade diese Spannung bewirkt, daß das Ausgangssignal entweder eine digitale Eins ist, was einen zu niederen Wert für die Spannung VDD anzeigt, oder eine digitale Null ist, die einen sicheren Wert für die Spannung VDD anzeigt.
Der Mikroprozessor U2 erhält auch ein Eingangssignal LVOLT an seiner Eingangsklemme AN3. Dieses Signal erscheint über R17. Diese Spannung, die von 0 bis 5 V reicht, ist der Spannung an der Steuerleitung LINE proportional. Der Mikroprozessor U2 verwendet diese Information in dreierlei Weise: (1) Sie wird verwendet, um das Schließprofil für die Kontakte des Schütz 10 in einer Weise auszuwählen, die vorhergehend in bezug auf Fig. 6 beschrieben worden ist. Ein richtiges Spulenschließprofil ändert sich mit der Leitungsspannung. Das Signal LVOLT liefert somit eine Leitungsspannungsinformation an den Mikroprozessor U2, so daß der Mikroprozessor U2 entsprechend reagieren kann, um die Durchschaltphase oder die Verzögerungswinkel α1, α2, usw. für den Triac oder eine ähnlich torgesteuerte Einrichtung Q1 zu ändern, wenn sich die Leitungsspannung ändert. (2) Das LVOLT Signal wird auch verwendet, um zu bestimmen, ob die Leitungsspannung ausreichend hoch ist oder nicht, um dem Schütz 10 zu erlauben, überhaupt zu schließen (siehe Tabelle 1). Es gibt einen Wert der Leitungs- oder Steuerspannung unterhalb der es unwahrscheinlich ist, daß ein zuverlässiger Schließvorgang auftritt. Diese Spannung neigt dazu, 65% der nominalen Leitungsspannung zu sein. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird dies zu 78 V Wechselspannung gewählt. (3) Schließlich wird das LVOLT Signal von dem Mikroprozessor verwendet, um zu bestimmen, ob ein minimaler Spannungswert vorliegt, unterhalb dessen eine Gefahr besteht, die Kontakte nicht logisch zu einer geeigneten Zeit zu öffnen. Diese Spannung neigt dazu, 40% der maximalen Spannung zu sein. Wenn das Leitungsspannungssignal LVOLT anzeigt, daß die Leitungsspannung unterhalb von 50% des maximalen Wertes ist, öffnet der Mikroprozessor U2 automatisch die Kontakte, um einen ausfallsicheren Betrieb zu liefern. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird dies zu 48 V Wechselspannung gewählt. Der Mikroprozessor U2 liest das LVOLT Signal gemäß dem "READ VOLTS" A1gorithmus der Fig. 20.
Das LVOLT Signal wird in dem "READ VOLTS" Algorithmus der Fig. 20 verwendet. Ein Entscheidungsblock 162 stellt die Frage "Ist dies ein positiver Spannungshalbzyklus?". Die Frage wird in der gleichen Weise gestellt und beantwortet, die mit der Frage beim Entscheidungsblock 152 verbunden ist, der der Fig. 19 zugeordnet ist. Wenn die Antwort auf die Frage bei dem Entscheidungsblock 162 "Nein" ist, dann wird aus dem Algorithmus hinausgegangen. Wenn die Antwort "Ja" ist, dann befiehlt der Befehlsblock 164 dem Mikroprozessor den AN3 Eingang des Mikroprozessors U2 auszuwählen, um eine Analog/Digitale-Umwandlung an dem dort vorliegenden Signal in Entsprechung zu dem Befehlsblock 162 auszuführen. Diese Information wird dann in den Speicherstellen des Mikroprozessors U2 gemäß dem Befehlsblock 168 zur Verwendung in einer Weise gespeichert, die vorhergehend beschrieben worden ist, und der Algorithmus wird verlassen.
Es wird erneut auf die Tabelle 1 Bezug genommen; der nächste Eingang für den Mikroprozessor ist mit COILCUR bezeichnet. Dieser ist Teil des Steuerschemas mit geschlossener Schleife für den Spulenstrom. Der Eingang CCI für die lineare Schaltung U1 mißt den Strom durch die Spule 31 als Funktion des Spannungsabfalls über das Widerstandselement R7. Diese Information wird in geeigneter Weise skaliert, wie es vorhergehend beschrieben worden ist, und wird mittels des COILCUR Signals an dem Mikroprozessor U2 gegeben. Ebenso wie es notwendig ist, die Spannung auf der Leitung zu kennen, wie sie durch das LVOLT Signal geliefert wird, ist es auch wünschenswert, den Strom durch die Spule 31 zu kennen, wie er durch das COILCUR Signal geliefert wird.
Das COILCUR Signal wird gemäß dem "CHOLD" Algorithmus verwendet, der in Fig. 21 gezeigt ist. Die erste Sache, die gemacht wird, ist in dem Steuerblock 172 dargestellt, wo dem Mikroprozessor befohlen wird, eine zusätzliche Durchlaßverzögerung zu holen, deren Winkel α7 die Summe aus der festen, vorbestimmten Durchlaßwinkelverzögerung, die 5 ms sein kann, und der zusätzlichen Komponente ist. Der Mikroprozessor U2 wartet dann auf die geeignete Zeit, d. h., bis zu dem Zeitpunkt, zu dem der Winkel α7 vorbeigegangen ist, und schaltet das Triac oder die gesteuerte Siliciumeinrichtung Q1 gemäß den Befehlen des Befehlsblocks 174 durch. Der Mikroprozessor macht dieses, indem er das "TRIG" Signal an seiner Klemme B52 ausgibt und dieses Signal in einer Weise, die unter Bezugnahme auf die Fig. 7A und 7B beschrieben worden ist, der integrierten Schaltung U1 an ihrer TRIG-Eingnagsklemme über den Verstärker GA und der GATE Ausgangsklemme daran zuführt, um das Tor des siliciumgesteuerten Gleichrichter-Triac oder einer ähnlichen torgesteuerten Einrichtung Q1 anzusteuern. Dann wird gemäß dem Befehlsblock 176 der elektrische Strom, der durch das Widerstandselement R7 fließt, wie er an dem CCI-Eingang der zum Teil nach dem Benutzer ausgelegten integrierten U1 gemessen worden ist, durch den Verstärker CCA davon zu dem CCO-Ausgang als das COILCUR Signal für die Klemme AN2 des Mikroprozessors U2 geführt. Der Mikroprozessor nimmt dann eine wiederholte Analog/Digital-Umwandlung des COILCUR Signals vor, um seinen maximalen Wert zu bestimmen. Dann wird gemäß dem Entscheidungsblock 178 dieser maximale Strom in dem Mikroprozessor U2 gegenüber einem Regelpunkt verglichen, der dem Mikroprozessor U2 geliefert wird, um zu bestimmen, ob der maximale Strom größer als der Strom ist, der durch den Regelpunkt bestimmt ist oder nicht. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird der Regelpunkt-Spitzenstrom so ausgewählt, daß sich eine Gleichstromkomponente von 200 mA ergibt. Der Winkel α7 wird geändert, wenn es notwendig ist, um diesen Anregungspegel zu bewahren. Wenn die Antwort auf die durch den Entscheidungsblock 178 gestellte Frage "Ja" ist, dann wird die Durchlaßverzögerung digital schrittweise aufwärts in dem Mikroprozessor auf den nächsthöheren Wert erhöht. Dies wird durchgeführt, indem ein Zähler um den geringstwertiges Bit jeweils erhöht wird. Dies bewirkt, daß beispielsweise der Verzögerungswinkel α7 der Fig. 6 größer wird, so daß der Strompuls 124 kleiner wird, wodurch der Durchschnittsstrom pro Halbzyklus durch das Triac oder eine ähnliche torgesteuerte Einrichtung Q1 verringert wird. Andererseits wird, wenn die Antwort auf die Entscheidungsblock 178 gestellte Frage "Nein" ist, dann der Verzögerungswinkel α7 verringert, indem ein Zähler innerhalb des Mikroprozessors um ein geringstwertiges Bit verringert wird, wodurch somit der Strompuls 124 vergrößert wird. Unabhängig von der Antwort auf die in dem Funktionsblock 178 gestellte Frage wird, nachdem die Erhöhung- oder Verringerungswirkung, wie es auch immer der Fall sein mag, abgeschlossen worden ist, die durch den Befehlsblock 180 bzw. 182 verlangt worden ist, wird der Algorithmus zu einer späteren Verwendung in einer periodischen Weise verlassen. Die Nettowirkung des Änderns von α7 bei jedem Halbzyklus, wenn es notwendig ist, ist, den Spulenstrom auf dem Regelwert während der HALTE-Stufe unabhängig davon zu halten, wie sich die Ansteuerspannung oder der Spulenwiderstand ändern.
