DE3853731T2

DE3853731T2 - Elektromagnetischer Schutz mit stromgeregelter elektromagnetischer Wicklung für das Zusammenhalten der Kontakte.

Info

Publication number: DE3853731T2
Application number: DE3853731T
Authority: DE
Inventors: Joseph Charles Engel; John G Leddy; Gary Francis Saletta
Original assignee: Eaton Corp
Current assignee: Eaton Corp
Priority date: 1987-02-19
Filing date: 1988-02-12
Publication date: 1996-01-25
Anticipated expiration: 2008-02-13
Also published as: EP0279595B1; MX167494B; EP0279595A2; BR8800665A; AU606381B2; AU1128588A; DE3853731D1; JPS63289738A; US4720761A; CA1290792C; JP2610927B2; EP0279595A3

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf elektromagnetische Schütze und insbesondere auf eine Vorrichtung zum Geschlossenhalten der Kontakte des Schützes.
Elektromagnetische Schütze sind bekannt, wie in der Beschreibung der US-Patentschrift 3 339 161 geoffenbart ist. Elektromagnetische Schütze sind Schalteinrichtungen, die insbesondere beim Motor-Anlassen, bei der Beleuchtung, beim Schalten und ähnlichen Anwendungen von Nutzen sind. Ein Schütz zum Motor-Anlassen mit einem Überlast-Relaissystem wird als Motorsteuerung (Motorschalter) bezeichnet. Ein Schütz weist üblicherweise einen Magnetkreis auf, der einen festen Magnet und einen beweglichen Magnet oder einen Anker mit einem Luftspalt zwischen diesen aufweist, wenn das Schütz geöffnet ist. Eine Magnetspule ist auf Befehl steuerbar, um mit der Spannungsquelle zusammenzuwirken, die mit den Hauptkontakten des Schützes verbunden sein kann, um den Anker elektromagnetisch auf den festen Magnet zu zu beschleunigen, somit den Luftspalt zu vermindern und die Kontakt zu schließen. Wenn das Schütz schließt, arbeitet es gegen den Widerstand einer Abdrückfeder, die dazu dient, das Schütz zu geeigneter Zeit wieder zu öffnen. Um die Kontakte in geschlossenem Zustand zu halten, wird bei dem Stand der Technik üblicherweise eine reduzierte Spannung an den Elekromagnet gelegt, womit ein geringerer Magnetismus aufrecht erhalten wird, der den Anker mit dem Permanentmagneten in Anlage und somit die Kontakte geschlossen hält. Ein damit verbundener Nachteil liegt darin, daß solch eine Anordnung energetisch nicht immer effizient ist. Beispielsweise kann der Stromfluß durch die Windungen mit der Zeit die Windungen des Elektromagneten aufheizen und somit seinen Widerstand erhöhen, was den Stromfluß durch diesen reduziert. Wenn dies passiert, reduziert sich die Kraft des Magneten. Alternativ kann die Spannung, die den Haltestrom liefert, in Grenzen variieren, was den Strom durch die Haltespule oder Wicklung verändert. Es wäre vorteilhaft, wenn ein wirksames System zum Aufrechterhalten des Stroms durch die Haltespule bei einem verhältnismäßig fixierten Wert gefunden werden könnte, womit eine ausreichende magnetomotorische Kraft in dem Magnetkreis sichergestellt wird, um die Kontakte bei normalen Betriebsbedingungen geschlossen zu halten und um außerdem einen energetisch effizienten Weg zu schaffen, um dies zu verwirklichen.
Die DE-A-26 01 799 beschreibt eine Schalteranordnung zum Aktivieren eines elektromagnetischen Systems bei einem Schütz. Es wird eine Steuerung des Stromflußwinkels des Spulenstromes dazu verwendet, die von dem System geforderte Energie zu minimieren. Vorgeschlagene alternative Steuermittel sind eine Feldplatte in einer gesteuerten Gleichrichterschaltung sowie ein Sensorelement und ein Prozessor.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein elektrischer Schütz mit einem ersten Kontakt, einem zweiten Kontakt, der in eine Stellung mit elektrischem Kontakt zu dem ersten Kontakt verlagerbar ist, und mit einem Elektromagnet mit einem beweglichen Anker geschaffen, der mechanisch mit dem zweiten Kontakt verbunden ist, um den zweiten Kontakt in Abhängigkeit von dem elektrischen Stromfluß durch eine Wicklung des Elektromagneten in elektrischer Verbindung mit dem ersten Kontakt zu halten, wobei eine Feder den ersten Kontakt in Richtung von dem zweiten Kontakt weg vorspannt;
dadurch gekennzeichnet, daß der elektrische Strom die Form einer Folge phasenanschnittgesteuerter Stromimpulse hat; daß eine Sensoreinrichtung vorgesehen ist, um den Amplitudenwert der Folge der stromflußwinkelgesteuerten elektrischen Stromimpulse zu messen; daß an den Elektromagneten eine Stromzufuhr-Steuereinrichtung angeschlossen ist, um die in der Wicklung fließende Folge elektrischer Stromimpulse zu steuern; und daß an die Sensoreinrichtung und an die Stromzufuhr-Steuereinrichtung ein Mikroprozessor angeschlossen ist, um den Amplitudenwert der Stromimpulse mit einem gespeicherten Referenzwert zu vergleichen, wobei der Mikroprozessor einen gespeicherten Phasenanschnittswinkel an die Stromzufuhr-Steuereinrichtung liefert und den Scheitelwert des sich ergebenden Stromimpulses mit dem gespeicherten Referenzwert vergleicht, woraufhin der gespeicherte Phasenanschnittswinkel inkremental erhöht wird, wenn der sich ergebende Scheitelwert des Stromes den gespeicherten Referenzwert übersteigt, und der gespeicherte Phasenanschnittswinkel inkremental vermindert wird, wenn der gespeicherte Referenzwert den sich ergebenden Scheitelwert des Stromimpulses übersteigt.
Zweckmäßigerweise weist die Steuerschaltung für den Schütz den Mikroprozessor auf, der als ein Eingangssignal den Wert des Stromes empfängt, der von Halbwelle zu Halbwelle durch die Spule fließt. Diese Information wird dann in Digitalinformation umgesetzt und mit dem gespeicherten Standardwert verglichen. Wenn der verglichene Wert größer oder kleiner als der gespeicherte Standardwert ist, wird der Stromflußwinkel des Triacs, das den Spulenstrom steuert, für die nächstfolgende Halbwelle in kleinen Schritten inkremental vermindert oder entsprechend erhöht. Schlußendlich wird ungeachtet der Änderungen der angelegten Spannung, die stattfinden können, oder des Stromkreises, der die Kontakte in einem geschlossenen Zustand hält, ein stabilisierter Stromwert erreicht, der gleich dem gespeicherten Wert ist.
Die Erfindung wird nun an einem Beispiel mit Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen:
Fig. 1 eine isometrische Darstellung eines elektromagnetischen Schützes zeigt;
Fig. 2 eine Schnittdarstellung des Schützes nach Fig. 1 bei deren Schnittlinie II-II zeigt;
Fig. 3 Kraft- und Ankerbeschleunigungskurven bei einem Schütz nach dem Stand der Technik mit einer elektromagnetischen Beschleunigungsspule für den Anker mit einer Abdrückfeder und einer Kontaktfeder zeigt;
Fig. 4 einen Kurvensatz zeigt, der ähnlich zu solchen, die in Fig. 3 dargestellt sind, ist, jedoch für eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 5 einen Kurvensatz zeigt, der ähnlich denen in den Fig. 3 und 4 dargestellten ist, jedoch für eine andere Ausführungsform der Erfindung zutrifft;
Fig. 6 einen weiteren Kurvensatz der Einrichtungen nach Fig. 4 und 5 für Spannungs- und Stromkurvenformen zeigt;
Fig. 7A bis 7D ein schematisches Schaltbild eines elektronischen Steuersystems für das Schütz nach den Fig. 1 und 2 in teilweiser Blockdarstellung zeigen;
Fig. 8 eine Draufsicht einer gedruckten Leiterplatte zeigt, die sowohl die Schaltelemente nach Fig. 7 als auch die Schützspule, Stromwandler und Spannungswandler nach Fig. 2 zeigt;
Fig. 9 eine Seitenansicht der Leiterplatte nach Fig. 8 zeigt;
Fig. 10 die Leiterplatte der Fig. 8 und 9 in isometrischer Darstellung und in einer Stellung zur Montage in dem Schütz nach Fig. 2 zeigt;
Fig. 11 einen Schaltplan und ein Verdrahtungsschema für das Schütz der Fig. 2 und 7 in teilweiser Blockdarstellung zeigt, wie es in Verbindung mit einem von diesem gesteuerten Motor verwendet wird;
Fig. 12 eine schematische Anordnung eines Strom-Spannungswandlers zur Verwendung bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 13 eine schematische Darstellung eines Wandlers nach Fig. 12 mit einer Integratorschaltung zeigt;
Fig. 14 eine Darstellung der Luftspaltlänge über dem Spannungsstromverhältnis für Übertrageanordnungen nach den Fig. 12 und 13 zeigt;
Fig. 15 eine Ausführungsform eines Stromspannungswandlers mit einem magnetischen Einlegestück zeigt;
Fig. 16 eine Ausführungsform eines Stromspannungswandlers mit einem einjustierbaren Einsatzstück zeigt;
Fig. 17 eine Ausführungsform des Stromspannungswandlers mit einem bewegbaren Kernabschnitt zeigt;
Fig. 18 eine Ausführungsform eines Stromspannungswandlers mit einem Metallpulverkern zeigt;
Fig. 19 einen READSWITCHES genannten Algorithmus in Form einer Blockdarstellung zur Verwendung durch einen Mikroprozessor zeigt, um Schalter- und Entladekondensatoren für die Eingangsschaltung der Spulensteuerplatine nach Fig. 7 zu lesen;
Fig. 20 einen READVOLTS genannten Algorithmus in Form einer Blockdarstellung zum Bestimmen der Leiterspannung für die Spulensteuerplatine nach Fig. 7 zeigt;
Fig. 21 einen CHOLD genannten Algorithmus zum Bestimmen des Spulenstromes für die Spulensteuerschaltung nach Fig. 7 in Form einer Blockdarstellung zeigt;
Fig. 22 einen RANGE genannten Algorithmus zum Bestimmen des Leiterstromes in Form einer Blockdarstellung zeigt, wie er durch die Überlast-Relaisplatine nach Fig. 7 bestimmt wird;
Fig. 23 eine schematische Darstellung eines A/D- Wandlers und Speicherplätze zeigt, die der Bestimmung des Leiterstromes zugeordnet sind, wie er von dem Mikroprozessor der erfindungsgemäßen Spulensteuerplatine bestimmt worden ist;
Fig. 24 einen FIRE TRIAC genannten Algorithmus zur Verwendung durch einen Mikroprozessor in Form einer Blockdarstellung zeigt, um den die Spule steuernden Triac der Spulensteuerplatine nach Fig. 7 zu zünden;
Fig. 25A eine Darstellung der Ableitungen des in Fig. 25A dargestellten Spulenstromes zeigt;
Fig. 25B eine Zeichnung einer Sinusdarstellung eines Leiterstroms von einer halben Einheit, einer Einheit und zwei Einheiten bei der von der vorliegenden Erfindung gesteuerten Einrichtung zeigt; Fig. 25C eine Darstellung einer sich ergebenden Eingangsspannung eines Analog-Digital-Wandlers über einen Halbwellen-Probeintervall (Zeit) bei drei Beispielen der Leiterstromgröße nach Fig. 25A zeigt;
Fig. 26 eine Darstellung von Binärzahlen zeigt, die in Speicherplätzen des Mikroprozessors nach Fig. 23 für Beispiel 1 einer Analog-Digital-Wandlung für sechs Probenzeiten in der RANGE-Abtastroutine nach Fig. 22 für die Leiterschwingung mit einer halben Einheit gespeichert ist;
Fig. 27 eine Darstellung von Binärzahlen zeigt, die in Speicherplätzen des Mikroprozessors nach Fig. 23 für Beispiel 2 für eine Analog-Digital-Wandlung für sechs Probezeiten in der RANGE-Sampling-Routine nach Fig. 22 für die Leiterschwingung mit einer Einheit gespeichert ist;
Fig. 28 eine Darstellung der Binärzahlen zeigt, die in Speicherplätzen des Mikroprozessors nach Fig. 23 für Beispiel 3 für eine Analog-Digital-Wandlung für sechs Probezeiten in der RANGE-Sampling-Routine nach Fig. 22 für die Leiterschwingung mit zwei Einheiten gespeichert ist;
a Fig. 29 Darstellungen von VLINE, VRUN(T) und VRUN(F) an dem Eingang des Mikroprozessors zeigt;
Fig. 30 eine Draufsicht auf eine Leiterplatte zeigt, die der in den Fig. 8 und 9 zur Verwendung bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung ähnlich ist;
Fig. 31 eine Seitenansicht eines Schützes in Schnittdarstellung zeigt, das ähnlich zu dem in den Fig. 1 und 2 dargestellten ist, für eine andere Ausführungsform der Erfindung; und
Fig. 32 eine Schnittdarstellung des Schützes nach Fig. 31 zeigt, geschnitten entlang der Schnittlinien XXXII-XXXII.
Die Fig. 1 und 2 zeigen ein elektrisches dreiphasiges Schütz oder Schaltgerät 10. Zur einfacheren Darstellung sind lediglich die Konstruktionseigenschaften eines der drei Pole beschrieben und es versteht sich, daß die anderen beiden Pole gleich sind. Das Schütz 10 weist ein Gehäuse 12 auf, das aus einem geeigneten elektrisch isolierenden Material, wie Glas/Nylon-Verbundmaterial hergestellt ist, auf dem elektrische Lastanschlüsse 14 und 16 zur Verbindung mit einem elektrischen Gerät, einer Schaltung oder einem System angeordnet sind, das durch das Schütz 10 zu bedienen oder zu steuern ist. Ein solches System ist in Fig. 11 beispielhaft schematisch dargestellt. Die Anschlüsse 14 und 16 können jeweils Teil eines dreiphasigen elektrischen Anschlußsatzeses bilden, wie er oben erwähnt ist. Die Anschlüsse 14 und 16 sind voneinander beabstandet und intern mit Leitern 20 bzw. 24 verbunden, die sich in den Zentralbereich des Gehäuses 12 erstrecken. Dort enden die Leiter 20 und 24 in geeignet befestigten Kontakten 22 bzw. 26. Ein Verbinden der Kontakte 22 und 26 schließt den elektrischen Kreis zwischen den Anschlüssen 14 und 16 und bringt das Schütz 10 dahin, daß es elektrischen Strom durchläßt. Eine separate hergestellte Spulensteuerplatine 28 (wie sie nachfolgend in den Fig. 8, 9 und 10 dargestellt ist) kann in dem Gehäuse 12 in einer nachfolgend zu beschreibenden Weise gesichert sein. An der Spulensteuerplatine 28 ist eine Spulen- oder Magnetspulenanordnung 30 gesichert, die eine elektrische Spule oder ein Solenoid 31 enthalten kann, das als Teil darauf angeordnet ist. Von der Spulensteuerplatine 28 beabstandet und ein Ende der Spulenanordnung 30 bildend ist ein Federsitz 32 angeordnet, auf dem ein Ende der Abdrück- oder Rückholfeder 34 gesichert angeordnet ist. Das andere Ende der Abdrückfeder 34 liegt an einem Abschnitt 12A der Basis 12 an, bis die Bewegung des Trägers 32 in einer nachfolgend zu beschreibenden Weise zur Folge hat, daß sein Bodenabschnitt 42A die Feder 34 aufnimmt und sie gegen den Sitz 32 preßt. Dies erfolgt in einer außerhalb der Ebene nach Fig. 2 liegenden Ebene. Die Feder 34 umgibt einen Anker 40. Sie wird von dem Bodenabschnitt 42A aufgenommen, wo sie sich schneiden. Die Abmessung des Elementes 42 in die Ebene nach Fig. 2 hinein ist größer als der Durchmesser der Feder 34. Mit Vorbedacht ist ein fixierter Magnet oder ein Metallstück aus magnetisierbarem Material 36 innerhalb eines Kanals 38 radial mit dem Solenoid oder der Spule 31 der Spulenanordnung 30 ausgerichtet angeordnet. Axial von dem fixierten Magnet 36 beabstandet und in demselben Kanal 38 ist ein Magnetanker oder ein magnetischen Fluß leitendes Element 40 angeordnet, das in Längsrichtung (axial) in dem Kanal 38 in Bezug auf den fixierten Magnet 36 bewegbar ist. An dem Ende des Ankers 40 und von dem fixierten Magnet 36 beabstandet ist der sich in Längsrichtung erstreckende elektrisch isolierende Kontaktträger 42 angeordnet, auf dem eine elektrisch leitende Kontaktbrücke 44 (Schaltbrücke) angeordnet ist. An einem radialen Arm der Kontaktbrücke 44 ist ein Kontakt 46 angeordnet und auf einem weiteren radialen Arm der Kontaktbrücke 44 ist ein Kontakt 48 angeordnet. Es sei daran erinnert, daß selbstverständlich die Kontakte für ein dreipoliges Schütz dreifach vorhanden sind. Der Kontakt 46 liegt an dem Kontakt 22 (22-46) an und der Kontakt 48 liegt an dem Kontakt 26 (26-48) an, wenn ein interner Stromkreis zwischen dem Anschluß 14 und dem Anschluß 16 geschlossen ist, wenn das Schütz 10 schließt. Andererseits ist, wenn der Kontakt 22 von dem Kontakt 46 und der Kontakt 26 von dem Kontakt 48 beabstandet ist, der innere Stromkreis zwischen den Anschlüssen 14 und 16 offen. Die unterbrochene Stellung des Stromkreises ist in Fig. 2 dargestellt. Es ist eine Lichtbogenkammer 50 vorgesehen, die so angeordnet ist, daß sie die Kontaktbrücke 44 und die Anschlüsse 22, 26, 46 und 48 umgibt, um somit ein teilweise eingeschlossenes Volumen zu liefern, in dem ein intern zwischen den Anschlüssen 14 und 16 fließender elektrischer Strom sicher unterbrochen werden kann. In der Lichtbogenkammer 50 ist zentral eine Ausnehmung 52 vorgesehen, in die die Querschiene 54 des Trägers 42 eingesetzt und gegen eine Querbewegung (radial), wie in Fig. 2 dargestellt, gesichert, jedoch in Längsrichtung (axial) der Mittellinie 38A des vorgenannten Kanals 38 verschiebbar ist. Die Kontaktbrücke 44 ist mittels einer Kontaktfeder 56 in dem Träger 42 gehalten. Die Kontaktfeder 56 drückt sich zusammen, um eine fortgesetzte Bewegung des Trägers 42 auf das Metallstück 36 zu zu ermöglichen, auch nachdem die Kontakte 22-46 und 26-48 in Anlage oder "ge schlossen" sind. Weiteres Zusammendrücken der Kontaktfeder 56 erhöht den Druck auf die geschlossenen Kontakte 42-46 und 26-48 stark, um die Strombelastbarkeit des internen Stromweges zwischen den Anschlüssen 14 und 16 zu erhöhen und um eine automatische Justagefähigkeit zu erbringen, um den Kontakten zu ermöglichen, eine Anlage- oder "Schließ"- Position auch dann einzunehmen, wenn beträchtliche Kontaktabnutzung erfolgt ist. Der Längsbereich zwischen dem Magnetbereich 36 und dem bewegbaren Anker 40 weist einen Luftspalt 58 auf, in dem ein magnetischer Fluß existiert, wenn die Spule 31 elektrisch erregt ist.