Die Eingänge LVOLT und COILCUR sind bedeutende Werte, um die Zeit zu bestimmen, zu der das Auslösesignal TRIG durch den Ausgang B52 des Mikroprozessors U2 für den Eingang TRIG an der linearen Schaltung U1 bereitgestellt wird. Man erinnere sich daran, daß das Auslösesignal TRIG von der linearen Schaltung U1 in der vorhergehend beschriebenen Weise verwendet wird, um das Torausgangssignal GATE an der Gateklemme des Thyristors Q1 in der vorhergehend beschriebenen Weise zu liefern.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 22, 23, 24 und 25, und ebenso auf die Fig. 7A bis 7D, werden nunmehr die Vorrichtung und das Verfahren zur Erfassung und Messung des Leitungsstroms iL1, iL2 und iL3 beschrieben. In bezug auf das Übertragungs- Gate U101 sind dessen Ausgangsklemmen ax, bx und cx zusammengeschlossen' sowie mit einer Seite des Integrierkondensators C101. Der Mikroprozessor U2 stellt Signale A, B und C für die zugehörigen Eingänge des Übertragungs-Gates U101 entsprechend der in Tabelle 2 gezeigten Digitalanordnung zur Verfügung, um die Parameterauswahl im Schalter U101 zu steuern. Die grundsätzliche Wirkung dieses Vorgangs besteht darin, aufeinanderfolgend Proben der Sekundärwicklungsspannung der Stromtransformatoren oder -wandler 62A, 62B oder 62C in Schritten von 32 Leitungshalbzyklen zu nehmen. Der Integrierkondensator C101 wird auf eine nachstehend beschriebene Weise aufgeladen. Wie voranstehend erläutert wurde, stehen die Ausgangsspannungen über der Sekundärwicklung des Stromtransformators 62A, 62B und 62C in Beziehung zur mathematischen Ableitung der Leitungsströme iL1, iL2 oder iL3, die in den Hauptleitungen A, B bzw. C fließen. Da diese Spannung dadurch in einen Ladestrom umgewandelt wird, daß sie über einem Widerstandselement R101 R102 bzw. R103 eingeprägt wird, ändert sich die Spannung VC101 über dem Integrierkondensator C101 entsprechend mit jedem aufeinanderfolgenden Leitungszyklus. Der Kondensator wird nicht entladen, bis die 32 Leitungszyklen der Integrierung abgelaufen sind, wie nachstehend noch erläutert wird. Tabelle 2 Logikeingabe für U101 erfaßter Strom
Das Übertragungs-Gate U102, welches zusammen mit dem -Eingangssignal arbeitet, führt eine Neuanordnung der Verbindung der Integrierschaltung aus, in welcher der Integrierkondensator C101 angeordnet ist, um periodisch den Schaltungsbetrieb neu zu initialisieren. Dies erfolgt, wenn = Null ist. Die Ausgangsspannung VC101 über dem Integrierkondensator C101 wird dem eine Verstärkung aufweisenden Pufferverstärker U105 zugeführt, um das Signal MCUR zu erzeugen, welches der AN1- Eingangsklemme des Mikroprozessors U2 zugeführt wird. Der Mikroprozessor U2 digitalisiert die von dem Signal MCUR gelieferten Daten auf eine Weise, die dem "RANGE"-Algorithmus von Fig. 22 zugeordnet ist. Das Spannungssignal MCUR wird als einzelne Analogeingabe einem Acht-Bit/Fünf-Volt-A/D (Analog/ Digital)-Wandler 200 zugeführt, der ein internes Teil des Mikroprozessors U2 darstellt. Der A/D-Wandler ist in Fig. 23 gezeigt. Es ist gewünscht, das System gemäß der vorliegenden Erfindung so einzusetzen, daß es Leitungsströme messen kann, die über einen breiten Bereich variieren, abhängig von dem Einsatzzweck. Beispielsweise kann es wünschenswert sein, in einigen Stufen, Leitungsströme mit einer Höhe von sogar 1200 A zu messen, wogegen es in anderen Fällen wünschenswert sein kann, Leitungsströme zu messen, die weniger als 10 A betragen. Um den dynamischen Bereich des Systems zu erweitern, expandiert der Mikroprozessor U2 das fixierte Ausgangssignal von acht Bit des A/D-Wandlers 200 innerhalb des Mikroprozessors U2 auf 12 Bits.
Zum Zweck einer erleichterten Beschreibung wird der voranstehend beschriebene Vorgang nachstehend mit mehr Einzelheiten anhand erläuternder Beispiele beschrieben, die mit dem Meßstromtransformator oder -wandler 62A und dem Widerstand R101 zusammenhängen. Es wird darauf hingewiesen, daß der Wandler 62B und der Widerstand R102 bzw. der Wandler 62C und der Widerstand 103 auf dieselbe Weise eingesetzt werden könnten. Weiterhin wird darauf hingewiesen, daß für jede Stromfunktion gilt:
Nimmt man an, daß die Länge l2 des Luftspaltes 111 im Wandler 62A für einen bestimmten Einsatzzweck fixiert ist (oder daß der Transformator 625 von Fig. 18 verwendet wird), und nimmt man an, daß i(t) sinusförmig ist, also lL1·sin wt, so kann die Ausgangsspannung für den Wandler, die ursprünglich durch Gleichung (1) definiert war, in die in Gleichung (5) gezeigte Form umgeschrieben werden.
Die Ausgangsspannung eo(t) wird über dem Widerstand R101 aufgeprägt, zur Umwandlung in einen Ladungsstrom iCH für den Integrierkondensator C101 gemäß Gleichung (6). Ein entsprechendes Diagramm, ausgedrückt pro Einheiten (P.U.) ist in Fig. 25B gezeigt.
Es ist wesentlich, sich daran zu erinnern, daß der Ladestrom iCH für den Integrierkondensator C101 proportional zur Ableitung des Leitungsstroms iL1 ist, statt zum Leitungsstrom selbst. Daher kann, wie in Gleichung (7) ausgedrückt ist, die Spannung VC101 über dem kapazitiven Element C101, die als das Ergebnis des Flusses des Ladestroms iCH(t) während dessen negativer Halbzyklen existiert, ausgedrückt werden als:
Gleichung (8) zeigt Gleichung (7) in vereinfachter Form. Ein Diagramm von IL1 sin ωt, ausgedrückt pro Einheiten (P.U.) ist in Fig. 25A gezeigt das Diagramm der Ableitung von iL1 sin wt, nach Integration durch den Kondensator C101, also -K&sub7;·Il1 sin ωt, ausgedrückt pro Einheiten (P.U.), ist in Fig. 25C eingefügt. Der Strom iCH zum Aufladen des kapazitiven Elements C101 stammt von der Ausgangsklemme ax des Übertragungs-Gates U101. Dieser Strom wird dem Übertragungs-Gate U101 an der Eingangsklemme aOR zugeführt und wird entsprechend geeigneten Signalen auf den Steuerklemmen A, B, C des Übertragungs-Gates U101 (siehe Tabelle 2) ausgewählt. Auf entsprechende Weise hätte der Strom von dem Wandler 62B verwendet werden können, unter Verwendung der Klemmenanordnung bOR-bx, und auch der Wandler 62C hätte verwendet werden können, wenn die Klemmenanordnung cOR-cx ausgewählt worden wäre. Die Klemmen ax, bx und cx sind zu einer einzigen Leitung zusammengefügt oder verbunden, welche dem Integrierkondensator C101 Ladestrom zuführt. Die letztgenannte gemeinsame Leitung ist mit den Klemmen ay und cx des Übertragungs-Gates U102 zusammengeschaltet. Die Klemme ax des Übertragungs-Gates U102 liegt an Masse, und die gemeinsame Klemme aOR ist an eine Seite eines Kondensators C102 angeschlossen. Die Klemme cOR ist mit der anderen Seite des Kondensators C101 verbunden. Die Klemme bx des Übertragungs-Gates U102 ist mit der negativen Eingangsklemme des Operationsverstärker U103 verbunden, und die zugehörige gemeinsame Klemme bOR ist an den Ausgang des Operationsverstärkers U103 angeschlossen. Normalerweise ist die Diodenanordnung CR101-CR103 so, daß während des Integrierbetriebs positive Halbzyklen des Integrierstroms lCH den Integrierkondensator C101 durch die Brückenanordnung umgehen, welche die Dioden CR101 und CR102 und den Ausgang des Operationsverstärkers U103 umfaßt, ihre negativen Halbzyklen jedoch das kapazitive Element C101 auf den Spitzenwert des entsprechenden Halbzyklus aufladen. Das kapazitive Element C101 wird wiederholt auf immer höhere Spannungswerte aufgeladen, von denen jeder dem Spitzenwert des negativen Halbzyklus des Ladestroms entspricht.
Es ist nicht ungewöhnlich, daß eine kleine Spannung, in der Größenordnung von 0,25 Millivolt, zwischen der negativen und positiven Eingangsklemme des Operationsverstärkers U103 vorhanden ist. Das kapazitive Element C102 wird periodisch auf das Negative dieses Wertes aufgeladen, um eine Netto-Eingangs- Offset-Spannung von Null für den Verstärker U103 mit dem Ladestrom iCH zu erzeugen.
Nunmehr wird durch erläuternde Beispiele unter Bezug auf Fig. 22, Fig. 23 und Fig. 25 der "RANGE"-Algorithmus von Fig. 22 beschrieben, der zusammen mit der voranstehend beschriebenen Integrierschaltung arbeitet, welche das kapazitive Element C101 und den Mikroprozessor U2 enthält. Es ist wesentlich, sich daran zu erinnern, daß der dynamische Bereich zur Erfassung des Leitungsstroms wesentlich ist. Wie in Fig. 23 gezeigt ist, weist jedoch der A/D-Wandler 200 innerhalb des Mikroprozessors U2 eine maximale Eingangsspannung auf, bei deren Überschreiten eine verläßliche digitale Ausgangszahl nicht garantiert werden kann. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung kann der A/D-Wandler 200 Eingangsspannungen bis zu +5V herauf annehmen, um ein Acht-Bit-Signal zur Bereitstellung für die ersten acht Orte, 204, einer Sammler- oder Speichervorrichtung 202 zu erzeugen, welche sich in dem Speicher des Mikroprozessors U2 befindet. In einem solchen Fall wird der Eingangswert von maximal 5 Volt durch eine Dezimalzahl 256 repräsentiert, welche digitalen Einsen in allen acht Orten des Abschnitts 204 des Speichers 202 entspricht.
Fig. 25B zeigt ein repräsentatives Diagramm der Amplitude in Abhängigkeit von der Zeit für den Strom iL1 sin ωt. Das Diagramm von Fig. 25A zeigt den Ladestrom iCH, der die Ableitung des Leitungsstroms von Fig. 25B ist. Weiterhin zeigt Fig. 25A, daß nur die negativen Halbzyklen des dort gezeigten Stroms integriert werden. Geeignete Amplituden-Bezugswerte 220, 230 und 240 sind für den Leitungsstrom von Fig. 25B vorgesehen, um die Differenz zwischen einer Amplitude mit 1 pro Einheit, eine Amplitude mit 1/2 pro Einheit, bzw. eine Amplitude mit 2 pro Einheit zu zeigen, zum Zweck der Bereitstellung dreier er1äuternder Beispiele. Die Amplituden 220A, 230A und 240A für das Diagramm von Fig. 25A zeigen eine Entsprechung zu den Amplitudenvariationen pro Einheit für die Kurve von Fig. 25B. Entsprechend sind zwei Kurven oder Spuren 230B und 220B für das Beispiel 1 bzw. das Beispiel 2 gezeigt. Die Leitung mit der maximalen Eingangsspannung von 5 Volt ist bei 246 in Fig. 25C gezeigt. Der A1gorithmus von Fig. 22 wird für jeden Halbzyklus bei 32 aufeinanderfolgenden Halbzyklen eingegeben. Jeder Halbzyklus innerhalb dieses Zeitintervalls wird eindeutig durch eine Nummer identifiziert, die als HCYCLE gespeichert wird. Halbzyklen mit den Nummern 2, 4, 8, 16 und 32 identifizieren Integrationsintervalle, von denen jedes einen Faktor Zwei länger als sein Vorgänger ist. Am Ende dieser bestimmten Intervalle führt der Algorithmus eine Neubewertung der Spannung VC101 durch.
Es wird angenommen, daß sich das Eingangssignal in jedem Zyklus während des Verlaufes der 32 Intervalle wiederholt. Dann beträgt die Spannung VC101 am Ende jedes Intervalls, welches durch HCYCLE = 2, 4, 8, 16 oder 32 identifiziert wird, das Doppelte des Betrages, den sie am Ende des vorhergehenden Intervalls hatte. Wenn daher ein vorhergehendes Intervall eine A/D-Wandlung von mehr als 80H ergab, entsprechend einem Wert von VC101 oberhalb von 2,5 Volt, so kann sicher angenommen werden, daß in dem vorliegenden Intervall VC101 mehr als 5 Volt beträgt, und daß eine nunmehr vorgenommene A/D-Wandlung ein ungültiges Ergebnis ergeben würde, da der A/D-Wandler Werte oberhalb von 5 Volt nicht digitalisieren kann. Falls ein vorhergehendes Ergebnis größer ist als 80H, behält daher der Algorithmus dieses Ergebnis als die beste mögliche A/D-Wandlung bei, mit welcher weiter vorgegangen werden soll.
Wenn andererseits ein vorhergehender A/D-Wandlerwert kleiner als 80H ist, so kann sicher angenommen werden, daß eine aussagekräftige A/D-Wandlung nunmehr durchgeführt werden kann, da das Signal zum momentanen Zeitpunkt nicht größer als das Doppelte des vorherigen Wertes sein kann, und immer noch niedriger als 5 Volt. Der Vorteil des Ersetzens einer früheren A/D-Wandlung durch eine, die setzt durchgeführt wird, liegt darin, daß das umzuwandelnde Signal doppelt so groß ist und mehr Auflösungsbits ergibt.
Sobald ein A/D-Ergebnis von oberhalb 80H erreicht wurde, muß eine Einstellung erfolgen, um das Intervall zu berücksichtigen, in welchem die A/D-Wandlung durchgeführt wurde. Der Linksverschiebungsvorgang 188 führt diese Funktion aus. Beispielsweise ist ein Ergebnis von 80H, welches am Ende des Intervalls 4 erhalten wurde, das Ergebnis eines Eingangssignals, welches doppelt so groß wie ein Eingangssignal ist, das ein Ergebnis von 80H am Ende des Intervalls 8 ergibt. Die Linksverschiebung des Ergebnisses des Intervalls 4 verdoppelt entsprechend dieses Ergebnis am Ende des Intervalls 8. Am Ende von 32 Halbzyklen repräsentiert eine Zwölf-Bit- Antwort, die in dem Speicher 202 von Fig. 23 enthalten ist, zumindest eine sehr enge Approximierung des Wertes des elektrischen Stroms in der Leitung, die gemessen wird. Dieser Wert wird durch den Mikroprozessor U2 auf die voranstehend und nachstehend beschriebene Weise verwendet, um das Schütz 10 zu steuern. Bei HCYCLE 33 wird der gesamte Vorgang erneut initialisiert, für eine folgende Nutzung auf einem weiteren Transformator oder Wandler 62B und daraufhin 62C. Selbstverständlich wird dies periodisch regelmäßig von dem Mikroprozessor U2 durchgeführt.