Auf der Spulensteuerplatine 28 können u.a. extern zugängliche Anschlüsse an einem Anschlußblock J1 zur Verbindung mit der Spule oder dem Solenoid 31 über gedruckte Leitungswege oder andere Leiter an der Steuerplatine 28 vorgesehen sein. Außerdem kann ein anderer Anschlußblock JX (in Fig. 32 dargestellt) für andere nützliche Zwecke auf der gedruckten Leiterplatte 28 angeordnet sein. Die elektrische Erregung der Spule oder des Solenoids 31 mittels elektrischer Energie, die von den extern zugänglichen Anschlüssen an dem Anschlußblock J1 und gesteuert von einem Kontaktschließsignal geliefert wird, das beispielsweise an dem extern zugänglichen Anschlußblock J1 verfügbar ist, erzeugt einen magnetischen Flußweg über den fixierten Magnet oder das Metallstück 36, den Luftspalt 58 und den Anker 40. Wie es bekannt ist, veranlaßt eine solche Bedingung den Anker 40, sich in dem Versuch, den Luftspalt 58 zu verkürzen oder zu eliminieren und schließlich mit dem Magnet oder dem Metallstück 36 in Anlage zu kommen, in dem Kanal 38 in Längsrichtung zu bewegen. Die Kraft beim Zusammendrücken der Abdrückfeder 34 in anfänglichen Bewegungsstadien ist dieser Bewegung entgegengerichtet oder steht dieser entgegen und außerdem bildet die Kraft beim Zusammendrücken der Kontaktfeder 56 einen Widerstand, nachdem die Kontakte 22-46 und 26-48 in einem späteren Abschnitt des Bewegungshubes des Ankers 40 in Anlage gekommen sind.
In dem Gehäuse 12 des Schützes 10 kann außerdem eine gedruckte Leiterplatte oder -karte 60 für ein Überlastrelais vorgesehen sein (außerdem in den Fig. 8, 9 und 10 dargestellt), auf dem Spannungs-Strom-Wandler oder -Transformatoren 62 angeordnet sind (lediglich einer von ihnen, 62B, ist in Fig. 2 dargestellt). Bei solchen Ausführungsformen der Erfindung, in denen die Überlastrelais-Platine 60 verwendet wird, kann sich der Leiter 24 durch die Torusöffnung 62T des Strom-Spannungs-Transformators oder -Wandlers 62B erstrecken, so daß der in dem Leiter 24 fließende Strom durch den Strom-Spannungs-Transformator oder -Wandler 62B erfaßt wird. Die somit erfaßte Information wird vorteilhafterweise in einer nachfolgend zu beschreibenden Art und Weise benutzt, um eine nützliche Stromkreisinformation für das Schütz 10 zu gewinnen.
Außerdem können an einem Ende der Überlastrelais- Platine 60 Auswahlschalter 64 vorgesehen sein, die von einem außerhalb des Gehäuses 12 gelegenen Bereich aus zugänglich sind. Eine andere Ausführungsform der Erfindung ist in Fig. 30 und in Fig. 31 dargestellt, deren Beschreibung und Betriebsweise hiernach gegeben wird.
In den Fig. 2 und 3, auf die nun Bezug genommen wird, sind vier überlagerte Kurven zum Zwecke der Darstellung des Zustandes oder des Standes der Technik vor der vorliegenden Erfindung dargestellt. Insbesondere sind die Verläufe der Kraft über dem Abstand für eine Magnetspule, wie die in Fig. 2 bei 31 dargestellte, eine Abdrückfeder, wie die in Fig. 2 bei 34 dargestellte und eine Kontaktfeder, wie die in Fig. 2 bei 56 dargestellte veranschaulicht. Zusätzlich ist eine überlagerte Darstellung 92 der Augenblicksgeschwindigkeit in Abhängigkeit von dem Abstand für einen Anker, wie den in Fig. 2 bei 40 dargestellten, veranschaulicht. Obwohl die unabhängige Variable in jedem Fall der Abstand ist, könnte es genauso gut die Zeit sein, weil die beiden Variablen für die in Fig. 3 dargestellten Kurven miteinander in enger Beziehung stehen. Es versteht sich, daß der Bezug auf Komponenten des Schützes 10 von Fig. 2 zum Zwecke der Vereinfachung der Darstellung vorgenommen worden ist; es ist nicht als gegeben anzunehmen, daß die in Fig. 2 dargestellten Elemente, als Ganzes zusammengenommen, von dem Stand der Technik abgedeckt seien. Es ist eine erste Kurve 70 veranschaulicht, die die Kraft über dem Abstand (es könnte auch die Zeit verwendet werden) für eine Abdrückfeder (wie die Abdrückfeder 34) beschreibt, wenn die Feder bei einem Punkt 72 beginnend zusammengedrückt wird. Die Feder 34 bringt eine Anfangskraft 74 auf. Die Feder 34 widersteht dem Zusammendrücken mit graduell größer und größer werdender Kraft, bis ein Punkt 78 an der Abstandsachse erreicht ist. Der Bereich, den die Linien einschließen, die den Punkt 72 mit dem Punkt 74, die Kurve 70, den Punkt 76, den Punkt 78 und wiederum den Punkt 72 miteinander verbinden, repräsentiert die Gesamtenergie, die erforderlich ist, um die Abdrückfeder durch die Bewegung des Ankers 40 zusammenzudrücken, wenn er beschleunigt wird, um den Luftspalt 58 zwischen ihm und dem festen Magnet 36 zu schließen. Diese Kraft ist ein Widerstand für die Bewegung des Ankers 40. Bei dem Punkt 80 der Abstandsachse liegen die Kontakte 22-42 und 26-48, für das Beispiel nach Fig. 2, aneinander an und eine fortgesetzte Bewegung des Ankers 40 verursacht das Zusammendrücken der Kontaktfeder 56, die dazu dient, aus den vorstehend beschriebenen Gründen eine wachsende Kraft auf die nun aneinander anliegenden Kontakt auszuüben. Die Kurve 79 stellt die Gesamtkraft dar, gegen die der sich bewegende Anker 40 arbeitet, wenn er beschleunigt ist, um den Luftspalt 58 zu schließen. Eine sprungfunktionsartige Erhöhung der Kraft zwischen einem Punkt 81 und einem Punkt 82 erfolgt, wenn sich die Kontakte 22-42 und 26-48 berühren. Diese Kraft nimmt bis zu Punkt 78 zu, in dem der sich bewegende Anker 40 die maximale, durch die Kombination der Abdrückfeder 34 und der Kontaktfeder 56 ausgeübte Kraft erfährt. Diese Menge zusätzlicher Energie, die der sich bewegende Anker liefern muß, um den Widerstand der Kontaktfeder 56 zu überwinden, wird durch den Bereich repräsentiert, der von den Linien eingeschlossen ist, die die Punkte 81 und 82, die Kurve 79, die Punkte 84 und 76, die Kurve 76A und wiederum den Punkt 81 miteinander verbinden. Folglich muß, wenn der Anker 40 aus seiner Ruheposition bei 72 in seine Anlageposition gegen den Magnet 36 bei 78 beschleunigt wird, die Spule oder das Solenoid 31 wenigstens die von den Linien repräsentierte Energiemenge liefern, die die Punkte 72, 74, 81, 82, 84, 78 und wiederum 72 miteinander verbinden. Der positive Anstieg der Kurve 70 ist absichtlich so klein wie möglich gehalten, um es dem Anker 40 zu ermöglichen, in der umgekehrten Richtung angetrieben zu werden, wenn die Spulenenergie weggenommen wird, so daß das Schütz wieder öffnen kann. Die von dem Anker 40 zu überwindende Anfangskraft ist in dem ersten Moment der Bewegung ein Kraftschwellwert, der durch die Differenz zwischen den Punkten 72 und 74 repräsentiert wird. Folglich muß der Anker zu diesem Zeitpunkt wenigstens soviel Kraft liefern. Zur Vereinfachung der Darstellung wird deshalb in einem veranschaulichenden Sinn angenommen, daß die elektromagnetische Spule 31, die bei Punkt 88 in Fig. 3 repräsentierte Kraft für den Anker 40
bei 72 liefert. Es ist außerdem erforderlich, daß die von der Spule oder dem Solenoid 31 erbrachte Kraft in dem Moment, bei dem sich die Kontakte 22-42 und 26-28 berühren und die Kontaktfeder 56 bei 80 greift, größer als die durch den Abstand zwischen den Punkten 80 und 82 in Fig. 3 repräsentierte Kraft ist, weil der beschleunigte Anker 40 ansonsten in seinem Hub innehalten würde, was eine sehr schwache Anlage der Kontakte 22-46 und 26-48 liefert. Dies ist eine unerwünschte Situation, weil die Neigung der Kontakte zum Widerstandsverschweißen unter diesen Umständen stark erhöht ist. Folglich muß die von der Spule 31 gelieferte Kraft beim Beschleunigen des Ankers 40 bei dem Punkt 80 größer sein als die bei dem Punkt 82 repräsentierte Kraft. Eine magnetische Zugkraftkurve für Magnetspulen und ihnen zugeordnete bewegbare Anker genügt relativ vorhersagbaren Strukturen, die eine Funktion vieler Einflußfaktoren einschließlich dem Gewicht des Ankers, der Stärke des Magnetfeldes, der Größe des Luftspaltes usw. sind. Eine solche Kurve ist bei 86 in Fig. 3 gezeigt. Mit der relativen Form der Kurve 86 und den vorstehenden Bedingungen der Zugspannung, die dem Wert der Kraft zugeordnet ist, die bei den Punkten 72 und 80 an der Abstandsachse von Fig. 3 von der Spule 31 gefordert wird, liegt das gesamte Profil der magnetischen Zugkraftkurve für den Anker 40 und die Spule 31 nach Fig. 2 fest. Sie endet mit einem Kraftwert 90. Es versteht sich, daß es eine Eigenschaft der magnetischen Zugkraftkurven ist, daß sich die magnetische Kraft ansehnlich erhöht, wenn sich der Luftspalt 58 bei Annäherung des sich bewegenden Ankers 40 an den stationären Magnet 36 verengt. Folglich liegt bei dem Punkt 78 die Kraft 90 vor. Bei diesem Punkt kommt der Anker 40 mit dem fixierten Magnet 36 zuerst in Anlage oder berührt diesen. Dies erzeugt unglücklicherweise zwei unerwünschte Situationen: zunächst ist es leicht ersichtlich, daß die von dem Magnetsystem über die Spule 31 gelieferte Gesamtenergie, die durch die Linien repräsentiert wird, die die Punkte 72, 88, die Kurve 86, die Punkte 90, 78 sowie wiederum den Punkt 72 miteinander verbinden, signifikant höher ist als die zum Überwinden der unterschiedlichen Federwiderstände erforderliche Energie. Die Energiedifferenz wird durch den Bereich repräsentiert, der von den Linien eingeschlossen ist, die die Punkte 74, 88, die Kurve 86, die Punkte 90, 84, 82, 81 und wiederum 74 miteinander verbinden. Diese Energie ist verschwendete oder unnötige Energie und es wäre sehr wünschenswert, diese Energie nicht aufwenden zu müssen. Die zweite unerwünschte Eigenschaft oder Situation ist die, daß der Anker 80 auf sein Maximum beschleunigt ist und seine größte Kraft aus kinetischer Energie zu einem Zeitpunkt erzeugt, der unmittelbar vor seinem Anschlagen an dem Permanentmagnet 36 liegt. Eine Geschwindigkeitskurve 92, die bei Punkt 72 beginnt und bei Punkt 90 endet, wie es in Fig. 3 dargestellt ist, repräsentiert die Geschwindigkeit des Ankers 40, wie er entlang seines axialen Bewegungsweges beschleunigt wird. Es sei auf den Wechsel der Form bei 80 hingewiesen, wenn die Abdrückfeder 34 in Eingriff kommt. Bei dem Zeitpunkt unmittelbar bevor der Anker 40 den Permanentmagnet 36 berührt, ist die Geschwindigkeit V1 maximal. Dies hat dies sehr unerwünschte Eigenschaft zur Folge, daß infolge der hohen Geschwindigkeit bei dem Moment des Auftreffens oder Anlegens des Ankers 40 an dem Permanentmagnet 36 eine hohe kinetische Energie übertragen wird. Diese Energie muß durch andere Elemente des Systems augenblicklich umgesetzt oder absorbiert werden. Üblicherweise erfordert die augenblickliche Reduzierung der Ankergeschwindigkeit bei 78 auf Null, daß die Energie augenblicklich reduziert wird. Diese Energie wird in das Aufschlaggeräusch, in Wärme, in "Prellen", in Vibration und u.a. in mechanische Abnutzung umgewandelt. Wenn der Anker 40 prellt, weil er mit den Kontakten 46-48 an der Kontaktbrücke 44 über die Kontaktfeder 56 lose verbunden ist, ist die Wahrscheinlichkeit hoch, daß das dadurch gebildete mechanische System in einer solchen Weise schwingt oder vibriert, daß die Kontaktanordnungen 22-42 und 26-48 schnell und wiederholt öffnen und schließen. Dies ist eine sehr unerwünschte Eigenschaft bei einem elektrischen Stromkreis. Es würde deshalb wünschenswert sein, das Schütz 10 nach Fig. 2 in einer solchen Weise zu benutzen, daß die von der Spule 31 gelieferte Energie sorgfältig überwacht und festgelegt wird, so daß lediglich die exakte Energiemenge (oder ein dieser Menge naher Energiewert) geliefert wird, die erforderlich ist, um den Widerstand der Abdrückfeder 34 und der Kontaktfeder 56 zu überwinden. Außerdem wäre es wünschenswert, wenn die Geschwindigkeit des sich bewegenden Ankers 40 signifikant reduziert ist, wenn der Anker an dem Permanent 36 anschlägt, so daß die Wahrscheinlichkeit des "Prellens" entsprechend reduziert ist. Die Lösung der vorgenannten Probleme wird durch die vorliegende Erfindung erreicht, wie graphisch in den Fig. 4, 5 und 6 z.B. dargestellt ist.