Das Diagramm 220B von Fig. 25C zeigt, daß die Spannung VC101 als Funktion der Integration des Stroms iCH von Fig. 25A zunimmt. In jedem positiven Halbzyklus des Ladestroms iCH tritt keine Integration auf. Allerdings erfolgt für jeden negativen Halbzyklus eine Integration entsprechend der negativen Kosinuskurve. Diese letztgenannten Werte werden akkumuliert, um die Spannung VC101 zu bilden. Daher nimmt die Spannung VC101 entsprechend dem Wert des Leitungsstroms zu, der über die Zeit erfaßt wird, welche durch die 32 Halbzyklen repräsentiert wird, bis das kapazitive Element C101 während des 33-sten Halbzyklus auf Null entladen wird.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 22, 24, 25 und 26 wird nunmehr die Akkumulatordarstellung für das Beispiel 1 gezeigt und beschrieben. Im Beispiel 1 wird der Ladestrom iCH 230a mit 1/2 pro Einheit dazu verwendet, den Kondensator C101 aufzuladen, um die Kondensatorspannung VC101 zu erzeugen. Das Profil für diese Spannung ist allgemein bei 230b in Fig. 25C gezeigt. Diese Spannung wird durch den "RANGE"-Algorithmus entsprechend dem Funktionsblock 184 von Fig. 22 abgetastet. Bei den HCYCLE-Markierungspunkten "2", "4", "8", "16" und "32" ermittelt dann der "RANGE"-Algorithmus, wie im Funktionsblock 186 von Fig. 22 angegeben ist, ob das vorherige Analog/Digital- Umwandlungsergebnis gleich 80 (hexadezimal) war oder größer. 80 (hexadezimal) ist gleich 128 (digital). Ist die Antwort auf diese Frage Nein, dann wird die Analogspannung VC101, die am Eingang AN1 des A/D-Wandlers 200 anliegt, digitalisiert und unverändert aufbewahrt, wie im Funktionsblock 192 von Fig. 22 und graphisch in Fig. 26 gezeigt. HCYCLE wird um 1 erhöht, und die Routine läuft erneut ab. Solange das vorherige A/D-Umwandlungsergebnis nicht größer oder gleich 80 (hexadezimal) ist, ist es nicht erforderlich, das "Linksverschiebungs"-Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung zu verwenden. Daher zeigt Beispiel 1 in Fig. 26 eine Probenentnahmeroutine, die nie dazu gezwungen wird, das Linksverschiebungsverfahren einzusetzen. Insbesondere ist im Beispiel 1 von Fig. 26 bei HCYCLE ein Wert von 0,2 Volt am Eingang des A/D-Wandlers 200 an der Klemme AN1 verfügbar. Dieser Wert wird digitalisiert, wodurch eine Binärzahl zur Verfügung gestellt wird, welche der Dezimalzahl 10 entspricht. Die betreffende Binärzahl weist eine digitale 1 an den Orten "2" und "8" in dem Speicherabschnitt 204 auf, und digitale Nullen in sämtlichen anderen Bit-Orten. "HCYCLE 4" digitalisiert die Analog-Spannung von 0,4 Volt und erzeugt eine Dezimalzahl 20, wodurch eine digitale 1 in die Bit-Orte "16" und "4" des Abschnitts 204 gebracht wird, und digitale Nullen an allen anderen Abschnitten vorhanden sind. Bei "HCYCLE 8" werden 0,8 Volt digitalisiert, wodurch eine Binärzahl zur Verfügung gestellt wird, welche der Dezimalzahl 40 entspricht, und welche dadurch gebildet wird, daß digitale Einsen in die Orte "32" und "8" des Abschnitts 294 gebracht werden. Bei HCYCLE 16 werden 1,6 Volt digitalisiert, wodurch eine Digitalzahl zur Verfügung gestellt wird, welche durch die Dezimalzahl 81 repräsentiert wird. Die Digitalzahl weist digitale Einsen an den Bit-Orten "64" und "16" des Abschnitts 204 auf. Schließlich werden bei HCYCLE von 32 3,2 Volt digitalisiert, wodurch eine Digitalzahl erzeugt wird, die der Dezimalzahl 163 entspricht. Hierbei weist die fragliche Digitalzahl digitale Einsen an den Bit-Orten "128", "32", "2" und "1" des Speichers 204 auf. An diesem Punkt ist der "RANGE"-Algorithmus für das Beispiel 1 beendet. Es wird darauf hingewiesen, wie bereits erläutert, daß der "RANGE"-Algorithmus niemals zu dem Funktionsblock 188 gelangt ist, bei welchem eine Linksverschiebung erforderlich wäre. Allerdings wird das Linksverschiebungsverfahren eingesetzt, wie nachstehend unter Bezug auf Beispiel 2 und Beispiel 3 beschrieben wird.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 22, 24, 25 und 27 wird nunmehr ein Beispiel 2 beschrieben, bei welchem ein Ladungsstrom iCH 220a mit Eins pro Einheit dazu verwendet wird, eine Spannung VC101 über dem kapazitiven Element C101 zu erzeugen. Die erzeugte Spannung bei einer Auftragung gegen HCYCLE ist bei 220b in Fig. 25C gezeigt. Erneut wird der "RANGE"-Algorithmus von Fig. 22 eingesetzt. Wie vorher wird der "RANGE"-Algorithmus auf solche Weise eingesetzt, daß die Speicherorte 202 bei den HCYCLE-Proben von "2", "4", "8", "16" und "32" aktualisiert werden. Bei der Probe mit HCYCLE von "2" werden 0,4 Volt digitalisiert, was eine Digitalzahl in dem Abschnitt 204 des Speichers 202 erzeugt, welche der Dezimalzahl 20 entspricht. Diese Digitalzahl weist eine digitale Eins an den Bit-Orten "16" und "4" des Abschnitts 204 auf. In sämtlichen anderen Bit-Orten befinden sich digitale Nullen. Bei HCYCLE gleich 4 werden 0,8 Volt digitalisiert, wodurch eine Digitalzahl entsprechend der Dezimalzahl 40 zur Verfügung gestellt wird. Die Digitalzahl weist eine digitale 1 an den Bit-Orten "32" und "8" des Abschnitts 204 des Speichers 202 auf. Bei HCYCLE gleich 8 werden 1,6 Volt digitalisiert, wodurch eine Digitalzahl in dem Abschnitt 204 des Speichers 202 zur Verfügung gestellt wird, welche der Dezimalzahl 81 entspricht. Die fragliche Digitalzahl weist digitale oder logische Einsen an den Bit-Orten "64", "16" und "1" auf. Bei HCYCLE gleich 16 werden 3,2 Volt digitalisiert, wodurch eine Digitalzahl für den Abschnitt 204 des Speichers 202 zur Verfügung gestellt wird, welche der Dezimalzahl 163 entspricht. Die letztgenannte Digitalzahl weist digitale Einsen an den Bit-Orten "128", "32", "2" und "1" auf. Bei HCYCLE gleich 32 ermittelt der "RANGE"- A1gorithmus unter Verwendung des Funktionsblockes 186, daß das vorherige A/D-Ergebnis eine Digitalzahl erzeugte, die großer als 80 (hex) war. Daher wird zum ersten Mal in dieser Reihe von Beispielen der Funktionsblock 188 benutzt, und eine "Linksverschiebung" durchgeführt. Obwohl 6,4 Volt am Eingang des A/D-Wandlers 200 zur Digitalisierung anstehen, findet daher keine Digitalisierung statt, und zwar aus dem einfachen Grunde, daß das Ausgangssignal des A/D-Wandlers nicht verläßlich wäre, wenn eine derartig große Analogzahl an seinem Eingang anliegt. Statt dessen