Es wird nun auf die Fig. 2, 3 und 4 Bezug genommen, wobei in Fig. 4 für die vorliegende Erfindung eine Serie von Kurven dargestellt ist, die zu den in Fig. 3 dargestellten ähnlich ist. In diesem Fall sind die Federkraftkurven 70 und 79 für die Abdrückfeder 34 bzw. die Kontaktfeder 56 die gleichen wie die in Fig. 3 dargestellten. Jedoch ist die von der Kontaktfeder und die von der Abdrückfeder repräsentierte Energie entsprechend mit X und Y bezeichnet. Bei dieser Ausführungsform der Erfindung beginnt die magnetische Zugkraftkurve 86', die die von der Spule 31 erzeugte Kraft repräsentiert, bei einem Punkt oder Kraftniveau 95, um die Schwellkraft der Abdrückfeder, wie oben beschrieben, zu überwinden und setzt sich zu einem Punkt oder Kraftniveau 97 fort, was bei dem Abstand 96 eintritt. Es ist zu bemerken, daß die von der Spule 31 an den Anker 40 gelieferte elektrische Energie bei dem Abstand 96 verschwindet, der dem Kraftniveau 97 entspricht. Dies erfolgt, bevor der Anker 40 seine Bewegung in die Position beendet hat, in der er an dem fixen Magnet 36 anliegt. Es ist zu diesem Zeitpunkt zu bemerken, daß die Maximalgeschwindigkeit Vm, die von dem Anker 40 erreicht wird, an der Geschwindigkeitskurve 92' bei Punkt 98 gekennzeichnet ist. Dies ist die Maximalgeschwindigkeit, die der Anker während seiner Bewegung in die Position der Anlage mit dem Magnet 36 erreicht. Anders ausgedrückt bedeutet dies, daß der Anker, wenn die elektrische Energie von der Spule 31 weggenommen wird, aufhört zu beschleunigen und zu verzögern beginnt. Die Verzögerungskurve ist bei 100 in Fig. 4 dargestellt und geht von Punkt 98 zu Punkt 78 mit einer Neigungsveränderung, wo die Abdrückfeder in Eingriff kommt. Dies wird durch vorzeitiges Unterbrechen des elektrischen Energieflusses zu der Spule 31 zu einem Zeitpunkt erreicht, bei dem der Abstand 96 erreicht ist. Bevor der Anker 40 seine Bewegung in die Anlageposition mit dem ortsfesten Magnet 36 beendet, wird lediglich die Energiemenge geliefert, die zum Überwinden der Federkräfte erforderlich ist, wodurch ein energieeffizientes System erhalten wird. Zu dem Zeitpunkt, bei dem die elektrische Energie von der Magnetspule 31 weggenommen wird, wird die Energie, die zum Vollenden der Bewegung des Ankers in seine Ruheposition, in der er mit dem Magnet 26 in Anlage ist, erforderlich ist, durch die Fläche repräsentiert, die durch die Linien eingeschlossen ist, die die Punkte 96, 99, die Kurve 70, die Punkte 81, 82, die Kurve 79, die Punkte 84, 78 und wiederum 96 miteinander verbinden. Diese Energie wird während des Zeitabschnittes geliefert, in dem elektrische Energie an die Ankerspule 31 geliefert wird, was durch den Bereich Z (nicht notwendigerweise maßstabsgerecht) repräsentiert wird, der durch die Linien eingeschlossen ist, die die Punkte 74, 95, die Kurve 86', die Punkte 97, 99 und wiederum den Punkt 74 miteinander verbinden. Die vorgenannte Energiebilanz ist auf einem bequemen Weg festgelegt, der empirische Analyse enthalten kann, bei der die Energieniveaus experimentell bestimmt werden. Die von dem Bereich Z' repräsentierte Energie wird dazu verwendet, die Abdrückfeder 34 während anfänglicher Bewegung des Ankers zusammenzudrücken und ist nicht zur späteren Nutzung des Bewegungshubes verfügbar. Wie hiernach beschrieben werden wird, kann ein Mikroprozessor verwendet werden, um die zu liefernde Energiemenge zu bestimmen. Die fortgesetzte Bewegung des Ankers 40 während der Verlangsamungsphase, die durch die Kurve 100 dargestellt ist, ist eine Funktion des Niveaus der kinetischen Energie E, das von dem Anker 40 bei dem Punkt 90 erreicht wird, wenn die elektrische Energie von der Spule 31 weggenommen wird. Diese Energie E ist gleich der Hälfte der Masse (M) des Ankers mal der quadrierten Geschwindigkeit (Vm), die es an dem Punkt 98 erreicht. In einem energetisch völlig ausgeglichenen System schlägt der Anker 40 bei 78 mit einer Geschwindigkeit von Null an dem Permanentmagnet 36 an, was das Prellen und das Erfordernis, überschüssige Energie in der Form von Lärm, Abnutzung, Wärme usw. zu absorbieren, eliminiert. Es versteht sich selbstverständlich, daß es schwer ist, das in Fig. 4 dargestellte Ideal zu erreichen und daß es tatsächlich nicht notwendig ist, es zu erreichen, um gleichwohl ein hocheffizientes System zu erhalten. Folglich sollte Fig. 4 als Veranschaulichung eines idealen Systems gesehen werden, das angegeben worden ist, um die Lehre der vorliegenden Erfindung zu veranschaulichen. Es kann sehr schwierig werden, einen Aufschlag des Ankers 40 auf dem Permanentmagnet 36 mit einer Geschwindigkeit von exakt Null bei 78 zu erhalten. Eine geringfügige Restgeschwindigkeit ist tolerierbar, insbesondere im Vergleich zu der Geschwindigkeit 94, die bei dem früheren System, wie es in Fig. 3 dargestellt ist, erreicht wird.
Es wird nun auf die Fig. 2, 4 und 5 Bezug genommen, in der eine Gruppe von Kurven, die ähnlich zu den in Fig. 4 dargestellten sind, für ein System dargestellt sind, in dem die Kontaktfeder 56 steifer ist und somit eine höhere Kraft bietet, gegen die der sich bewegende Anker 40 arbeiten muß. Zusätzlich zu dem Vorstehenden sind andere veranschaulichende Eigenschaften dargestellt; beispielsweise ist die Elektroenergie an die Spule für eine längere Zeitspanne angelegt, was es ermöglicht, daß die Geschwindigkeit des sich bewegenden Ankers 40 einen höheren Wert erreicht. Der höhere Geschwindigkeitswert ist notwendig, weil erhöhte kinetische Energie erforderlich ist, um die vergrößerte Federkraft der Kontaktfeder 50 zu überwinden. Im Hinblick auf den Vergleich der Fig. 4 und 5 bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Punkte auf den Kurven der beiden Figuren. Bei der erfindungsgemäßen Ausführungsform nach Fig. 5 ist die gesamte zum Zusammendrücken der Abdrückfeder 34 bzw. der Kontaktfeder 56 erforderlich Energie um einen Betrag U erhöht, der durch den Bereich repräsentiert wird, der von den Kurven oder Linien eingeschlossen ist, die die Punkte 82, 102, die Kurve 79', die Punkte 104, 84, die Kurve 79 sowie wiederum den Punkt 82 miteinander verbinden. Der verbleibende Bereich, d.h. der Bereich, der von den Linien eingeschlossen ist, die die Punkte 72, 74, die Kurve 70; die Punkte 81, 82, die Kurve 79, die Punkte 84, 78 und wiederum 72 miteinander verbinden, ist derselbe wie der in Fig. 4 dargestellte. Um die erhöhte Energie U zu liefern, wird eine abweichende Magnetzugkraftkurve 86" erzeugt. Diese magnetische Zugkraftkurve hat einen etwas höheren Durchschnittsanstieg und setzt sich für eine Zeitspanne fort, die durch den Abstand zwischen dem Punkt 96 und dem Punkt 100 repräsentiert ist, womit eine schrittweise Erhöhung der Energie U erzeugt wird. Die neue magnetische Zugkraftkurve 86" beginnt bei einem Punkt 95, der derselbe sein kann wie der, der in Fig. 4 dargestellt ist, und endet bei Punkt 97' zu einem Zeitpunkt, der durch den Abstand 100 repräsentiert ist. Dies erzeugt umgekehrt eine steilere und längere Geschwindigkeitskurve 92" für den sich bewegenden Anker 40. Die Spitzengeschwindigkeit V&sub2; wird bei Punkt 98' der Geschwindigkeitskurve 92" erreicht. Zu diesem Zeitpunkt ist die kinetische Energie (E&sub2;) des Ankers 40 gleich einhalb mal MV&sub2; zum Quadrat. Die Augenblicksgeschwindigkeit vermindert sich dann der Kurve 100' folgend mit einem definierten Knickpunkt bei der Geschwindigkeit V&sub1;. Dieser Knickpunkt stellt dar, daß der Anker sich an die Kontakt feder 56 anzulegen beginnt. Ein Anteil der erhöhten Geschwindigkeit V&sub2; und der somit erhöhten Energie E&sub2; wird von der vorstehend beschriebenen Energieerhöhung aufgenommen, die von der ausgesteiften oder widerstandsfähigeren Kontaktfeder erbracht wird, so daß die Kurve 100' theoretisch den Wert Null bei Punkt 78 erreicht, was dem Anschlagen des sich bewegenden Ankers 40 an den fixierten Magnet 36 entspricht.
Es wird nun auf die Fig. 2, 4 und 6 Bezug genommen, wobei die Spannungs- und Stromkurven der Spule 31 und deren Verhältnis zu den Kraftkurven nach Fig. 4 dargestellt und beschrieben sind. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind der Spulenstrom und die Spannung in einer Art und Weise gesteuert, die mit Bezug auf die Ausführungsform nach Fig. 7 in einem vierstufigen Vorgang beschrieben ist: (1) die BESCHLEUNIGUNGS-Phase zum Beschleunigen des Ankers 40, (2) die FREILAUF-Phase zum Einregulieren der Geschwindigkeit des Ankers später während des Ankerbewegungsvorganges und vor dem Anschlagen des Ankers 40 an dem fixierten Magnet 36, (3) die GREIF- Phase, um den Ankers 40 an dem fixierten Magnet 36 nahe oder unmittelbar nach dem Anschlagen in fest haftener Anlage zu halten, um Oszillation oder Prellen, falls vorhanden, zu dämpfen und (4) die HALTE-Phase zum Festhalten des Ankers. Zum besseren Verständnis des Vorstehenden und Folgenden kann auf Tabelle 1 Bezug genommen werden. Information von der Tabelle 1 ist als ein Menü im Speicher eines Mikroprozessors angeordnet, wie nachfolgende beschrieben wird. An die Spule oder das Solenoid 31 wird, beginnend zu einem Zeitpunkt 72', der dem Punkt 72 auf der Abstandsachse nach Fig. 4 entspricht, und endend zu einem Zeitpunkt 96', der dem Punkt 96 auf der Abstandsachse nach Fig. 4 entspricht, elektrische Energie für die BESCHLEU- NIGUNGS-Phase geliefert. Die durch die Bereiche Z und Z' in Fig. 4 repräsentierte Energie wird durch zweckentsprechende Wahl der elektrischen Spannung über den Anschlüssen der Spule 31 und des durch diese fließenden elektrischen Stromes geliefert. Tabelle 1 Beschleunigung Freilauf Greifen Halten Steuerspannung 106 (Volt) 78 Volt Wechsel Oberhalb 132 V Wechsel Anzahl der Impulse des Spulenstromes 108 Prozent Leitphase von TRIAC Q1 für β&sub1;, β&sub2; (%) Leitphase von TRIAC Q1 für β&sub3; (%) Prozent Leitphase von TRIAC Q1 für β&sub4;, β&sub5;, β&sub6; (%) Prozent Leiten von TRIAC Q1 für β&sub7;, β&sub8;... (%) keine β&sub7; gleich 22% vom Anfänglichen. Einregulieren auf 0,28 A Scheitelwert des Spulenstromes 108 β&sub7; gleich 22% des anfänglichen Wertes. Dann Einregulieren auf 0,28 A Scheitelwert des Spulenstromes 108
Die Vorrichtung und das Verfahren zum Steuern dieser Spannung und des Stromes werden hiernach detaillierter mit Bezug auf Fig. 7 beschrieben. Zu diesem Zeitpunkt werden zur Vereinfachung der Darstellung die zweckmäßigen Kurvenformen mit dem Verständnis dargestellt, daß die Vorrichtung zum Erzeugen der Kurvenformen hiernach beschrieben wird. Die zum Einprägen an den Anschlüssen der Spule 31 der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung verfügbare Spannung kann eine ungefilterte vollwellen-gleichgerichtete Wechselspannung sein, die durch die Kurvenform 106 mit einem Scheitelwert 110 repräsentiert ist. Der elektrische, durch die Spule 31 fließende Strom können vollwellen-gleichgerichtete, ungefilterte und stromflußwinkelgesteuerte Wechselstromimpulse 108 sein, die gemäß der Tabelle 1 durch die Spule 31 fließen. Die Spannung kann der Spule 31 eingeprägt werden, wie es bei 106A, 106B, 106C und 106D in Fig. 6 dargestellt ist. Bei einer Ausführungsform der Erfindung kann die Gesamtenergie, die während der Periode zwischen dem Zeitpunkt 72' und dem Zeitpunkt 96' an die Magnetspule 31 geliefert ist, durch Einstellen der Amplitude einer Stromvollwelle in Verbindung mit einer bekannten Scheitelamplitude 110 der Spannungswelle 106 erbracht werden, so daß die Kombination des Stromes und der Spannung, die die an die Spule gelieferte Energie festlegen, über die vorgenannte Zeitspanne (72' bis 96') gleich der mechanischen Energie ist, die erforderlich ist, um die Kontakte wie vorstehend beschrieben zu schließen. Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung jedoch kann, wie es in Fig. 1 dargestellt ist, eine gategesteuerte Einrichtung, wie ein TRIAC, mit der Spule 31 in einer Weise in Reihe geschaltet werden, die nachstehend mit Bezug auf Fig. 7 beschrieben wird, um die Spule während gewisser vorbestimmter Abschnitte α1, α2, usw. der Halbwellenstromimpulse 108 im wesentlichen nichtleitend zu machen, und um die Spule für die Abschnitte im wesentlichen leitend zu machen, die bei β1, β2 usw. dargestellt sind, um die gesamte an die Spule 31 gelieferte Energie während der Zeitspanne (72'-96) einzuregulieren. Es sei angemerkt, daß zwischen einzelnen Leitintervallen wegen der Entladung der gespeicherten magnetischen Energie, die während der vorhergehenden Leitphase aufgebaut worden ist, etwas Strom fließt. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die Anzahl von stromflußwinkel-gesteuerten Impulsen des Stromes 108 durch die Länge der Zeitspanne bestimmt, über die magnetische Energie von der Spule 31 in der vorstehend beschriebenen Weise geliefert werden muß. Bei einigen Ausführungsformen der Erfindung kann die zweckmäßige Einstellung der Impulse 108 vor dem Zeitpunkt 96' erreicht werden und immer noch die angemessene elektrische Energie an die Spule 31 geliefert werden, um den Anker in der vorstehend beschriebenen Art und Weise zu beschleunigen. Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung kann es sein, daß durch Einstellung des Stromflußwinkels nicht ausreichend Energie in der angemessenen Zeit vorhanden ist und es kann eine erforderliche spätere Einstellung in einer Art und Weise vorgesehen sein, die hiernach beschrieben ist. Es versteht sich, daß die glatten Kurven oder Wellen 106 und 108 als Beispiel für die idealen vorgestellten Kurvenformen veranschaulichend sind, jedoch in Wirklichkeit von diesen abweichen können. Bei der in Fig. 6 dargestellten Idealsituation kann der Anker 40 auf ein Niveau der Energie E beschleunigt werden, wie in Fig. 4 dargestellt ist, die zu einem Zeitpunkt 96' ausreichend ist, um mit dem Zusammendrücken der Abdrückfeder 34 und der Kontaktfeder 56 mit einer sich immer weiter vermindernden Ankergeschwindigkeit fortzufahren, bis ein Zeitpunkt 78' erreicht ist, bei dem der Anker 40 der Kurve 100 folgend weich an dem Magnet 36 mit einer Nullgeschwindigkeit anschlägt, wie es in Fig. 4 dargestellt ist. Tatsächlich ist es jedoch schwierig, dieses zu erreichen. Beispielsweise kann die durch die Kombination der Spannungskurve 106 und der stromzufuhr-gesteuerten Stromkurve 108 in der zweckmäßigen Zeit (72'-96') gelieferte Menge elektrischer Energie unzureichend sein, um die erforderliche kinetische Energie an den Anker 40 zu liefern, um diesem zu ermöglichen, den Schließzyklus zu vollenden. Dies kann beispielsweise durch die Geschwindigkeitskurve 100A von Fig. 4 repräsentiert werden, die zeigt, daß der Anker 40 stoppt oder eine Nullgeschwindigkeit erreicht, bevor er den festen Magnet 36 berührt. In einem solchen Fall ist es wahrscheinlich, daß die Kombination der Kontaktfeder 56 und der Abdrückfeder 34 den Anker 40 in der anderen Richtung zurücktreibt, bis die Federn 34-56 entspannt sind, was das Schließen der elektrischen Kontakte verhindert, die mechanisch mit dem Anker 40 verbunden sind, was das Schließen des Schützes 10 vereitelt. So unerwünscht diese Situation auch scheinen mag, eine Situation, bei der der Anker 40 den Permanentmagnet 36 nahezu berührt, wäre noch schlimmer, weil die Wahrscheinlichkeit, daß die Kontakte einen Lichtbogen zwischen sich zünden und nachfolgenden Kontaktschweißens stark erhöht ist. Mit der Erkenntnis, daß in dem zweckmäßigen Zeitrahmen zum Beschleunigen des Ankers unzureichend Energie verfügbar sein kann, kann eine Korrektur "während des Fluges" auf der Basis neuer Information erforderlich sein, um die Geschwindigkeitskurve des Ankers 40 "feinabzustimmen". Die Zeit für diese Korrektur ist während des Freilaufabschnittes der Fig. 6 gegeben. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist für das Wiederbeschleunigen des Ankers 40 Vorkehrung getroffen, indem zu einem Zeitpunkt 118' ein Justier-Stromimpuls 116 geliefert wird, der die Verlangsamungskurve des Ankers von der Kurve 100 auf die Kurve 100B von Fig. 4 ablenkt, so daß das Anlegen des Ankers 40 an den Permanentmagnet 36 mit einer relativ niedrigen Geschwindigkeit oder mit einer Geschwindigkeit von Null sichergestellt wird. Dieser Justier- Impuls 116 wird erzeugt, indem ein Triac-Zündwinkel 3 vorgesehen wird, der bspw. viel größer sein kann als die Winkel α1 und α2. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird vorgesehen, daß die Winkel α1 und α2 gleich sind, obwohl dies nicht beschränkend und eher eine Funktion des Steuersystemes ist, das für den Stromflußweg der Spule 31 verwendet wird. Nachdem der Anker 40 an dem Permanentmagnet 36 mit einer relativ niedrigen Geschwindigkeit in Anlage gekommen ist, nimmt das Schütz seinen "geschlossenen" Zustand ein. Weil es möglich ist, daß Vibration oder andere Faktoren zu diesem Zeitpunkt ein Kontaktprellen verursachen können, wobei das Prellen in hohem Maße unerwünscht ist, kann die Steuerschaltung für den Strom der Spule 31 in bequemer Weise manipuliert werden, wie hiernach beschrieben ist, um eine Anzahl von "Anhaft-" oder GREIF-Impulsen zu liefern, um den Anker 40 an dem fixierten Magnet 36 in Anlage zu halten. Weil wenigstens theoretisch die Vorwärtsbewegung des Ankers 40 durch die Anlage an dem Magnet 36 gestoppt ist oder in Kürze gestoppt wird, verursacht das Einleiten von Anhaft- Impulsen keine Beschleunigung des Ankers, weil der Ankerweg durch das Anordnen des festen Magneten 36 physisch blockiert ist. Vielmehr werden alle Schwingungen schnell gedämpft. Dichtes Schließen der Kontakte ist somit sichergestellt. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung kann prellfreies Schließen oder Greifen erfolgen, indem dem Spulenstrom gestattet wird, über einen Abschnitt einer Stromhalbwelle zu fließen, die bspw. durch die Stromflußwinkel β4, β5 und β6 repräsentiert ist, um Anhaft- oder GREIF-Impulse 120 zu erzeugen. Der BE- SCHLEUNIGUNGS-, FREILAUF- und GREIF-Vorgang funktioniert auf dem Prinzip der Vorwärtsregelung der Spannung. In der letzten Betriebssphase, HOLD, wird erkannt, daß das mechanische System im wesentlichen zur Ruhe gekommen ist, jedoch dessenungeachtet ein gewisses Maß Magnetismus erforderlich ist, um den Anker 40 an dem fixierten Magnet 36 anliegend und somit die Kontakte geschlossen zu halten. Ein relativ kleiner und variabler Halte-Impuls 124 kann für unbestimmte Zeit einmalig für jede Stromhalbwelle so lang wiederholt werden, wie die Kontakte geschlossen bleiben sollen, um zu verhindern, daß die Abdrückfeder 34 den Anker 40 in der entgegengesetzten Richtung beschleunigt und somit die Kontakte öffnet. Der Wert der elektrischen Energie, die zum Halten des Ankers 40 gegen den Magnet 36 in anliegender Stellung erforderlich ist, ist beträchtlich niedriger als der Wert, der zum Beschleunigen des Ankers 40 auf den Magnet 36 zu und zum Überwinden der Kraft der Abdrückfeder 34 und der Kontaktfeder 56 während des Schließvorganges erforderlich ist. Der Impuls 124 kann durch beträchtliches Erhöhen des Phasenanschnitts-, Verzögerungs- oder Zündwinkels, bspw. auf einen Wert α7 erreicht werden. Der Winkel α7 kann von Stromimpuls zu Stromimpuls variieren, d.h. der nächste Phasenanschnittswinkel 8 kann größer oder kleiner sein als der Winkel α7. Das kann durch eine Regelschleife erreicht werden, was bedeutet, daß der in der Spule 31 fließende Strom erfaßt und, wenn es erforderlich ist, nachgestellt wird, wie mit Bezug auf Fig. 21 weiter beschrieben ist.
Es wird nun auf die Fig. 7A bis 7D Bezug genommen, in denen ein elektrisches Blockschaltbild für die Steuerschaltung der vorliegenden Erfindung dargestellt ist. An der Spulensteuerkarte 28 der Fig. 2, 8, 9 und 10 ist ein Anschlußblock oder -streifen J1 zur Verbindung mit externen Steuerelementen vorgesehen, wie sie beispielsweise in Fig. 11 dargestellt sind. Der Anschlußblock J1 weist Anschlüsse 1 bis 5 mit Bezeichnungen "C", "E", "P", "3" bzw. "R" auf. An dem Anschluß "2" ist ein Ende eines Widerstandselements R1, ein Ende eines Widerstandselements R2 und der erste Wechselstrom-Eingangsanschluß einer Vollwellen-Gleichrichterbrücke BRL angeschlossen. Das andere Ende des Widerstandselementes Rl ist mit einem Ende eines kapazitiven Elementes C1 und einem Ende eines Widerstandselementes R16 verbunden. Dieser letztere elektrische Punkt ist als "120 VAC" (120 V~) bezeichnet. Das andere Ende des Widerstandselementes R2 ist der "LINE" -Eingangsanschluß (Leitungs- oder Netzeingang) eines bipolaren, linearen, kundenspezifischen, analogen, integrierten Schaltmodules U1, dessen Funktion nachfolgend beschrieben ist. Der letztere Anschluß ist außerdem mit dem B40-Anschluß eines Mikroprozessors U2 und einer Seite eines kapazitiven Elementes CX verbunden, dessen andere Seite geerdet ist. Der Mikroprozessor U2 kann von der von der "Nippon Electric Co." hergestellten Bauart und der als uPD7SCG33E oder der als uPD7533 bezeichneten Type sein. Mit dem zweiten Wechselstrom-Eingangsanschluß des Brückengleichrichters BR1 ist eine Seite eines Widerstandselementes R6, dessen andere Seite auf Systemmasse liegt, sowie die Anode eines TRIACS oder einer ähnlichen gate-gesteuerten Einrichtung Q1 verbunden. Das andere Ende des kapazitiven Elementes C1 ist mit der Anode einer Diode CR1, der Kathode einer Diode CR2 und dem regelnden Anschluß einer Z-Diode ZN1 verbunden. Die Kathode der Diode CR1 ist an eine Seite eines kapazitiven Elementes C2, dessen andere Seite auf Systemmasse liegt, und dem "+V"-Anschluß der integrierten Schaltung U1 angeschlossen. Der letztgenannte Punkt stellt den Spannungsversorgungsanschluß VY dar und ist bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung +10V Gleichspannung (+10VDC). Die Anode der Diode CR2 ist mit einer Seite eines kapazitiven Elementes C7 verbunden, dessen anderer Anschluß geerdet ist. Der andere Anschluß der Z-Diode ZN1 ist mit dem nichtregelnden Anschluß einer anderen Z-Diode ZN2 verbunden. Die andere Seite oder der regelnde Anschluß der Z-Diode ZN2 ist geerdet. Die Verbindung zwischen den Anoden des Elementes CR2 und des kapazitiven Elementes C7 führt die Stromversorgungsspannung VX, die bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung mit -7V Gleichspannung (-7V DC) bezeichnet ist.
Der Eingangsanschluß "1" an der Anschlußleiste J1 ist geerdet. Der Eingangsanschluß "3" der Anschlußleiste J1 ist mit einem Anschluß eines Widerstandselementes R3, dessen anderer Anschluß mit einem Anschluß eines kapazitiven Elementes C4 verbunden ist, mit dem "RUN"-Eingangsanschluß der linearen integrierten Schaltung U1 und dem B41-Anschluß des Mikroprozessors U2 verbunden. Der andere Anschluß des kapazitiven Elementes C4 ist geerdet. Der Anschluß "4" der Anschlußleiste J1 ist mit einem Anschluß eines Widerstandselementes R4, dessen anderer Anschluß mit einem Anschluß eines kapazitiven Elementes C5 verbunden ist, dem "START"-Eingangsanschluß der linearen Schaltung U1 und dem Anschluß B42 des Mikroprozessors U2 verbunden. Der andere Anschluß des kapazitiven Elementes C5 ist mit Masse verbunden. Der Eingangsanschluß "5" der Anschlußleiste J1 ist mit einem Anschluß eines Widerstandselementes R5, dessen anderer Anschluß mit einem Anschluß eines kapazitiven Elementes C6 verbunden ist, dem "RESET"-Eingangsanschluß der linearen integrierten Schaltung U1 und dem Anschluß B43 des Mikroprozessors U2 verbunden. Der andere Anschluß des kapazitiven Elementes C6 ist mit Masse verbunden. Die Zusammenschaltung der resistiven und kapazitiven Elemente R3-C4, R4-C5 und R5-C6 stellt Filternetzwerke für die Eingangsanschlüsse "3", "4" bzw. "5" der Anschlußleiste J1 dar. Diese Filter speisen umgekehrt hochohmige Schaltungen, die durch die Eingänge "RUN", "START" bzw. "RESET" der linearen integrierten Schaltung U1 gebildet werden.
An die Gleichstrom- (DC) oder Ausgangsanschlüsse des Vollwellen-Brückengleichrichters BR1 ist die vorgenannte Solenoidspule 31 angeschlossen, die in der vorstehend beschriebenen und nachfolgend weiter beschriebenen Weise zu verwenden ist. Der andere Hauptstromflußweganschluß oder die Kathode des gesteuerten Siliziumgleichrichters oder eines ähnlichen gate-gesteuerten Elementes Q1 ist mit einem Anschluß eines resistiven Elementes R7 und dem "CCI- Anschluß" der Einrichtung U1 verbunden. Der andere Anschluß des resistiven Elementes R7 ist geerdet. Das Gate des gesteuerten Siliziumgleichrichters oder eines ähnlichen gate-gesteuerten Elementes Q1 ist mit dem "Gate"- Ausgangsanschluß der linearen integrierten Schaltung U1 verbunden.
Die lineare integrierte Schaltung U1 weist einen "+5V"-Stromversorgungsanschluß auf, der VZ genannt ist und der mit dem REF-Eingangsanschluß des Mikroprozessors U2 und einem resistiven Potentiometerelement R8 zur Einstellung verbunden ist. Der integrierte Schaltungsmodul U1 weist einen Ausgangsanschluß "VDD" auf, der mit dem VDD- Eingangsanschluß des Mikroprozessors U2, mit einem Anschluß eines kapazitiven Elementes C16 und mit einem Anschluß eines resistiven Elementes R15 verbunden ist, dessen anderer Anschluß mit einem Anschluß eines kapazitiven Elementes C9 und dem "VDDS"-Eingangsanschluß des linearen Analogmodules U1 verbunden ist. Die anderen Anschlüsse der kapazitiven Elemente C9 und C16 sind geerdet. Der lineare integrierte Schaltungsmodul U1 weist außerdem einen Masseanschluß "GND", der mit der Systemmasse oder -erde verbunden ist. Die integrierte Schaltung U1 weist einen Anschluß "RS" auf, der das "RES"-Signal an den RES-Eingangsanschluß des Mikroprozessors U2 liefert. Der lineare integrierte Schaltungsmodul oder -chip U1 hat einen Anschluß "DM" (DEADMAN), der mit einem Ende eines kapazitiven Elementes C8 und mit einem Anschluß eines resistiven Elementes R14 verbunden ist. Der andere Anschluß des resistiven Elementes R 14 ist mit dem 022- Anschluß des Mikroprozessors U2 verbunden. Der andere Anschluß des kapazitiven Elementes 08 ist mit Masse verbunden. Der Chip oder die Schaltung U1 hat einen "TRIG"- Eingangsanschluß, an den das Signal "TRIG" von dem B52 Anschluß des Mikroprozessors geliefert wird. Die integrierte Schaltung U1 weist einen "VOK" -Ausgangsanschluß auf, der das Signal "VDDOK" an den INTO-Anschluß des Mikroprozessors U2 liefert. Schließlich weist die integrierte Schaltung U1 einen "CCO"-Ausgangsanschluß auf, der das Signal "COILCUR" an den AN2-Eingangsanschluß des Mikroprozessors U2 liefert. Das Signal "COILCUR" trägt eine Information über die Größe des Spulenstroms, der in der Spule 31 fließt. Weitere Beschreibung der inneren Funktion der bipolaren, linearen, integrierten Schaltung U2 und der Funktion der verschiedenen beschriebenen Eingänge und Ausgänge wird nachfolgend geliefert.
Der andere Anschluß des resistiven Elementes R16 ist mit der Anode einer Diode CR4, deren Kathode mit einem Anschluß eines kapazitiven Elementes C13 verbunden ist, einem Anschluß eines resistiven Elementes R17 und dem AN3- Eingangsanschluß des Mikroprozessors U2 verbunden. Der letztere Anschluß empfängt das Signal "LVOLT", das eine Leitungsspannung des kontrollierten Systemes kennzeichnet. Der andere Anschluß des kapazitiven Elementes C13 und der andere Anschluß des resistiven Elementes R17 liegen auf Systemmasse.
Es ist außerdem ein weiterer Verbinder oder Anschlußblock J2 der Spulensteuerplatine 28 vorgesehen, der Anschlüsse aufweist, an die die folgenden Signale oder Funktionen geliefert sind: "GND" (mit Masse verbunden) "MCUR (ein Eingangssignal), "DELAY" (ein Eingangssignal), "+5V" (Stromversorgung), "+10V" (Stromversorgung) und "-7V" (Stromversorgung). Die Steuersignale Z, A, B, C und SW werden ebenfalls hier bereitgestellt.
Die folgenden Anschlüsse des Mikroprozessors U2 sind geerdet: GND und AGND. Der Anschluß AN2 des Mikroprozessors U2 ist mit dem "MCUR"-Anschluß der Anschlußleiste J2 verbunden. Der Anschluß CL2 des Mikroprozessors U2 ist mit einem Anschluß eines Schwingquarzes Y1, dessen anderer Anschluß mit dem Anschluß CL1 des Mikroprozessors U2 verbunden ist, verbunden. Der Anschluß CL2 ist außerdem mit einem Anschluß des kapazitiven Elementes C14 verbunden. Der Anschluß CL2 ist außerdem mit einem Anschluß des kapazitiven Elementes C15 verbunden. Die anderen Anschlüsse der kapazitiven Elemente C14 und C15 sind mit der Systemmasse verbunden. Der Anschluß DVL des Mikroprozessors U2 ist mit dem "+5V"-Anschluß der Anschlußleiste J2 verbunden.
Die lineare Analogschaltung U1 enthält intern eine geregelte Spannungsversorgung RPS, deren Eingang mit dem "+V"-Eingangsanschluß verbunden und deren Ausgang mit dem "+5V"-Ausgangsanschluß verbunden ist. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird der ungeregelte 10 Volt Spannungswert VY innerhalb der geregelten Spannungsversorgung RPS zu dem hochgenau geregelten 5 Volt Signal VZ oder +5V gewandelt. Zusätzlich ist eine innere Ausgangsleitung COMPO für die geregelte Spannungsversorgung RPS, die bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung 3,2V sein kann, zu dem Referenzanschluß (-) eines Komparators COMP geleitet. Ein Eingang (+) des Komparators COMP wird mit dem VDDS Signal versorgt. Der Ausgang des Komparators COMP ist als VOK bezeichnet. Die mit "LINE", "RUN", "START" und "RESET" bezeichneten Eingangsanschlüsse sind mit einer Begrenzungs- und Klemmschaltung CLA der linearen integrierten Schaltung U1 verbunden, die in der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung den Bereich der an den Mikroprozessor U2 gelieferten Signale zwischen +4,6 V positiv und -O,4V negativ ungeachtet dessen begrenzt, ob das zugeordnete Signal ein Gleichspannungsoder ein Wechselspannungssignal ist. Intern ist in der linearen Schaltung U1 eine Gate-Verstärkerschaltung GA a (Gate-Treiber) vorgesehen, die ihr Eingangssignal von dem "TRIG"-Eingangssignal erhält und das GATE-Ausgangssignal liefert. Außerdem liefert eine DEADMAN- und RESET-Schaltung DMC, die zwischengeschaltet ist, um das DEADMAN- Signal "DM" zu empfangen und um das Reset-Signal RES bei "RS" zu liefern, außerdem ein Inhibit-Signal für den Gate- Verstärker GA bei "I", so daß der Gate-Verstärker GA kein das Gate steuerndes Signal GATE liefert, wenn die DEADMAN- Funktion erfolgt. Es ist außerdem ein Spulenstromverstärker CCA vorgesehen, der das Spulenstromsignal von einem Anschluß "CCI" empfängt und das Ausgangssignal COILCUR an dem Anschluß CCO zur Verwendung durch den Mikroprozessor U2 in einer Art und Weise liefert, die nachfolgend zu beschreiben ist. Die Beschreibung der Funktionen, die durch den Mikroprozessor U2 und seiner unterschiedlichen Eingangs- und Ausgangsanschlüsse erbracht werden, werden nachfolgend beschrieben.
Außerdem ist die Überlast-Relaisplatine 60 vorgesehen, die einen Verbinder J101 und einen Verbinder J102 enthält, die zu dem Verbinder J2 an der Spulenstrom-Steuerplatine 28 komplementär und mit diesem über ein Kabel 64 verbindbar sind. Der vorgenannte Strom-Spannungswandler oder -transformator 62 kann durch drei Transformatoren 62A, 62B und 62C für ein elektrisches Dreiphasensystem entsprechend gebildet sein, das durch die Überlast-Relaisplatine 60 gesteuert ist. Ein Anschluß jeder der Sekundärwicklungen dieser Strom-Spannungswandler 62A, 62B und 62C ist jeweils geerdet, während der jeweilige andere Anschluß mit einem Anschluß eines resistiven Elementes R101, R102 bzw. R103 verbunden ist. Außerdem ist ein dreifacher analoger Zweikanal-Multiplexer/Demultiplexer oder eine Übertragungs-Torschaltung U101 vorgesehen, das Anschlüsse aOR, bOR und cOR aufweist, die mit den anderen Anschlüssen der Widerstandselemente R101, R102 bzw. R103 verbunden sind. Die ay-, by- und cy-Anschlüsse des Gates U101 sind mit Masse verbunden. Die Anschlüsse ax, bx und cx des Gates U101 sind elektrisch alle zusammengezogen und mit einem Anschluß eines Integrationskondensators C101 und der Anode eines Gleichrichters CR101 verbunden. Der andere Anschluß des Kondensators C101 ist mit der Kathode eines Gleichrichters CR102, dessen Anode mit der Kathode des vorgenannten Gleichrichters CR101 verbunden ist, mit dem Ausgang eines Differenzverstärkers U103 und mit dem bOR- Anschluß eines zweiten dreifachen Zweikanal-Analogmultiplexers/Demultiplexers U102 verbunden. Der andere Anschluß des Integrationskondensators C102 ist außerdem mit dem positiven Eingangsanschluß eines Pufferverstärkers U105 mit Verstärkung und mit dem cOR-Ausgangsanschluß des vorgenannten zweiten Analogmultiplexers/Demultiplexers oder der Übertragungs-Torschaltung U102 verbunden. Die vorgenannten miteinander verbundenen Anschlüsse ax, bx und cx des Multiplexers/Demultiplexers U101 sind außerdem mit dem ay- und cx-Anschlüssen des Multiplexers/Demultiplexers U102 verbunden. Der ax-Anschluß der Übertragungs-Torschaltung oder Analogmultiplexers/Demultiplexers 102 ist mit Masse verbunden. Der aOR-Anschluß der Einrichtung U101 ist mit einem Anschluß eines kapazitiven Elementes C102 verbunden, dessen anderer Anschluß mit dem bx-Anschluß des Multiplexers/Demultiplexers U102 und dem negativen Eingangsanschluß des vorgenannten Differenzverstärkers U103 verbunden ist. Der positive Eingangsanschluß des vorgenannten Differenzverstärkers U103 ist geerdet. Der negative Eingangsanschluß des Differenzverstärkers U105 ist mit dem Schleifer eines Potentiometers P101 verbunden, dessen einer Hauptanschluß geerdet und dessen anderer Hauptanschluß mit der Anschlußleiste J102 verbunden ist, um das "MCUR"-Ausgangssignal zu liefern. Dieses letztere Signal wird von einem Anschluß eines resistiven Elementes R103, dessen anderer Anschluß mit dem Ausgang des Differenzverstärkers U105 verbunden ist, der Anode einer Diode CR104 und der Kathode einer CR105 geliefert. Die Anode der Diode C105 ist mit der Masse verbunden und die Kathode der Diode CR104 ist mit dem +5V-Stromversorgungsanschluß VZ verbunden. Die Elemente U101, U102 und U103 werden von der - 7V- Spannungsversorgung beliefert. Die + 10V-Versorgungsspannung wird zu dem vorgenannten Verstärker U105 mit Signalverstärkung und an einen Anschluß eines resistiven Elementes 104 geliefert, dessen anderer Anschluß mit den vorgenannten Multiplexern/Demultiplexern U101 und U102 und mit der Anode einer Diode CR106 verbunden ist, um diese mit Strom zu beliefern, deren Kathode mit der +5V Versorgungsspannung verbunden ist. Das +5V Stromversorgungsniveau VZ an der Anschlußleiste J102 ist außerdem an einen Anschluß eines kapazitiven Filterelementes C103, dessen anderer Anschluß geerdet ist, sowie an einen Hauptanschluß eines Potentiometers P102 geliefert, dessen anderer Hauptanschluß geerdet ist. Der Schleifer des Potentiometers P102 ist so geschaltet, daß es ein "DELAY"-Ausgangssignal an dem Anschluß J101 und von da zu Anschluß ANO des Mikroprozessors U2 liefert. Die Steueranschlüsse A, B und C der vorgenannten analogen Analogmultiplexer- /Demultiplexereinrichtung U101 sind mit den A-, B- bzw. C-Signalanschlüssen eines statischen 8-Bit Parallel-Seriell-Schieberegisters U104 verbunden. Die Signale A, B und C kommen von den Anschlüssen 032, 031 bzw. 030 des Mikroprozessors 42.
Es ist ein achtpoliger Schalter SW101 mit den folgenden Bezeichnungen vorgesehen: AM, C0, C1, SP, N0, H1, H2 und H3. Ein Ende jedes der Schalterpole ist geerdet, während das andere Ende jedes Schalters über die P0 bis P7 Eingangsanschlüsse des statischen 8-Bit Parallel-Seriell- Schieberegisters U104 mit der 5 Volt Stromversorgung VZ verbunden ist, dessen "COM"-Ausgangsanschluß das "SW"- Signal von der Anschlußleiste J101 und dem Anschluß 110 des Mikroprozessors U2 empfängt. Die vorstehend beschriebenen Bezeichnungen "H0" bis "H3" repräsentieren "Heizer"- Klassen für die Bauarten von Einrichtungen, die durch die Überlastrelaisplatine 60 gesteuert sind. Richtige Einstellung irgendeines oder aller der letztgenannten vier Pole des Schalters SW101 ist ein bequem Weg, um die Heizerklassen des Gerätes darzustellen, das durch die Überlastrelaisplatine 60 geschützt ist.
Es wird nun auf die Fig. 2, 8, 9 und 10 Bezug genommen, in denen konstruktive Eigenschaften der gedruckten Leiterplatte veranschaulicht und beschrieben sind, die verwendet ist, um die Spulensteuerplatine 28 und die Überlastrelaisplatine 60 zu bilden. Insbesondere ist der Anschlußblock J1 auf der Spulensteuerplatine 28 angeordnet dargestellt. Die Spulenanordnung 30 (ohne Spule) ist ebenfalls auf der Spulensteuerplatine 28 angeordnet dargestellt. Die Spulensteueranordnung 30 enthält die Federsitzanordnung 32 und eine Spulensitzanordnung 31A. Auf der Spulensteuerplatine 28 ist außerdem der Verbinder J2 angeordnet, in den ein Ende des Flachbandkabels 64 eingelötet oder anderweitig an diesem angeordnet ist. Das Flachbandkabel 64 ist an seinem anderen Ende durch die Verbinder J101 und J102 an der Überlastrelaisplatinenanordnung 60 abgeschlossen. Die dreiphasigen Stromwandler oder Transformatoren 62 für elektrischen Dreiphasenstrom, die in Fig. 8 als 62A, 62B, 62C bezeichnet sind, sind auf der Überlastrelaisplatine 60 dargestellt. Es ist dort der Schalter SW101 mit einem mit einem 8-poligen Tastschalter versehen. Wie dargestellt ist, sind die Potentiometer P101 und P102 zum Fabrikabgleich bzw. zur Einstellung der Zeitverzögerung vorgesehen.
Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung können die Spulensteuerplatine 28 und die Überlastrelaisplatine 60 aus einem Stück vorgeformten, gelöteten und verbundenen, gedruckten Leiterplattenmaterial gebildet sein. Das einzelne Stück gedruckte Leiterplattenmaterial wird dann in dem Bereich 100 durch Brechen bspw. der Schwachstelle 102 getrennt, um eine scharnierartige, rechtwinklige Verbindung zwischen der Überlastrelaisplatine 60 und der Spulensteuerplatine 28 auszubilden, wie am besten in den Fig. 2 und 10 dargestellt ist.
Es wird nun auf die Fig. 2 und auf die Fig. 11 Bezug genommen, in denen eine beispielhafte, jedoch nicht beschränkende Steueranordnung veranschaulicht ist, die die Vorrichtung und elektrische Elemente der Spulensteuerplatine 28 und der Überlastrelaisplatine 60 verwendet. Insbesondere sind drei leistungsführende Hauptleitungen -- L1, L2, L3 -- vorgesehen, die dreiphasig Wechselstromenergie aus einer geeigneten dreiphasigen Energiequelle liefern. Diese Leitungen sind über die Schalter MA, MB bzw. MC geführt. Die Anschlußleiste J1 ist mit ihren als: "C", "E", "P", "3" und "R" bezeichneten Anschlüssen dargestellt. Diese Bezeichnungen repräsentieren die Funktionen oder Verbindungen: "COMMON", "AC POWER", "RUN PERMIT/STOP", "START-REQUEST" bzw. "RESET". Wie beispielsweise mit Bezug auf die Fig. 8, 9, 10 dargestellt worden ist, kommuniziert die Spulensteuerplatine 28 mit der Überlastrelaisplatine 60 über das Vielzweckkabel 64. Die Überlastrelaisplatine 60 weist u.a. den Schalter SW101 auf, der die vorstehend beschriebenen Funktionen erbringt. Zusätzlich sind die Sekundärwicklungen der Stromwandler oder -transformatoren 62A bis 62C als mit der Überlastrelaisplatine 60 verbunden dargestellt. Die Wandler 62A bis 62C überwachen die augenblicklichen Leiterströme iL1, iL2 und iL3 in den Leitungen L1, L2 bzw. L3, die von einem MOTOR gezogen werden, der über die Anschlüsse T1, T2 bzw. T3 mit den Leitungen L1, L2, L3 verbunden ist. An die Spulensteuerplatine 28 und die Überlastrelaisplatine 60 wird über einen Transformator CPT Energie geliefert, dessen Primärwicklung bspw. zwischen die Leitungen L1, L2 geschaltet ist. Seine Sekundärwicklung ist mit dem "C"und dem "E"-Anschluß der Anschlußleiste J1 verbunden. Ein Ende der Sekundärwicklung des Transformators CPT kann mit einem Anschluß eines normalerweise geschlossenen STOP- Tasters und einem Anschluß eines normalerweise offenen RESET-Tasters verbunden sein. Der andere Anschluß des STOP-Tasters ist mit dem "P"-Eingangsanschluß der J1- Anschlußleiste und mit einem Anschluß eines normalerweise offenen START-Tasters verbunden. Der andere Anschluß des normalerweise offenen START-Tasters ist mit dem "3"-Eingangsanschluß der Anschlußleiste J1 verbunden. Der andere Anschluß des RESET-Tasters ist mit dem Reset-Anschluß R der Anschlußleiste Jl verbunden. Die vorgenannten Drucktaster können in einer aus dem Stand der Technik bekannten Art und Weise betätigt werden, um Steuerinformation an die Spulensteuerplatine 28 und die Überlastrelaisplatine 60 zu liefern.
Es wird nun auf die Fig. 2, 7C und 12 bis 18 Bezug genommen, in denen der Aufbau und Betriebseigenschaften unterschiedlicher Arten von Stromtransformatoren oder -wandlern 62 beschrieben sind, die der vorliegenden Erfindung zugeordnet sind. Konventionelle stromfühlende Transformatoren nach dem Stand der Technik erzeugen einen sekundären Wicklungsstrom, der proportional zu dem primären Wicklungsstrom ist. Wenn ein Ausgangssignal von diesem Typ Stromwandler an einen resistiven Stromshunt geführt und die Spannung über dem Shunt an eine spannungserfassende elektronische Schaltung geliefert wird, wie es auf der Überlastrelaisplatine 60 vorgefunden werden könnte, existiert eine Linearbeziehung zwischen Eingangssignal und Ausgangssignal. Diese Spannungsquelle kann dann für Meßzwecke verwendet werden. Andererseits können Transformatoren vom Luftspulentyp für Stromfühleranwendungen verwendet werden, die manchmal als lineare Koppler bezeichnet sind, indem an der Sekundärwicklung eine Spannung geliefert wird, die proportional der Ableitung des Stromes in der Primärwicklung ist. Der konventionelle Eisenkern- Stromtransformator und der lineare Koppler haben gewisse Nachteile. Einer ist, daß das "Windungsverhältnis" des konventionellen Transformators variiert werden muß, um die Ausgangsspannung für eine gegebene Stromtransformatorauslegung zu ändern. Bei Stromtransformatoren oder Wandlern, die im Hinblick auf die vorliegende Erfindung beschrieben worden sind, ist die zeitliche Änderungsgeschwindigkeit des magnetischen Flusses in dem Magnetkern des Wandlers proportional dem Strom in der Primärwicklung ohne Flußsättigung in dem Kern. Es wird eine Ausgangsspannung erzeugt, die proportional der Ableitung des Stromes in der Primärwicklung ist, und das Verhältnis der Ausgangs spannung zu dem Strom kann für unterschiedliche Stromsensoranordnungen einfach verändert werden. Eisenkerntransformatoren neigen dazu, relativ groß zu sein. Die Transformatoren gemäß der vorliegenden Erfindung können miniaturisiert werden.