wird die Digitalzahl, die in dem Abschnitt 204 des Speichers 200 während der vorherigen Digitalisierung des Analogsignals von 3,2 Volt gespeichert wurde, nur um eine Stelle nach links für jedes Bit in der Digitalzahl verschoben, um eine neue Digitalzahl zur Verfügung zu stellen, welche der Dezimalzahl 326 entspricht. Die neue Digitalzahl benutzt einen Abschnitt des Überlaufteils 206 des Speichers 202, wie deutlich in Fig. 27 gezeigt ist. Die neue Digitalzahl weist digitale Einsen in den Bit-Orten "256", "64", "4" und "2" des expandierten Speichers 202 auf. Es wird darauf hingewiesen, daß die Digitalzahl an dem Ort des HCYCLE-Wertes von "32" dieselbe Digitalzahl ist, die beim HCYCLE-Ort von "16" gezeigt ist, jedoch um eine Bitstelle nach links verschoben. Dieses Beispiel zeigt den Vorgang des Linksverschiebungsverfahrens. Die in dem Speicher 202 am Ende des 32-sten Zyklus von HCYCLE gespeicherte Zahl gibt den Leitungsstrom iL1 (t) an, der in dem Überlastrelaisabschnitt 60' des Schützes 10 gemessen wurde.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 22, 24, 25 und 28 wird ein drittes Beispiel des Linksverschiebungsverfahrens beschrieben. Im einzelnen wird im Beispiel 3 ein Ladestrom iCH mit Zwei pro Einheit, der bei 240a in Fig. 25B gezeigt ist, durch den Kondensator C101 integriert, um die Spannung VC101 zur Verfügung zu stellen. Diese Spannung erzeugt ein Ausgangsprofil ähnlich jenem, welches unter Bezug auf die Beispiele 1 und 2 in Fig. 25C gezeigt wurde, folgt jedoch dem Verlauf, der allgemein beim Beispiel 3 in Fig. 25C dargestellt ist. Die stufenartige Beziehung der Spannungen ist im Beispiel 3 weggelassen, um Verwirrungen zu vermeiden. Jedoch wird darauf hingewiesen, daß die stufenartigen Spannungen beim Beispiel 3 im wesentlichen auf dieselbe Weise existieren, wie sie beim Beispiel i und Beispiel 2 existieren. In bezug auf das Beispiel 3 nimmt der "RANGE"-Algorithmus Proben bei HCYCLE gleich "2", "4" und "8", und führt geeignete A/D-Wandlungen durch, um den Abschnitt 204 des Speichers 202 zu aktualisieren. Allerdings wird bei den HCYCLE-Proben "16" und "32" der Abschnitt 204 des Speichers 202 durch zwei aufeinanderfolgende, serielle Linksverschiebungen der vorherigen Information aktualisiert, welche an dem Ort 204 gespeichert ist, statt durch eine A/D-Wandlung. Es ist offensichtlich, daß eine A/D-Wandlung für die letztgenannten beiden Proben ein nicht-verläßliches Ergebnis erzeugt hätte. Im einzelnen werden bei HCYCLE gleich "2" 0,8 Volt digitalisiert, wodurch eine Digitalzahl entsprechend der Dezimalzahl 40 erzeugt wird. Die Digitalzahl weist digitale Einsen an den Bit-Orten "32" und "8" des Abschnitts 204 des Speichers 202 auf. Bei der HCYCLE-Probe "4" werden 1,6 Volt digitalisiert, wodurch eine Digitalzahl erzeugt wird, die der Dezimalzahl 81 entspricht. Die letztgenannte Digitalzahl weist digitale Einsen an den Bit-Orten "64", "16" und "1" des Abschnitts 204 des Speichers 202 auf. Bei der HCYCLE-Probe von 8 werden 3,2 Volt digitalisiert, wodurch eine Digitalzahl erzeugt wird, die der Dezimalzahl 163 entspricht. Die Digitalzahl weist digitale Einsen an den Bit-Orten "128", "32", "2" und "1" des Abschnitts 204 des Speichers 200 auf. Bei HCYCLE gleich 16 erkennt der "RANGE"-Algorithmus, daß das vorherige A/D-Ergebnis (entsprechend der Digitalzahl 163) größer als 80 (hex) war, und daher wird der Speicher 202 nicht durch eine A/D-Wandlung der Spannung am Eingang des A/D-Wandlers 200 aktualisiert, sondern durch Linksverschiebung um ein Bit, der Digitalinformation, die vorher in dem Speicher 202 gespeichert wurde, als Ergebnis der Beendigung der MCYCLE-Probe von "8". Daher wird für die HCYCLE-Probe von "16" eine Digitalzahl entsprechend dezimal 326 gebildet. Dies erfolgt durch Linksverschiebung der Information, die vorher in dem Speicher gespeichert wurde, und zwar um ein Bit nach links. Dies führt dazu, daß die voranstehend erwähnte Digitalzahl in einen Bit-Ort des Überlaufabschnitts 206 des Speichers 202 überläuft. Die neue Digitalzahl weist eine digitale 1 an den Bit-Orten "256", "64", "4" und "2" des Sammlers 202 auf. Bei der HCYCLE-Probe gleich "3" wird die vorher im Speicher 202 gespeicherte Zahl erneut in dem Speicher 202 nach links verschoben, so daß sie nunmehr zwei der Orte in dem Überlaufabschnitt 206 einnimmt, und ebenso sämtliche acht Orte im Abschnitt 204. Die neue Digitalzahl weist einen entsprechenden Dezimalwert von 652 auf. Die neue Digitalzahl hat eine digitale Eins am Ort "512", am Ort "128", am Bit-Ort "8", und am Bit-Ort "4". Diese Zahl wird dann dazu verwendet, den Strom zu repräsentieren, der in der Leitung durch die Überlastrelaisplatine 60 gemessen wird, und der in dem Speicher 202 gespeicherte Wert wird wie voranstehend erläutert dazu verwendet, nützliche Funktionen mit dem Schütz oder der Steuerung 10 auszuführen.
Unter erneuter Bezugnahme auf die Fig. 7A bis 7D werden die Vorrichtung und das Verfahren beschrieben, die zu dem Schalter SW101 und zu dem statischen Acht-Bit-Schieberegister U104 gehören. Die auf dem Schalter SW101 mit H0 bis H4 bezeichneten Eingänge repräsentieren Schalteranordnungen zum Programmieren einer Digitalzahl, welche von dem Mikroprozessor U2 gelesen ist, um eine Entscheidung und Ermittlung bezüglich des endgültigen Wertes des vollen Laststroms durchzuführen, der durch das voranstehend beschriebene System erfaßt wurde. Diese Schalterwerte und ebenso die Schalterwerte' welche "AM", "CO" und "C1" zugeordnet sind, werden von dem Mikroprozessor U2 seriell ausgelesen, also Teil des Signals auf der Leitung SW, entsprechend Eingabeinformation, welche durch die Eingangssignale A, B und C zur Verfügung gestellt wird. Die Eingangsinformation SW wird der Eingangsklemme I10 des Mikroprozessors U2 zugeführt. Unter Verwendung der Heizvorrichtungs-Schalteranordnung können 16 Werte für die endgültige Auslösung mit vier Heizvorrichtungsschaltern, HO bis H3, ausgewählt werden, welche binär programmiert sind. Die Schalter ersetzen mechanische Heizvorrichtungen, welche einen Teil des Standes der Technik bilden, um den Überlastbereich des Motors einzustellen. Weiterhin sind zwei Eingänge C0 und C1 vorgesehen, welche zur Eingabe der Motorklasse verwendet werden.