Es wird insbesondere auf Fig. 12 Bezug genommen, in der ein erfindungsgemäßer Transformator 62X einen torusförmigen magnetischen Eisenkern 110 mit einem im wesentlichen diskreten Luftspalt 111 aufweist. Der Primärstrom iL1, d.h. der zu erfassende Strom, führt durch die Mitte des Kern 110 und liefert somit eine primäre Eingangswicklung mit einer einzigen Windung für die Leitung L1. Die Sekundärwicklung 112 des Transformators 62X weist viele Windungen auf, die zu Darstellungszwecken als mit N2- Windungen versehen angesehen werden kann. Die Sekundärwicklung 112 hat ausreichend Windungen, um ein Spannungsniveau zu liefern, das ausreichend ist, um eine elektronische Schaltung zu betreiben, die den Transformator oder den Wandler überwacht. Die Länge des Eisenkernes 110 in Umfangsrichtung ist für Darstellungszwecke willkürlich als l&sub1; ausgewählt und die Länge des Luftspaltes 111 ist willkürlich als l&sub2; gewählt. Die Querschnittsfläche des Kernes ist mit A&sub1; bezeichnet und die Querschnittsfläche des Luftspaltes ist mit A&sub2; bezeichnet. Die Ausgangsspannung des Transformators variiert durch Veränderung der effektiven Länge des Luftspaltes 12. Dies kann entweder durch Einsetzen von Metallstücken in den Luftspalt 111, wie es in den Fig. 15 und 16 dargestellt ist, oder durch Bewegen gesonderter Abschnitte des Kernaufbaus des Transformators geschehen, wie es in Fig. 17 dargestellt ist, um einen relativ kleineren oder größeren Luftspalt 111 zu erhalten. Wenn die Länge des Luftspaltes 111 festgelegt ist, ist ein relativ kleiner stromerfassender Transformator oder Wandler gebildet, der eine Ausgangsspannung e&sub0;(t) abgibt, die im wesentlichen proportional der Ableitung des Eingangsstromes iL1 in der Eingangswicklung des Transformators ist. Ein Vorteil dieser Anordnung ist, daß sie nicht auf die Verwendung von sinusförmigen oder auch nur periodischen Eingangsströmen beschränkt ist. Jedoch wird zur Vereinfachung der Darstellung das Folgende anhand eines sinusförmigen Eingangsstromes beschrieben. Die Ausgangsspannung e&sub0;(t), die von der Sekundärwicklung des Transformators oder Wandlers 62X, der bspw. in Fig. 12 dargestellt ist, abgegeben wird, ist durch die Gleichung (1)
gegeben. Die Terme u&sub1; und u&sub2; sind die magnetische Permeabilität des Kernes 110 bzw. des Luftspaltes 111. ω (Omega) ist die Kreisfrequenz des augenblicklichen Stromes iL1 und IL1 ist gleich dem Scheitelwert des augenblicklichen Stromes iL1. Bei Anwendungen, bei denen alle Parameter, mit Ausnahme der Länge des Luftspaltes l&sub2; und der Kreisfrequenz ω konstant sind, reduziert sich die Gleichung (1) auf die Gleichung (2):
wobei der in Klammern stehende Term gleich dem Ableitungsteil der Gleichung (1) ist.
Wenn die Spannung e&sub0;(t) von Gleichung (2) an die Anschlüsse einer Integratorschaltung oder eines Integrators, wie den in der Fig. 13 dargestellten Integrator 113, geleitet wird, der bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung so wie in Fig. 7 dargestellt sein kann, wird die Gleichung (3) auf das Ausgangssignal des Integrators 113 angewendet.
Wenn die Länge l&sub2; des Luftspaltes 111 variiert wird, verändert sich die Ausgangsspannung e'&sub0;(t), die nun direkt proportional zu dem Eingangstrom iL1 ist, umgekehrt proportional zu der Länge l&sub2; des Luftspaltes 111. Die Fig. 14 zeigt eine typische Darstellung der Ausgangsspannung e'&sub0;(t) geteilt durch den Eingangsstrom (bspw. iL1) für Veränderungen der Länge 111 des Luftspaltes L&sub2;. Bei einem speziellen Fall, bei dem die primäre Kreisfrequenz ω konstant bleibt oder als konstant angenommen ist, kann auf die Verwendung einer Integrationsschaltung oder eines Integrators 113 nach Fig. 13 verzichtet werden. In diesem Fall kann die Gleichung (2) wie mit Gleichung (4) gezeigt dargestellt werden.
wobei der konstante Frequenzterm ω einen Teil von k4 bildet. In diesem Fall ist das Ausgangssignal e&sub0;(t) der Transformatorsekundärwicklung 112 proportional zu dem Eingangsstrom IL1 und verändert sich umgekehrt proportional zu der Länge l&sub2; des Luftspaltes 111.
Es wird speziell auf die Fig. 15, 16, 17 Bezug genommen; bei Anwendungen, bei denen es wünschenswert ist, den gleichen Stromtransformator oder -wandler zum Erfassen unterschiedlicher Strombereiche zu verwenden, die Ausgangsspannung e&sub0;(t) variiert werden kann, indem effektiv die Länge l&sub2; des Luftspaltes 111 geändert wird. Dies wird durch Einsetzen eines Metallstückes in den Luftspalt des Transformators 62Y mit vorbestimmter Weite in Abhängigkeit von der gewünschten Ausgangsspannung e&sub0;(t) bewirkt. Alternativ kann ein keilförmiger Teilkern 119 in den Luftspalt 111 des Transformators 62Z eingesetzt werden, um denselben Zweck zu erfüllen; und letztendlich kann der Kern des Transformators in zwei Abschnitte --116A, 116B-- für den Transformator 62U nach Fig. 17 geschnitten werden, um denselben Zweck zu erfüllen, indem zwei komplementäre Luftspalte 111A, 111B vorgesehen werden. Die Fig. 12-17 offenbaren einen Strom-Spannungstransformator, der eine auf einem magnetischen Kern angeordnete Primärwicklung aufweist, um in dem Magnetkern einen magnetischen Fluß hervorzurufen, der im Ganzen zu der Größe des in der Primärwicklung fließenden elektrischen Stromes proportional ist. Der Magnetkern hat einen gesonderten, jedoch variablen Luftspalt. Der gesonderte, jedoch variable Luftspalt weist einen ersten magnetischen Widerstand auf, der magnetische Sättigung des Magnetkernes für elektrische Stromwerte verhindert, die geringer oder gleich dem Wert I1 sind. Es ist außerdem eine zweite Wicklung vorgesehen, die auf dem Magnetkern angeordnet ist, um eine elektrische Spannung V an ihren Ausgangsanschlüssen zu generieren, die im wesentlichen proportional zu dem magnetischen Fluß in dem Magnetkern ist. Die Spannung V ist kleiner oder gleich der Spannung V2 bei dem ersten magnetischen Widerstand und für Stromwerte I, die geringer oder gleich als I1 sind. Der variable, jedoch diskrete Luftspalt ist veränderbar, um einen zweiten und höheren Wert des magnetischen Widerstandes des Luftspaltes zu schaffen, der magnetische Sättigung des Magnetkernes für elektrische Stromwerte I verhindert, die kleiner oder gleich als I2 sind, wobei I2 größer als I1 ist. Die Spannung V bleibt kleiner oder gleich V1 für den zweiten Wert des magnetischen Luftspaltwiderstandes und für Stromwerte, die kleiner oder gleich I2 sind.
Mit speziellem Bezug auf die Fig. 18 kann ein homogener Magnetkern 120 für einen Transformator 625 vorgesehen werden, der anscheinend keinen großen diskreten Luftspalt 111 hat, der jedoch tatsächlich aus gesintertem oder verdichtetem Metallpulver besteht, in das mikroskopische Klumpen oder Mengen magnetisch leitenden Kernmateriales 122 mit homogen oder gleichmäßig verteilten Luftspalten 124 eingebettet sind. Dies hat dieselbe Wirkung wie ein diskreter Luftspalt, wie der in Fig. 12 dargestellte Luftspalt 111, reduziert jedoch die Wirkung magnetischer Streufeldeinflüsse und erbringt einen sehr verläßlichen und kleinen Transformator. Dieser Transformatortyp kann durch Zusammenpressen von Metallpulver oder anderweitiges Formen in eine Kernform ausgebildet werden, die Abschnitte von Metallpulver 122 und mikroskopische sowie gleichmäßig entlang ihres Körpers verteilte Luftspalte oder Lücken 124 hat. Derartig ausgebildet kann der Magnetkern nicht gesättigt werden und liefert eine Ausgangsspannung, die proportional der mathematischen Ableitung des Erregerstromes ist. Bei einer Ausführungsform der Erfindung ist unmagnetisches, isolierendes Material in den vorgenannten Zwischenräumen angeordnet.
Es wird nun auf die Fig. 7A bis 7D, Fig. 11, 19, 20 und 21 Bezug genommen und die Funktion des Systemes beschrieben. Die Leiterspannung des Systemes (siehe bspw. VAB von Fig. 11) ist durch das LINE-Signal repräsentiert, das verwendet wird, um eine Synchronisation zwischen dem Mikroprozessor U2 und der Leiterwechselspannung herbeizuführen. Dies erzeugt die unterschiedlichen Stromversorgungsspannungen, bspw. VX, VY, VZ. Die Deadman-Schaltung DMC, die außerdem als Power-on-Resetschaltung verwendet wird, liefert anfänglich ein 5 Volt - 10 Millisekunden Resetsignal RES an den Mikroprozessor U2. Dieses Signal initialisiert den Mikroprozessor U2, indem es seine Ausgänge hochohmig macht und sein internes Programm auf den Speicherplatz 0 plaziert. Schaltereingaben werden über die Eingänge B41-B43 gelesen. Der Algorithmus ist in Fig. 19 dargestellt. Normalerweise sind die Anschlüsse B41, B42 und B43 Eingangsanschlüsse für den Mikroprozessor U2, sie sind jedoch außerdem als Ausgangsanschlüsse ausgebildet, um Entladewege für die vorgenannten Kondensatoren zu bilden, um diese wie vorstehend beschrieben zu entladen. Der Grund dafür ist folgender. Sobald die Eingangstaster offen sind, können C4, C5 und C6 wie vorstehend beschrieben oder durch Leckströme geladen werden, die aus dem Mikroprozessor kommen. Die Leckströme laden die Kondensatoren auf Spannungsniveaus, die fälschlich als logische 1 interpretiert werden können. Deshalb ist es erforderlich, die kapazitiven Elemente C4, C5 und C6 periodisch zu entladen. Der "READSWITCH"-Algorithmus des Logikblockes 152 nach Fig. 19 stellt die Frage: "Befindet sich die Leiterspannung, wie sie von dem Leitungssignal LINE gelesen ist, an dem Eingangsanschluß B40 des Mikroprozessors U2 in einer positiven Halbwelle?" Wenn die Antwort "Ja" ist, dann wird der logische Block 154 benutzt, der im wesentlichen prüft, ob das "START"-, "RUN"- und "RESET"- Signal an den Eingangsanschlüssen B41, B42 bzw. B43 digital Nullen oder Einsen sind. Ungeachtet der Antwort auf die vorgenannten gestellten Fragen ist der nächste Schritt des Algorithmusses in dem Funktionsblock 156 dargestellt, der das folgende Kommando ausgibt: "ENTLADE DIE KONDENSA- TOREN". Bei diesem Punkt haben die Anschlüsse B41 bis B43 des Mikroprozessors U2 intern an diese gelieferten Nullen, um die Kondensatoren wie vorstehend beschrieben zu entladen. Dies erfolgt während einer positiven Halbwelle der Leiterspannung. Wenn die Antwort auf die in dem Funktionsblock 152 gestellte Frage "Nein" ist, befindet sich die Leiterspannung in der negativen Halbwelle und während dieser Halbwelle werden die Eingangsanschlüsse B41 bis B43 von der Kondensatorentladebetriebsart entlastet. Obwohl das Vorstehende für eine Motorsteuereinrichtung beschrieben ist, kann dieses Konzept bei Einrichtungen zum Erfassen des Vorliegens von Wechselstromsignalen verwendet werden.
Nachdem die Initialisierung stattgefunden hat, prüft der Mikroprozessor U2 seinen Eingangsanschluß INTO, um den Status des VOK-Ausgangssignales der linearen integrierten Schaltung U1 zu überwachen. Dieses Signal ist digital Null, wenn die Spannung an dem internen Speicher mit wahlfreiem Zugriff RAM des Mikroprozessors U2 ausreichend hoch ist, um sicherzustellen, daß alle vorhergehend darin gespeicherten Daten noch verläßlich sind. Das kapazitive Element C9 überwacht und speichert die Stromversorgungsspannung VDD des Speichers mit wahlfreiem Zugriff. Nachdem die Spannung VDD entfernt worden ist, bspw. durch Unterbrechung der Stromversorgung für das gesamte System bei einem Betriebsspannungsfehler, behält das kapazitive Element C9 Spannung VDD für eine kurze Zeitspanne, jedoch entlädt es sich schließlich. Die Spannung über dem kapazitiven Element C9 ist VDDS und ist an die lineare integrierte Schaltung U1 in der vorstehend beschriebenen Weise geliefert oder zurückgeführt. Es ist diese Spannung, die das Ausgangssignal VOK veranlaßt, entweder digital Eins zu sein, was einen zu geringen Wert für die Spannung VDD kennzeichnet, oder digital eine Null zu sein, was einen sicheren Wert für die Spannung VDD kennzeichnet.
Der Mikroprozessor U2 empfängt außerdem ein Eingangssignal LVOLT an seinem Eingangsanschluß AN3. Dieses Signal fällt über R17 ab. Die Spannung, die in dem Bereich von 0 bis 5 Volt liegt, ist proportional der Spannung auf der Steuerleitung LINE. Der Mikroprozessor U2 nutzt diese Information auf drei Wegen: (1) Sie wird verwendet, um das Schließprofil der Kontakte des Schützes 10 in einer Weise auszuwählen, wie sie vorstehend mit Bezug auf die Fig. 6 beschrieben worden ist. Ein richtiges Spulenschließprofil variiert mit der Leiterspannung. Das Signal LVOLT liefert somit Leiterspannungsinformation an den Mikroprozessor U2, so daß der Mikroprozessor U2 entsprechend handeln kann, um die Zünd- oder Verzögerungswinkel α1, α2 usw. des Triacs oder eines vergleichbaren gategesteuerten Elementes Q1 zu verändern, wenn sich die Leiterspannung ändert. (2) Das LVOLT-Signal wird außerdem verwendet, um zu bestimmen, ob die Leiterspannung überhaupt ausreichend hoch ist, um dem Schütz zu ermöglichen, zu schließen (Bezug auf Tab. 1) oder nicht. Es gibt einen Wert der Leiter- oder Steuerspannung, unterhalb derer es unwahrscheinlich ist, daß ein verläßliches Schließen oder Anziehen erfolgt. Diese Spannung tendiert dazu, bei 65% der nominalen Leiterspannung zu liegen. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist diese zu 78 Volt Wechselstrom (78 VAC) festgelegt. (3) Schließlich wird das LVOLT-Signal von dem Mikroprozessor verwendet, um zu bestimmen, ob ein minimaler Spannungswert vorhanden ist, unterhalb dessen eine Gefahr unlogischen Öffnens der Kontakte zu einem entsprechenden Zeitpunkt vorhanden ist. Diese Spannung tendiert dazu, bei 40% der Maximalspannung zu liegen. Wenn das Leiterspannungssignal LVOLT anzeigt, daß die Leiterspannung unter 50% des Maximalwertes liegt, öffnet der Mikroprozessor U2 automatisch die Kontakte, um einen Failsafe-Betrieb zu erbringen. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist dies zu 48 Volt Wechselstrom (48 VAC) festgelegt. Der Mikroprozessor U2 liest das LVOLT-Signal entsprechend dem "READ VOLTS"-Algorithmus nach Fig. 20.
Das LVOLT-Signal wird in dem "READVOLTS"-Algorithmus nach Fig. 20 benutzt. Ein Entscheidungsblock 162 stellt die Frage: "Ist dies eine positive Spannungshalbwelle?". Die Frage wird in der gleichen Art und Weise gestellt und beantwortet wie bei der Frage in dem Entscheidungsblock 152 der Fig. 19. Wenn die Antwort auf die Frage in dem Entscheidungsblock 162 "Nein" ist, wird der Algorithmus verlassen. Wenn die Antwort "Ja" ist, weist der Befehlsblock 164 den Mikroprozessor an, den AN3-Eingang des Mikroprozessors U2 auszuwählen, um eine Analog-Digital- Wandlung des dort vorhandenen Signales in Übereinstimmung mit dem Befehlsblock 162 vorzunehmen. Diese Information wird dann in Speicherplätzen des Mikroprozessors U2 entsprechend dem Befehlsblock 168 zur Verwendung in einer vorstehend beschriebenen Weise abgespeichert und der Algorithmus wird verlassen.