Ein Motor der Klasse 10 hält einen blockierten Rotorzustand über 10 Sekunden aus und wird dabei nicht beschädigt, dagegen ein Motor der Klasse 20 über 20 Sekunden, ein Motor der Klasse 30 über 30 Sekunden. Der Strom bei blockiertem Rotor wird als das 6-fache des normalen Stroms angenommen.
Unter erneuter Bezugnahme auf die Fig. 7A und 7B, Fig. 11 und Fig. 5 werden eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Unterscheidung zwischen einem wahren Eingangssignal und einem falschen Eingangssignal auf den Eingängen "RUN", "START" und "RESET" gezeigt. In Fig. 11 ist eine parasitäre, verteilte Kapazität CLL zwischen Eingangsleitungen gezeigt, die an die Klemmen "E" und "P" des Klemmenblocks J1 der Platine 28 angeschlossen sind. Die Kapazität kann infolge des Vorhandenseins extrem langer Eingangsleitungen zwischen den Drucktasten "STOP", "START" und "RESET" und dem Klemmenblock J1 auftreten. Eine ähnliche Kapazität kann zwischen den anderen Leitungen vorhanden sein, die zur Erläuterung in Fig. 11 gezeigt sind. Eine parasitäre Kapazität weist das unerwünschte Merkmal auf, daß sie Signale zwischen den Eingangsleitungen koppelt. Dies führt dazu, daß ein falsches Signal eingeführt wird, welches für den Mikroprozessor U2 als ein wahres Signal erscheint, welches anzeigt, daß die Drucktasten "STOP", "START" und "RESET" geschlossen sind, wenn sie in Wahrheit geöffnet sein können. Daher besteht der Zweck der nachstehend geschilderten Vorrichtung darin, zwischen einem wahren Signal und einem falschen Signal auf den letztgenannten Eingangsleitungen zu unterscheiden. Es ist erforderlich zu verstehen, daß der kapazitive Strom iCLL, der durch die verteilte parasitäre Kapazität CLL fließt, der Spannung voreilt, welche über ihr auftritt, also der Spannung zwischen den Klemmen "E" und "P". In Fig. 5A ist VLINE gezeigt, wie es vom Mikroprozessor U2 in abgeschnittener Form gesehen wird. Fig. 5C zeigt die Spannung, welche der Mikroprozessor U2 sieht, beispielsweise an seiner Klemme B41, als Ergebnis des Phantomstroms iCLL, der durch das Widerstandselement R3, das kapazitive Element C4 und die interne Impedanz auf der Eingangsklemme RUN der Schaltung U1 fließt. Diese Spannung, die als VRUN(F) - für eine falsche Spannungsanzeige - bezeichnet wird, eilt der Spannung VLINE um einen Wert γ vor. Sind die kapazitiven Elemente CX und C4 unterschiedlich, und ist im einzelnen das kapazitive Element CX größer als das kapazitive Element C4, so ist ein wahres VRUN-Signal VRUN(T), also ein Signal, welches wie in Fig. 11 gezeigt durch Schließen des STOP-Schalters erzeugt wird, nahezu in Phase mit der Spannung VLINE. Der einzige Unterschied liegt an der unterschiedlichen Kapazität der kapazitiven Elemente CX und C4. Ist das kapazitive Element CX kleiner als das kapazitive Element C4, so führt die Differenz dazu, daß die wahre Spannung VRUN(T) um einen Betrag Δ dem Wert VLINE nacheilt, wie in Fig. 5B gezeigt. Der Mikroprozessor U2 wird daher beauftragt, die Spannung VLINE mit der Spannung an der Eingangsklemme B41 innerhalb eines kurzen Zeitraums zu vergleichen - der kleiner oder gleich Δ ist - nachdem die Spannung VLINE ihren Zustand geändert hat oder eine Änderung durchlaufen hat, die durch "UP" und "DOWN" in Fig. 5A bezeichnet ist. Ist der Digitalwert der Spannung auf der Klemme 341 das entgegengesetzte Digitalsignal gegenüber jenem, welches zu diesem Zeitpunkt der Spannung VLINE zugeordnet ist, dann ist das Signal ein wahres Signal, wie in Fig. 5B gezeigt. Weist es andererseits dieselbe Polarität auf, dann ist es ein falsches Signal, wie in Fig. 5C gezeigt. Wenn daher beispielsweise die Spannung VLINE innerhalb des Zeitraums Δ nach "UP" gemessen wird, und mit der Spannung auf der Klemme B41 verglichen wird, und die Spannung an Klemme B41 eine digitale Null ist, so ist das Spannungssignal an der Klemme B41 ein wahres Signal. Ist dagegen das Spannungssignal eine digitale 1, so zeigt dies an, daß das Spannungssignal an der Klemme B41 ein falsches Signal ist. Durch Auswahl der geeigneten Werte für das kapazitive Element CX und das kapazitive Element C4 kann das Ausmaß, um welches ein wahres Signal der Leitungsspannung voreilt, also die Verzögerung Δ, variiert werden. Der Wert von beträgt weniger als der Wert γ, so daß das Vorzeichen eines falschen Signals sich nicht ebenfalls von dem Vorzeichen der Bezugsspannung während des Probenentnahme- oder Vergleichsintervalls unterscheiden kann.
In Fig. 30 ist eine gedruckte Schaltungsplatine entsprechend der von Fig. 8, 9 und 10 entsprechend einer weiteren Ausführungsform der Erfindung gezeigt. Bei der Ausführungsform von Fig. 30 sind Elemente, die gleich Elementen der in den Fig. 8, 9 und 10 gezeigten Vorrichtung sind, mit den gleichen Bezugsziffern, jedoch mit (') bezeichnet. Zur Vereinfachung der Erläuterung und Beschreibung kann auf die Fig. 8, 9 und 10 Bezug genommen werden, um die ähnlichen Elemente und ihre wechselseitige Beziehung zu identifizieren. In bezug auf die Vorrichtung der Fig. 8, 9 und 10 wird darauf hingewiesen, daß ein Flachkabelverbinder 64 dazu verwendet wird, die Lötverbinder J2 mit J101 und J102 zu verbinden. Allerdings ist bei der in Fig. 30 gezeigten Ausführungsform der Erfindung der Flachband-Verbinder 64 weggefallen. Statt dessen ist eine elektrisch isolierte Basis 300 vorgesehen, in welcher männliche Steckverbinder 303 angeordnet sind. Diese sind auf der Überlastrelais-Platine 60' gezeigt. Auf der gedruckten Schaltungsplatine 28' ist der weibliche Verbinder 302 für den männlichen Verbinder 300 der Schaltungsplatine 60' vorgesehen. Der weibliche Verbinder 302 ist mit Ausnehmungen oder Öffnungen 304 versehen, welche zu den männlichen Steckern 303 des Verbinders 303 passen oder hierzu komplementär ausgebildet sind. Der Spulenkörper 32' ist mit der Platine 28' über Stifte 318 verbunden, die in geeignete Öffnungen in der Platine 28' eingelötet sind, um die Halterung der Platine 28' zu unterstützen, wie nachstehend unter Bezug auf die Fig. 31 und 32 erläutert wird. Wie im Falle der in den Fig. 8, 9 und 10 gezeigten Ausführungsform wird die gesamte Schaltungsplatine nach dem Zusammenbau bei 100' abgebrochen, und so eingebaut, daß der Verbinder 300 zu dem Verbindung 302 paßt, auf eine in bezug auf die Fig. 31 und 32 gezeigte und beschriebene Weise. Zusätzlich ist ein getrennter Klemmenblock JX für die Verbindung mit einem separaten internen Kommunikationsnetzwerk (IUCOM) vorgesehen, welches zur Kommunikation zwischen getrennten Schützen und Fernsteuerungs- und Kommunikationselementen dient.
Nunmehr wird unter Bezug auf die Fig. 31 und 32 eine Ausführungsform der Erfindung beschrieben, die ähnlich der in den Fig. 1 und 2 gezeigten Ausführungsform ist. Bei dieser Ausführungsform der Erfindung werden Elemente, die gleich oder ähnlich entsprechenden Elementen in der Vorrichtung von Fig. 1 und 2 sind, mit denselben Bezugszeichen, jedoch mit (') bezeichnet. Aus Vereinfachungsgründen, und um die Klarheit der Erläuterung und Beschreibung zu erhöhen, kann auf die Beschreibung zurückgegriffen werden, welche bezüglich der Vorrichtung der Fig. 1 und 2 erfolgte, um das Zusammenwirken, die Funktion und den Betrieb gleicher oder ähnlicher Elemente in den Fig. 31 und 32 zu verstehen. Die Schaltungsplatinen 60' und 28' sind in ihrem endgültigen, zusammengebauten Zustand gezeigt, wobei der Stecker 300 mit der weiblichen Aufnahme 302 auf die voranstehend beschriebene Weise verbunden ist. Bei einer solchen Anordnung sind männliche, elektrisch leitfähige Teile 300 in entsprechende weibliche Teile 304 eingeführt und machen mit diesen einen elektrischen Kontakt, zur Verbindung von Elementen auf der Schaltungsplatine 60' mit Elementen auf der Schaltungsplatine 28'. Es wird darauf hingewiesen, daß die in den Fig. 31 und 32 gezeigte Schaltungsplatine 60' beispielsweise mit der Schaltungsplatine 28' auf solche Weise verbunden ist, daß ein versetzter Abschnitt übrig bleibt, auf welchem der zusätzliche Klemmenblock JX angeordnet ist. Die in den Fig. 3 und 4 gezeigte Ausführungsform der Erfindung stellt ein Schütz dar, welches eine einstückige, thermoplastische Isolierbasis 12' aufweist, welche Klemmenstreifen 20' und 24', Anschlußnasen 14' bzw. 16', und stationäre Kontakte 22' bzw. 26' aufweist. Geeignete Schrauben 400 halten die stationären Kontakte und die Klemmenstreifen an der Basis fest. Die Basis 12' stellt auch ein Positionier- und Führungssystem zur Bewegung von Kontakten 46', 48', eines Abstandsstücks oder Trägers 42' und des Ankers 40', was nachstehend mit mehr Einzelheiten beschrieben wird. Die Überlastrelais-Platine 60' und die Spulensteuerplatine 28' sind innerhalb der Basis 12' auf besondere Weise gehaltert. Im einzelnen weist (wie am deutlichsten aus Fig. 32 hervorgeht) der Permanentmagnet oder Stababschnitt 36', der identisch zum Anker 40' oder sehr ähnlich ausgebildet sein kann, eine Lippe 329 auf, die in einem kraftbeaufschlagten Eingriff mit einer entsprechenden Lippe 330 in der Basis 12' gehalten wird, durch die Wirkung einer Haltefeder oder eines Halters 316. Hierdurch wird der Stangenabschnitt oder Permanentmagnet 36' mit der Basis 12' fest vereinigt. Der Stangenabschnitt oder Permanentmagnet 36' wiederum ist mit einer zweiten Lippe 314 versehen (am deutlichsten in Fig. 31 dargestellt), welcher mit einer korrespondierenden Lippe 315 in dem Magnetspulenkörper 317 der Spulenanordnung 30' in Eingriff steht und kraftbeaufschlagt daran gehalten wird. Die Haltestifte 318 sind in dem Magnetspulenkörper 317 angeordnet und wiederum an der Spulensteuerplatine 28' angelötet oder auf andere Weise fest befestigt, so daß die Spulensteuerplatine 28', die aus einem flexiblen, elektrisch isolierenden Material bestehen kann, fest in ihrem Zentralbereich gehaltert wird. Die Ecken der Schaltungssteuerplatine 28' sind direkt auf der Basis 12' beispielsweise bei 320 gehaltert. Die Überlastrelais-Platine 60' ist senkrecht auf der Spulensteuerplatine 28' durch die Wechselwirkung der Stifte und Verbinder 300, 302, 303 und 304 gehalten. Die Spulenanordnung 30' ist an ihrem anderen Ende durch eine Ausstoßfeder 341 gehalten, so daß der Magnetspulenkörper 317 zwischen der voranstehend erwähnten Kante oder Lippe 314 auf dem Magneten 36' und der Basis 12' durch die Kompressionskraft der Feder 34' fest gehaltert ist. Wie am besten unter Bezugnahme aus Fig. 32 deutlich wird, ist der obere Abschnitt der Feder 34' gegen eine Lippe 340 auf dem Bodenabschnitt des Trägers oder Abstandsstücks 42' eingefangen, und bewegt sich mit diesem während der Bewegung des beweglichen Systems, welches die beweglichen Kontakte 46' und 48', das Abstandsstück 42' und den Anker 40' umfaßt.
Es wird besonders auf die Fig. 32 Bezug genommen, in der die Konstruktionsmerkmale und die Wechselwirkung der allgemein E-förmigen Magnetelemente 36' und 40' gezeigt sind. Der bewegbare Anker 40' umfaßt einen Mittelschenkel 322 und zwei äußere Schenkel 330 und 331. Die Schenkel 330 und 331 können eine etwas unterschiedliche Querschnittsfläche in Bezug zueinander haben, um eine Ausrichtungsfunktion für den Magneten 40 zu liefern. Der Grund hierfür liegt darin, daß die Oberflächenseiten der magnetischen äußeren Schenkel 330 und 331 nach wiederholter Verwendung ein Abnutzungsmuster wegen des wiederholten Auftreffens auf der komplementären Oberf1ächenseite des magnetischen Barrens oder des Permanentmagneten 36' entwickeln. Wenn infolgedessen die magnetischen Elemente 40' und 36' periodisch zur Wartung oder für andere Zwecke entfernt werden, ist es wünschenswert, sie mit genau der gleichen Orientierung wieder einzusetzen, so daß das vorhergehend begonnene Abnutzungsmuster beibehalten wird. Wenn die zwei Elemente 40' und 36' relativ zueinander umgedreht werden, tritt ein neues Abnutzungsmuster auf, das unerwünscht ist. Die Summe der Querschnittsfläche des Schenkels 330 und 331 ist im allgemeinen gleich der Querschnittsfläche des Schenkels 332 für eine wirksame Magnetflußleitung. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist ein beträchtlicher Abschnitt der Seite des Mittelschenkels 332 abgefräst oder auf andere Weise davon entfernt, um einen Vorsprung oder Knopf 326 und zwei merkliche Luftspaltbereiche 327 und 328 zu erzeugen. Wenn der Anker 40' gegen den Barren oder den Permanentmagneten 36' anstößt, stoßen die komplementären äußeren Schenkel 331 und 330 flächenmäßig gegeneinander und die Seitenbereiche der Knöpfe oder Vorsprünge 326 des Mittelschenkels 322 stoßen f1ächenmäßig gegeneinander, wobei sie merkliche Luftspalte in den Bereichen 327 und 328 für die beiden Magneten lassen. Die Gegenwart von Luftspalten hat die Wirkung, den Restmagnetismus in dem Magnetkreis zu verringern, der durch den Anker 40' und den Permanentmagnet 36' gebildet ist, die aneinander gestoßen sind. Dies ist wünschenswert, damit die Ausstoßfeder 34' wirksam sein kann, um die Magnetelemente zu trennen und die vorgenannten Kontakte während eines Kontaktöffnungsvorgangs zu öffnen. Wäre die letztgenannte Situation nicht der Fall, könnte eine Kontakttrennung durch die Kraft des Restmagnetismus vereitelt werden. Es ist bekannt, daß in einer magnetischen Anordnung, die einem wechsel- oder periodischen HALTE-Puls ausgesetzt ist, magnetischer Lärm eingeführt werden kann. Wären die Knopfabschnitte 362 nicht vorhanden, würden die HALTE Pulse bewirken, daß der Mittelschenkel 322 des sich bewegenden Ankers 40' stark in der Weise vibriert, wie