Nochmals auf die Tabelle 1 Bezug nehmend, ist das nächste Eingangssignal für den Mikroprozessor als COILCUR bezeichnet. Dies ist Teil des Schemas der Regelschleife zur Spulenstromsteuerung in geschlossener Schleife. Der Eingang CCI der linearen Schaltung UC1 mißt den Strom durch die Spule 31 als eine Funktion des Spannungsabfalles über dem resistiven Element R7. Diese Information wird, wie vorstehend beschrieben, richtig skaliert und mittels des COILCUR-Signales zu dem Mikroprozessor U2 geleitet. Gerade so, weil es erforderlich ist, die Spannung auf der Leitung, wie sie von dem LVOLT-Signal geliefert ist, zu kennen, ist es ebenfalls wünschenswert, den Strom durch die Spule 31 zu kennen, der von dem COILCUR-Signal geliefert wird.
Das COILCUR-Signal wird gemäß dem "CHOLD"-Algorithmus verwendet, der in Fig. 21 dargestellt ist. Die erste durchzuführende Maßnahme ist in dem Befehlsblock 172 erläutert, in dem der Mikroprozessor angewiesen wird, einen ergänzenden Phasenanschnittswinkel beizubringen, wobei der Winkel α7 die Summe aus der festgelegten, vorbestimmten Phasenanschnittsverzögerung, die bei 5 Millisekunden liegen kann, und der ergänzenden Komponente ist. Der Mikroprozessor U2 wartet dann bis zu einem geeigneten Zeitpunkt, der der Zeitpunkt ist, bei dem der Winkel α7 erreicht ist, und zündet den Triac oder das gesteuerte Siliziumelement Q1 gemäß den Befehlen des Befehlsblocks 174. Der Mikroprozessors tut dies durch Ausgabe des "TRIG"-Signales an seinem Anschluß B52 und leitet dieses Signal in einer mit Bezug auf die Fig. 7A und 7B beschriebenen Art und Weise an die integrierte Schaltung U1 an deren TRIG-Eingangsanschluß, über den Verstärker GA und zu seinem GATE-Ausgangsanschluß zur Ansteuerung des Gates des gesteuerten Siliziumgleichrichters, des Triacs oder eines ähnlichen gategesteuerten Elementes Q1. Dann wird gemäß dem Befehlsblock 176 der elektrische, durch das resistive Element R7 fließende Strom, wie er an dem CCI-Eingang der halb-kundenspezifischen integrierten Schaltung U1 gemessen ist, durch ihren Verstärker CCA zu dem CCO-Ausgang als das COILCUR-Signal für den Anschluß AN2 des Mikroprozessors U2 geleitet. Der Mikroprozessor führt dann eine wiederholte Analog-Digital-Wandlung des COILCUR-Signales aus, um dessen Maximalwert zu bestimmen. Dann wird gemäß dem Entscheidungsblock 178 dieser Maximalstrom in dem Mikroprozessor U2 mit einem Regelpunkt verglichen, der an den Mikroprozessor U2 geliefert ist, um zu bestimmen, ob der Maximalstrom größer ist als der durch den Regelpunkt bestimmte Strom oder nicht. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Scheitelstrom des Regelpunktes so ausgewählt, daß sich eine Gleichstromkomponente von 200 Milliampere ergibt. Der Winkel 7 wird, falls es nötig ist, verändert, um dieses Erregungsniveau beizubehalten. Wenn die Antwort auf die in dem Entscheidungsblock 178 gestellte Frage "Ja" ist, dann wird die Einschaltverzögerung in dem Mikroprozessor digital nach oben auf den nächsthöheren Wert erhöht. Dies wird durch Inkrementieren eines Zählers zu einem Zeitpunkt um ein am wenigsten signifikantes Bit (LSB) vollbracht. Dies verursacht, daß der Verzögerungswinkel α7, bspw. nach Fig. 6, größer wird, so daß die Stromimpulse 124 kleiner werden, was den durchschnittlichen Strom durch das Triac oder ein ähnliches gategesteuertes Element Q1 reduziert. Andererseits wird, wenn die Antwort auf die in dem Entscheidungsblock 178 gestellte Frage "Nein" ist, der Verzögerungswinkel α7 durch Dekrementieren eines Zählers in dem Mikroprozessor um ein am wenigsten signifikantes Bit (LSB) reduziert, was den Stromimpuls 124 vergrößert. Ungeachtet der Antwort auf die in dem Funktionsblock 178 gestellte Frage wird, nachdem das Inkrementieren oder Dekrementieren, was immer auch der Fall gewesen sein mag, das durch die Befehlsblöcke 180 bzw. 182 gefordert war, beendet ist, der Algorithmus verlassen, um diesen später nochmals in periodischer Art und Weise zu benutzen. Die Auswirkung der Veränderung 7 in jeder Halbwelle, falls es notwendig ist, liegt darin, den Spulenstrom während der HOLD-Phase ungeachtet dessen, wie die Betriebsspannung oder der Spulenwiderstand sich verändern, bei dem regulierten Wert zu halten.
Die Eingangssignale LVOLT und COILCUR sind signifikante Werte, um den Zeitpunkt zu bestimmen, bei dem das Triggersignal TRIG von dem Ausgang B52 des Mikroprozessors U2 geliefert wird, um den Trigger-Eingang TRIG der linearen Schaltung U1 auszulösen. Es wird erinnerlich sein, daß das Triggersignal TRIG von der linearen Schaltung U1 in einer vorstehend beschriebenen Weise verwendet wird, um ein Gate-Ausgangssignal GATE an den Gate-Anschluß des Thyristors Q1 in einer vorstehend beschriebenen Weise zu liefern.
Es wird nun sowohl auf die Fig. 22, 23, 24 und 25 als auch auf die Fig. 7A bis 7D Bezug genommen, in denen die Einrichtung und das Verfahren zum Erfassen und Messen der Leiterströme iL1, iL2 und iL3 angegeben ist. Bei dem Multiplexer/Demultiplexer U101 sind seine ax-, bx- und cx-Ausgangsanschlüsse zusammengezogen und an eine Seite des Integrationskondensators C101 gelegt. Der Mikroprozessor U2 liefert Signale A, B und C an die entsprechenden Eingänge des Transmissionsgates U101 gemäß der digitalen, in Tabelle 2 dargestellten, Verhältnisse, um die Parameterauswahl in dem Schalter U101 zu steuern. Das Ergebnis dieses Vorganges ist, daß nacheinander die Sekundärwicklungsspannungen der Stromtransformatoren oder Wandler 62A, 62B oder 62C in 32 Leitungshalbwellenschritten abgetastet werden. Der Integrationskondensator C101 wird in einer Art und Weise geladen, die nachfolgend zu beschreiben ist. Wie vorstehend beschrieben worden ist, stehen die Ausgangsspannungen an der Sekundärwicklung des Stromtransformators 62A, 62B und 62C mit der mathematischen Ableitung der Leiterströme iL1, iL2 oder iL3 in Beziehung, die in den Hauptleitungen A, B bzw. C fließen. Weil diese Spannung entsprechend in einen Ladestrom gewandelt wird, indem sie über ein resistives Element R101, R102 oder R103 eingeprägt wird, ändert sich die Spannung VC101 über dem Integrationskondensator C101 in jedem nachfolgenden Zyklus der Leitung. Der Kondensator wird nicht vor Ablauf von 32 Integrationszyklen der Leitung in einer nachfolgend zu beschreibenden Weise entladen. TABELLE 2 LOGIK-EINGANG Erfaßter Strom
Der Multiplexer/Demultiplexer U102, der in Verbindung mit dem -Eingangssignal arbeitet, ordnet die Verbindung der Integrationsschaltung neu, in der der Integrationskondensator C101 angeordnet ist, um den Betrieb der Schaltung periodisch zu reinitialisieren. Dies erfolgt, wenn Z = Null. Die Ausgangsspannung VC101 über dem Integrationskondensator C101 wird an dem verstärkenden Pufferverstärker U105 geliefert, um das Signal MCUR zu bilden, das an den ANL-Eingangsanschluß des Mikroprozessors U2 geliefert wird. Der Mikroprozessor U2 digitalisiert die von dem MCLR-Signal gelieferten Daten in einer Weise, die mit dem "RANGE"-Algorithmus nach Fig. 22 verbunden ist. Das Spannungssignal MCUR wird als ein einzelnes analoges Eingangssignal an einen acht-Bit-fünf-Volt-A-D-Wandler 200 (analog zu Digital) geliefert, der ein interner Tell des Mikroprozessors U2 ist. Der A-D-Wandler 200 ist in Fig. 23 dargestellt. Es ist gewünscht, das System der vorliegenden Erfindung zu verwenden, um in der Lage zu sein, die Leiterströme zu messen, die abhängig von der Anwendung in einem weiten Bereich variieren. Bspw. kann es in einigen Stufen wünschenswert sein, Leiterströme bis zu 1.200 Ampére zu messen, wobei es in anderen Fällen wünschenswert sein kann, Leiterströme zu messen, die niedriger als 10 Ampére sind. Um den Dynamikbereich des Systemes zu erweitern, expandiert der Mikroprozessor U2 den festen acht- Bit-Ausgang des A-D-Wandlers 200 in dem Mikroprozessor U2 auf 12 Bit.
Zur vereinfachten Veranschaulichung wird die vorstehend beschriebene Funktion detaillierter mit veranschaulichenden Beispielen fortgesetzt, die zu dem stromerfassenden Transforrnator oder Wandler 62A und dem Widerstand R101 gehören. Es versteht sich, daß der Wandler 628 und der Widerstand R102 sowie der Wandler 62C und der Widerstand 103 in der gleichen Weise entsprechend verwendet werden könnten. Außerdem versteht sich, daß
für jeden Stromverlauf gilt. Angenommen, daß Lange 12 des Luftspaltes 111 des Wandlers 62A für eine bestimmte Anwendung festgelegt ist (oder, daß der Transformator 62S nach Fig. 18 verwendet wird) und angenommen, daß i(t) sinusförmig ist, d.h. gleich IL1 sin ωt ist, kann die ursprünglich durch die Gleichung (1) definierte Ausgangsspannung des Wandlers in die in der Gleichung (5) dargestellte Form umgeschrieben werden.
Die Ausgangsspannung e&sub0;(t) wird zur Umwandlung in einen Ladestrom iCH für den Integrationskondensator C101 gemäß der Gleichung (6) über den Widerstand R101 eingeprägt. Eine in pro Einheiten (P.U.) ausgedrückte Darstellung von diesem ist in Fig. 25B dargestellt.
Es ist wesentlich, daran zu denken, daß der Ladestrom iCH für den Integrationskondensator C101, anstelle zu dem Leiterstrom selbst, zu der Ableitung des Leiterstromes iL1 proportional ist. Folglich kann, wie in Gleichung (7) zum Ausdruck gebracht ist, die Spannung VC101 über dem kapazitiven Element C101, die als das Ergebnis des Stromflusses des Ladestromes iCH(t) während seiner negativen Halbwellen vorhanden ist, ausgedrückt werden als
VC101 = -K&sub7; IL1 sin ωt (8)
Die Gleichung (8) zeigt die Gleichung (7) in einer vereinfachteren Form. Eine Darstellung von IL1 sin ωt, ausgedrückt pro Einheiten (P.U.) ist in Fig. 25A dargestellt; die Darstellung der Ableitung von iL1 sin ωt nach der Integration durch den Kondensator C101, d.h. -K&sub7; IL1 sin ωt, ausgedrückt in pro Einheit (P.U.), ist in Fig. 26C enthalten. Der Strom iCH zum Laden des kapazitiven Elementes C101 kommt aus dem Ausgangsanschluß ax des Multiplexers/Demultiplexers U101. Dieser Strom wird zu dem Multiplexer/Demultiplexer U101 an den aOR-Eingangsanschluß geliefert und ist in Übereinstimmung mit zweckmäßigen Signalen an den A-, B-, C-Steueranschlüssen des Multiplexer/Demultiplexers U101 ausgewählt (siehe Tabelle 2). In einer ähnlichen Weise kann der Strom aus dem Wandler 62B verwendet werden, indem die bOR-bx-Anschlußanordnung und der Wandler 62C verwendet werden, indem die cOR-cx-Anschlußanordnung gewählt wird. Die Anschlüsse ax, bx und cx sind zusammengezogen oder miteinander zu einer einzelnen Leitung verbunden, die Ladestrom zu dem Integrationskondensator C101 liefert. Diese letztere gemeinsame Leitung ist mit dem ay- und cx-Anschluß des Multiplexers/Demultiplexers U102 verbunden. Der ax-Anschluß des Multiplexers/- Demultiplexers U102 ist geerdet und der gemeinsame aOR- Anschluß ist mit einem Anschluß eines Kondensators C102 verbunden. Der cOR-Anschluß ist mit dem anderen Anschluß des Kondensators C101 verbunden. Der bx-Anschluß des Multiplexers/Demultiplexers U102 ist mit dem negativen Eingangsanschluß des Operationsverstärkers U103 verbunden und der gemeinsame zugeordnete bOR-Anschluß ist mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers U103 verbunden. Normalerweise ist die Diodenanordnung CR101-CR103 derart getroffen, daß während des Integrationsvorganges positive Halbwellen des Integrationsstromes iCH den Integrationskondensator C101 über die Brückenanordnung umgehen, die die Dioden CR101 und CR102 sowie den Ausgang des Operationsverstärkers U103 enthält, wobei jedoch seine negativen Halbwellen das kapazitive Element C101 auf den Scheitelwert der entsprechenden Halbwelle aufladen. Das kapazitive Element C101 wird wiederholt auf zunehmend höhere Spannungswerte geladen, deren jeder dem Spitzenwert der negativen Halbwelle des Ladestromes zugeordnet ist.
Es ist nicht ungewöhnlich, daß zwischen dem negativen und dem positiven Eingangsanschluß des Operationsverstärkers U103 eine kleine Eingangsspannung in der Größenordnung von 0,25 Millivolt existiert. Das kapazitive Element C102 wird periodisch negativ auf diesen Wert aufgeladen, um eine Netto-Offset-Eingangsspannung für den Verstärker U103 des Ladestromes iCH von Null zu erzeugen.
Es wird nun auf die Fig. 22, Fig. 23 und Fig. 25 Bezug genommen, in denen der "RANGE"-Algorithmus nach Fig. 22 an einem veranschaulichenden Beispiel beschrieben ist, der in Verbindung mit der vorstehend beschriebenen Integrationsschaltung funktioniert, die zwei kapazitive Elemente C101 und den Mikroprozessor U2 enthält. Es ist wesentlich, daran zu denken, daß der dynamische Bereich des Leiterstromes wichtig ist. Jedoch hat, wie in Fig. 23 gut dargestellt ist, der Analog-Digital-Wandler 200 in dem Mikroprozessor U2 eine maximale Eingangsspannung, außerhalb derer ein verläßlicher digitaler Ausgangszahlenwert nicht garantiert werden kann. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung kann der A-D-Wandler 200 Eingangsspannungen bis zu 5 Volt plus akzeptieren, um ein 8- Bit-Signal an die ersten acht Plätze 204 eines Registers oder einer Speichereinrichtung 202 zu liefern, die in dem Speicher des Mikroprozessors U2 angeordnet ist. In einem solchen Fall wird das maximal 5 Volt betragende Eingangssignal durch die Dezimalzahl 256 repräsentiert, die digitalen Einsen in allen acht Plätzen oder dem Abschnitt 204 eines Registers 204 entspricht.
Die Fig. 25B zeigt eine repräsentative Darstellung der Amplitude über der Zeit für den Strom iL1 sin ωt. Die Darstellung nach Fig. 25A zeigt den Ladestrom iCH, der die Ableitung des Leiterstromes nach Fig. 25B ist. Außerdem zeigt die Fig. 25A, daß lediglich die negative Halbwelle des dort dargestellten Leiterstromes integriert wird. Es sind bequeme Bezugsamplituden 220, 230 und 240 für den Leiterstrom nach Fig. 25B vorgesehen, um den Unterschied zwischen einer Amplitude mit 1 Einheit, einer Amplitude mit einer 1- Einheit und einer Amplitude mit 2 Einheiten entsprechend zu zeigen, um drei illustrative Beispiele zu erhalten. Die Amplituden 220A, 230A und 240A des Graphen nach Fig. 25A zeigen Übereinstimmung mit den auf die Einheit bezogenen Amplitudenveränderungen der Kurve nach Fig. 25B. Entsprechend sind zwei Kurven oder Verläufe 230B und 220B für Beispiel 1 bzw. Beispiel 2 dargestellt. Die Leitung mit der maximalen Eingangsspannung von 5 Volt ist in Fig. 25C bei 246 dargestellt. Der Algorithmus nach Fig. 22 wird in jeder Halbwelle für 32 folgende Halbwelle einmal betreten. Jede Halbwelle innerhalb dieses Zeitintervalles wird mit einer als HCYCLE gespeicherten Nummer unverwechselbar identifiziert. Mit 2, 4, 8, 16 und 32 numerierte Halbwellen identifizieren Integrationsintervalle, die jeweils um einen Faktor von zwei länger sind als sein vorhergehendes. Jeweils an dem Ende dieser spezifischen Intervalle schätzt der Algorithmus die Spannung VC101 neu ein.