der Magnetkern eines Lautsprechers beim Vorliegen eines Ansteuersignals vibriert. Ferner ist die Wirkung des periodischen HALTE Pulses, daß bewirkt wird, daß der Rückenabschnitt 333 des Ankers 40' in Richtung zu der Mitte ausgelenkt wird, wodurch somit hervorgerufen wird, daß sich die Schenkel 330 und 331 des bewegbaren Ankers 40' entsprechend bewegen und an den Oberflächenseiten der komplementären Schenkel 330 und 331 des Permanentmagneten 36' reiben oder rutschen. Dies hat die Wirkung einer zunehmenden Oberflächenabnutzung, die unerwünscht ist. Um die Auslenkung und die Abnutzung auszuschließen, jedoch den Luftspalt beizubehalten, ist der Knopf oder der Vorsprung 336 vorgesehen. Dies verhindert eine Bewegung des Schenkels 322 unter dem Einfluß des HALTE-Pulses, verringert aber nichtsdestotrotz den Restmagnetismus bis zu einem Punkt, wo die Wirkung der Ausstoßfeder 34' wirksam ist. Identifizierung der in den Zeichnungen verwendeten Bezugsziffern Legende Bezugsziffer Figur Integrator ist dies ein positiver Halbzyklus, so überprüfe Status von "START"-, "RUN"- und "RESET"-Eingänge und setze Marken entsprechend dem Status Entladungskondensatoren Freigabekondensatoren ist dies ein positiver Halbzyklus wähle AN3-Eingang für A/D führe A/D-Wandlung durch speichere Ergebnis für spätere Analyse hole Leitungsverzögerung, warte Triac einschalten, wiederholte A/D-Wandlungen durchführen beim Spulenstrom finde Maximum ist maximaler Strom ≥ Regelpunkt erhöhe Leitungsverzögerung verringere Leitungsverzögerung ist HCYCLE = 2, 4, 8, 16, 32 ist vorheriges A/D-Ergebnis → 80H verschiebe vorheriges Ergebnis um 1 Bit nach links erhöhe HCYCLE führe neue A/D-Wandlungen durch und speichere Ausgabe eines hohen Signals beim Triggern Verzögerung 20 Mikrosekunde Ausgabe eines niedrigen Signals beim Triggern

Claims

1. Elektromagnetisches Schütz, das einen ersten Kontakt (26') umfaßt, einen zweiten Kontakt (44'), der in einen Zustand elektrischen Durchgangs mit dem ersten Kontakt (26') bewegt wird, einen Elektromagneten mit einem beweglichen Anker (40'), der mechanisch mit dem zweiten Kontakt (44') verbunden ist und den zweiten Kontakt (44') in Reaktion auf den Fluß elektrischen Stroms durch eine Wicklung (30') des Elektromagneten in den Zustand elektrischen Durchgangs mit dem ersten Kontakt (26') bewegt, wobei der Fluß elektrischen Stroms eine erste vorgegebene magnetomotorische Kraft in dem Anker (40') erzeugt, die den Anker (40) mit einem magnetischen Sockelelement (36') in Kontakt bringt und eine Bewegungskraft und eine HALTE-Kraft bildet, eine Feder (34'), die so angeordnet ist, daß sie mit dem Anker (40') zusammenwirkt und den Anker (40') von dem magnetischen Sockelelement (36') wegbewegt, dadurch gekennzeichnet, daß das magnetische Sockelelement (36') Teil eines Magnetkreises mit dem beweglichen Anker ist, und daß der bewegliche Anker (40') am Ende des Hubweges an ihm anliegt, daß die Querschnittsfläche des Ankers (40') einen Minimalwert aufweist, so daß der darin durch das Vorhandensein der ersten magnetomotorischen Kraft erzeugte magnetische Fluß ausreicht, um eine magnetische Kraft zu erzeugen, die den Anker (40') mit dem magnetischen Sockelelement (36') beim Vorhandensein der Feder (34') in Kontakt bringt, daß eine Wicklung (30') des Elektromagneten, die magnetomotorische Bewegungskraft und die magnetomotorische HALTE-Kraft erzeugt, daß sich die bewegliche Ankereinrichtung (40') über einen vorgegebenen Hubweg bewegt und den zweiten Kontakt (44') in Reaktion auf die magnetische Bewegungskraft in den Zustand elektrischen Durchgangs mit dem ersten Kontakt (26') bewegt, daß der bewegliche Anker (40') E-förmig ist und einen Vorsprung (326) an einem Mittelschenkel (322) desselben aufweist, daß der Vorsprung (326) eine vorgegebene Querschnittsfläche und Tiefe hat, daß die Querschnittsfläche des Vorsprungs kleiner ist als die Querschnittsfläche des beweglichen Ankers (40'), daß der Vorsprung (326) an dem magnetischen Sockelelement (36') anliegt, wenn der Anker (40') damit in Kontakt ist, daß die Tiefe des Vorsprungs (326) einen Luftspalt (327, 328) zwischen einem verbleibenden Abschnitt des Ankers (40') und einem verbleibenden Abschnitt des magnetischen Sockelelements (36') erzeugt, der ausreicht, um in dem anliegenden Zustand Reluktanz in dem den beweglichen Anker (40') und das magnetische Sockelelement (36') umfassenden Magnetkreis zu erzeugen, die so groß ist, daß es die Reluktanz des Kreises der Feder (34') ermöglicht, den beweglichen Anker (40') von dem magnetischen Sockelelement (36') zu trennen, wenn der elektrische Strom aussetzt, und dadurch, daß die bewegliche Ankereinrichtung (40') die fo1genden Merkmale aufweist: die Querschnittsfläche des beweglichen Ankers (40') ist genauso groß wie oder größer als die minimale Querschnittsfläche desselben, die die Erzeugung eines ausreichenden magnetischen Flusses in dem Anker (40') durch die magnetomotorische Bewegungskraft ermöglicht, so daß sich der bewegliche Anker (40') gegen den Widerstand der Feder (34') über den Hubweg bewegt, wobei der Magnetkreis eine Reluktanz aufweist, die es der magnetomotorischen HALTE-Kraft ermöglicht, den E-förmigen beweglichen Anker (40') und das magnetische Sockelelement (36') aneinanderliegend zu halten, wobei die Querschnittsfläche des erhabenen Vorsprungs (326) genauso groß ist wie oder kleiner als die maximale Querschnittsfläche, die eine Gesamtreluktanz in dem Magnetkreis für den remanenten Magnetismus in dem Magnetkreis nach der Aufhebung der magnetomotorischen Bewegungskraft und der magnetomotorischen HALTE-Kraft erzeugt, die so groß ist, daß sie es der Feder (34') ermöglicht, den Abzug des beweglichen Ankers (40') von dem magnetischen Sockel (36') zu verursachen, um so den ersten Kontakt (26') und den zweiten Kontakt (44') zu trennen, sowie durch eine Steuereinrichtung, die die magnetomotorische Bewegungskraft und die magnetomotorische HALTE-Kraft für die Wicklung erzeugt.

2. Schütz nach Anspruch 1, wobei das magnetische Sockelelement (36') einen komplementären Vorsprung aufweist, an dem der Vorsprung (326) des beweglichen Ankers (40') anliegt, wobei die Gesamttiefe des anliegenden komplementären Vorsprungs und des Vorsprungs (326) an dem beweglichen Anker (40') genauso groß ist wie oder kleiner als die maximale Tiefe des Luftspaltes zwischen dem verbleibenden Abschnitt des beweglichen Ankers (40') und dem verbleibenden Abschnitt des magnetischen Sockelelementes (36'), bei der die Reluktanz des Magnetkreises so groß sein würde, daß sie es der magnetomotorischen HALTE- Kraft ermöglicht, den beweglichen Anker (40') und das magnetische Sockelelement (36') in einem aneinanderliegenden Zustand zu halten.

3. Schütz nach Anspruch 2, wobei die Gesamttiefe 10 mm beträgt.

4. Schütz nach Anspruch 3, wobei eine Abmessung der Querschnittsfläche des Vorsprungs ungefähr 3,2 mm (1/8 inch) beträgt.