Es wird angenommen, daß das Eingangssignal sich während des Verlaufes der 32 Intervalle in jedem Zyklus wiederholt. Dann ist die Spannung VC101 an dem Ende jedes durch HCYCLE = 2, 4, 8, 16 oder 32 identifizierten Intervalles gleich zweimal so groß wie sie zum Ende des vorhergehenden Intervalles war. Somit kann, falls ein vorhergehendes Intervall einen A/D-Wandlerwert oberhalb von 80H erbracht hat, der einem Wert von VC101 von über 2,5 V entspricht, sicher angenommen werden, daß VC101 in dem vorliegenden Intervall 5 Volt übersteigt und daß eine nun durchgeführte A/D-Wandlung ein ungültiges Resultat erbringen würde, weil der A/D-Wandler nicht in der Lage ist, Werte oberhalb von 5 Volt zu digitalisieren. Somit behält der Algorithmus in dem Falle, daß ein vorhergehendes Resultat 80H dieses Ergebnis als die bestmögliche A/D- Umsetzung, mit der fortzusetzen ist.
Andererseits kann, wenn ein vorhergehender A/D-Wandlerwert niedriger als 80H ist, sicher angenommen werden, daß nun eine gültige A/D-Wandlung vorgenommen werden kann, weil das Signal zu dem vorliegenden Zeitpunkt nicht größer als das zweifache des vorhergehenden Wertes sein kann und immer noch niedriger als 5 Volt ist. Der Vorteil des Ersetzens eines früheren A/D-Wandlerwertes mit einem, der nun ermittelt wird, liegt darin, daß das zu wandelnde Signal zweimal so groß und in mehr Bit aufgelöst ist.
Wenn ein A/D-Ergebnis oberhalb 80H erkannt worden ist, muß es anhand der Nummer des Intervalles abgeglichen werden, in dem die A/D-Wandlung vorgenommen worden ist. Die Linksschiebeoperation 188 erbringt diese Funktion. Bspw. ist ein am Ende des Intervalles 4 erhaltenes Resultat von 80H das Ergebnis eines Eingangssignales, das zweimal so groß ist wie ein Eingangssignal, das an dem Ende des Intervalles 8 zu einem Ergebnis von 80 H führt. Das linksverschieben des Ergebnisses vom Intervall 4 verdoppelt das Ergebnis entsprechend für das Ende des Intervalles 8. Zu dem Ende von 32 Halbwellen repräsentiert eine 12-Bit-Antwort, die in dem Register 202 nach Fig. 23 enthalten ist, wenigstens eine sehr nahe Approximation des Wertes des elektrischen Stromes in der gemessenen Leitung. Dieser Wert wird von dem Mikroprozessor U2 in einer vorstehend beschriebenen Weise und nachfolgend zum Steuern des Schützes 10 verwendet. Wenn HCYCLE 33 ist, wird der gesamte Prozeß reinitialisiert, um nachfolgend einen anderen Transformator oder Wandler 62B und danach 62C zu verwenden. Selbstverständlich wird dies in einer periodischen Weise durch den Mikroprozessor U2 wiederholt.
Die Darstellung 220B von Fig. 25C zeigt, daß sich die Spannung VC101 als eine Funktion der Integration des Stromes iCH aus Fig. 25A erhöht. Für jede positive Halbwelle des Ladestromes iCH gilt, daß keine Integration erfolgt. Jedoch erfolgt in jeder negativen Halbwelle eine der negativen Cosinuskurve folgende Integration. Diese letzteren Werte werden akkumuliert, um die Spannung VC101 zu bilden. Die Spannung VC101 erhöht sich somit entsprechend dem Wert des Leiterstromes, der über die Zeit gesampelt wird, die durch die 32 Halbwellen repräsentiert wird, bis das kapazitive Element C101 während der dreiunddreißigsten Halbwelle auf Null entladen wird.
Es wird nun auf die Fig. 22, 24, 25 und 26 Bezug genommen, in denen ein Abbild des Akkumulators für Beispiel 1 gezeigt und beschrieben ist. In Beispiel 1 wird der Ladestrom iCH 230a von einer ½ Stromeinheit verwendet, um den Kondensator C101 zu laden und die Kondensatorspannung VC101 zu erzeugen. Der Verlauf dieser Spannung ist bei 230b in Fig. 25C allgemein dargestellt. Diese Spannung wird durch den "RANGE"-Algorithmus entsprechend der Funktion des Blockes 184 aus Fig. 22 abgetastet. Bei der "2"-, "4"-, "8"-, "16"- und "32"-HCYCLE-Marke bestimmt der "RANGE"-Algorithmus, wie es in dem Funktionsblock 186 von Fig. 22 dargestellt ist, ob das Ergebnis der vorangegangenen Analog-Digital-Wandlung gleich oder größer als 80 HEX war. 80 HEX entspricht einer Digitalzahl von 128. Wenn die Antwort auf diese Frage nein ist, wird die Analogspannung VC101, die an dem Eingang AN1 des Analog-Digital-Wandlers 200 vorhanden ist, digitalisiert und gespeichert, wie in dem Funktionsblock 192 der Fig. 22 angedeutet und in Fig. 26 graphisch dargestellt ist. HCYCLE wird um 1 inkrementiert und die Routine wird erneut begonnen. Solange das vorhergehende Ergebnis der Analog-Digital-Wandlung nicht größer oder gleich 80 HEX ist, gibt es kein Erfordernis, die "Linksschiebetechnik" der vorliegenden Erfindung anzuwenden. Folglich zeigt das in Fig. 26 dargestellte Beispiel 1 eine Abtastroutine, die niemals gezwungen ist, die Linksschiebetechnik anzuwenden. Insbesondere bei dem Beispiel 1 nach Fig. 26 sind bei HCYCLE 0,2 Volt an dem Eingang des Analog-Digital-Wandlers 200 an dem Anschluß AN1 verfügbar, was digitalisiert eine Binärzahl mit dem Dezimalwert 10 liefert. Die fragliche Binärzahl hat eine digitale 1 in der "2." und "8." Stelle des Speicherabschnittes 204 und digitale Nullen in allen anderen Bit- Speicherplätzen. Der "HCYCLE 4" digitalisiert die analoge Spannung von 0,4 Volt und liefert eine Dezimalzahl von 20 in dem "16"- und in dem "4"-Bit-Speicherplatz des Abschnittes 204 mit digitalen Nullen in allen anderen Speicherplätzen. Bei "HCYCLE 8" werden 0,8 Volt digitalisiert und liefern eine Binärzahl, die gleich der Dezimalzahl 40 ist und die durch Plazieren von digitalen Einsen in dem "32"- und in dem "8"-Speicherplatz des Bereiches 204 gebildet wird. Bei "HCYCLE" 16 werden 1,6 Volt digitalisiert und liefern eine Digitalzahl, die durch die Dezimalzahl 81 repräsentiert wird. Die Digitalzahl hat digitale Einsen in dem "64"- und dem "16"-Bit-Speicherplatz des Abschnittes 204. Schließlich werden bei HCYCLE gleich 32 3,2 Volt digitalisiert, die eine Digitalzahl erzeugen, die gleich der Dezimalzahl 163 ist. Dort hat die fragliche Digitalzahl digitale Einsen in den "128"-, "32"-, "2"- und "1"-Bit-Speicherplätzen des Akkumulators oder Registers 204. An dieser Stelle ist der "RANGE"-Algorithmus für Beispiel 1 beendet. Es versteht sich, daß, wie es vorstehend beschrieben war, der "RANGE"-Algorithmus niemals in den Funktionsblock 188 eingetreten ist, wo ein Linksschieben erforderlich wäre. Jedoch wird, wie nachfolgend mit Bezug auf die Beispiele 2 und 3 beschrieben werden wird, die Linksschiebetechnik verwendet.
Es wird nun auf die Fig. 22, 24, 25 und 27 Bezug genommen, in denen ein Beispiel 2 dargestellt ist, bei dem ein Ladestrom iCH 220a von einer Einheit verwendet wird, um eine Spannung VC101 über dem kapazitiven Element C101 zu erzeugen. Die erzeugte Spannung ist, wenn sie über HCYCLE aufgetragen ist, in Fig. 25C bei 220b dargestellt. Wiederum wird der "RANGE"-Algorithmus aus Fig. 22 verwendet. Wie es vorstehend der Fall war, wird der "RANGE"- Algorithmus in einer solchen Weise verwendet, daß die Speicherplätze 202 bei den jeweils "2"-, "4"-, "8"-, "16"und "32"-HCYCLE-Proben oder Sampeln aktualisiert werden. Bei der "2"-HCYCLE-Probe werden 0,4 Volt digitalisiert, die in dem Abschnitt 204 des Akkumulators 202 eine Digitalzahl liefern, die der Dezimalzahl 20 äquivalent ist. Diese Digitalzahl weist eine digitale Eins in der "16"und der "4" -Bit-Position des Abschnittes 204 auf. In allen anderen Bit-Positionen sind digitale Nullen vorhanden. Bei HCYCLE gleich 4 werden 0,8 Volt digitalisiert, die eine Digitalzahl liefern, die der Dezimalzahl 40 äquivalent ist. Die Digitalzahl hat eine digitale Eins in der "32"und der "8" -Bit-Position des Abschnittes 204 des Akkumulators 202. Bei HCYCLE gleich 8 werden 1,6 Volt digitalisiert, die in dem Abschnitt 204 des Akkumulators 202 eine Digitalzahl erbringen, die der Dezimalzahl 81 äquivalent ist. Die fragliche Digitalzahl hat digitale oder logische Einsen in den Bit-Positionen "64", "16" und "1". Bei HCYCLE gleich 16 werden 3,2 Volt digitalisiert, die eine Digitalzahl für den Abschnitt 204 des Akkumulators 202 liefern, die gleich der Dezimalzahl 163 ist. Die letztere Digitalzahl hat digitale Einsen in den Bit-Positionen "128", "32", "2" und "1". Bei HCYCLE gleich 32 stellt der "RANGE" Algorithmus durch Nutzung des Funktionsblockes 186 fest, daß das vorhergehende A/D-Wandlerresultat eine Digitalzahl hervorgebracht hat, die größer als 80 HEX war. Folglich wird bei dieser Beispielsfolge zum ersten Mal der Funktionsblock 188 verwendet und ein Linksschieben vorgenommen. Folglich findet, obwohl 6,4 Volt an dem Eingang des Analog/Digital-Wandlers 200 zur Digitalsierung verfügbar sind, die Digitalisierung aus dem einfachen Grunde nicht statt, daß das Ausgangssignal des Analog-Digital- Wandlers bei einer solch großen Analogzahl an seinem Eingang unverläßlich wäre. Stattdessen wird die in dem Abschnitt 204 des Akkumulators 200 während der vorhergehenden Digitalisierung des 3,2 Volt-Analogsignales gespeicherte Zahl für jedes Bit der Digitalzahl um eine Stelle nach links geschoben, um eine neue Digitalzahl zu liefern, die der Dezimalzahl 326 äquivalent ist. Die neue Digitalzahl nutzt einen Abschnitt des Übertragbereiches 206 des Akkumulators 202, wie in Fig. 27 deutlich dargestellt ist. Die neue Digitalzahl hat digitale Einsen in der "256"-, der "64"-, der "4"- und der "2" -Bit-Position des erweiterten Akkumulators 202. Es wird darauf hingewiesen, daß die Digitalzahl in der Position für HCYCLE "32" von Fig. 27 die gleiche wie in der Position für HCYCLE "16" dargestellte Digitalzahl ist, die jedoch um eine Bit-Position nach links verschoben ist. Dieses Beispiel zeigt die Linksschiebetechnik in Funktion. Die in dem Akkumulator 202 gespeicherte Zahl ist zu Ende des 32. HCYCLEs für den Leiterstrom iL1(t) kennzeichnend, der in dem Überlastrelais Abschnitt 60' des Schützes 10 gemessen worden ist.
Es wird nun auf die Fig. 22, 24, 25 und 28 Bezug genommen, in denen noch ein drittes Beispiel der Linksschiebetechnik beschrieben ist. Insbesondere wird bei dem Beispiel 3 ein Ladestrom iCH von zwei Einheiten, der in Fig. 25B bei 240a gekennzeichnet ist, durch den Kondensator C101 integriert, um die Spannung VC101 zu liefern. Diese Spannung erzeugt ein Ausgangsprofil, das ähnlich zu dem mit Bezug auf die Beispiele 1 und 2 in Fig. 25C dargestellten ist, jedoch mit dem Anstieg, der bei Beispiel 3 in Fig. 25C allgemein dargestellt ist. Die schrittartige Beziehung der Eingangsspannung ist bei dem Beispiel 3 weggelassen, um Verwechslungen zu vermeiden. Jedoch versteht es sich, daß bei dem Beispiel 3 die treppenartigen Spannungen in derselben Weise existieren, wie sie bei dem Beispiel 1 und dem Beispiel 2 vorhanden sind. Bei dem Beispiel 3 nimmt der "RANGE"-Algorithmus Proben, wenn HCYCLE gleich "2", "4" und "8" ist, und liefert angemessene Analog-Digital-Umwandlungen, um den Abschnitt 204 des Akkumulators 202 zu aktualisieren. Jedoch wird der Abschnitt 204 des Akkumulators 202 bei den HCYCLE-Proben "16" und "32" durch zwei aufeinander folgende serielle Linksschiebeoperationen der vorherigen Information, die in dem Bereich 204 gespeichert ist, anstelle durch eine Analog-Digital-Wandlung aktualisiert. Es versteht sich, daß eine Analog-Digital-Wandlung ein unverläßliches Resultat für die letzten beiden Proben erbracht hätte. Um es genau zu sagen, werden beim HCYCLE gleich "2" 0,8 Volt digitalisiert und erzeugen eine Digitalzahl, die der Dezimalzahl 40 äquivalent ist. Die Digitalzahl hat digitale Einsen in den "32"- und "8" -Bit-Positionen des Abschnittes 204 des Akkumulators 202. Bei der Probe bei HCYCLE "4" werden 1,6 Volt digitalisiert und erzeugen eine Digitalzahl, die der Dezimalzahl 81 äquivalent ist. Letztere Digitalzahl hat digitale Einsen in der "64"-, der "16"- und der "1" -Bit-Position des Abschnittes 204 des Akkumulators 202. Bei der Probe HCYCLE gleich 8 werden 3,2 Volt digitalisiert, die eine Digitalzahl liefern, der der Dezimalzahl 163 äquivalent ist. Die Digitalzahl hat digitale Einsen in der "128"-, der "32", der "2" und der "1"- Bit-Position des Abschnittes 204 des Akkumulators 200. Bei HCYCLE gleich 16 erkennt der "RANGE"-Algorithmus, daß das vorhergehende A-D-Wandlerergebnis (Äquivalent der Digitalzahl 163) größer als 80 HEX war und deshalb wird der Akkumulator 202 nicht durch eine Analog-Digital-Wandlung der Spannung an dem Eingang des Analog-Digital-Wandlers 200 sondern durch Linksschieben der vorhergehend in dem Akkumulator 202 als ein Ergebnis der Probe HCYCLE "8" gespeicherten Digitalinformation um ein Bit nach links erhalten. Folglich wird für die Probe HCYCLE "16" eine Digitalzahl gebildet, die der Dezimalzahl 326 äquivalent ist. Dies wird durch Linksschieben der Information um ein Bit nach links erbracht, die vorhergehend in dem Akkumulator abgespeichert worden war. Dies veranlaßt die vorgenannte Digitalzahl, in eine Bit-Position des Übertragbereiches 206 des Akkumulators 202 einzutreten. Die neue Digitalzahl hat eine digitale Eins in der "256"-, "64"-, "4"- und "2"-Bit-Position des Akkumulators 202. Bei der Probe mit HCYCLE gleich "3" wird die vorhergehend in dem Akkumulator 202 gespeicherte Zahl in dem Akkumulator 202 nochmals nach links verschoben, um nun zwei der Übertragsplätze sowie acht Positionen in dem Abschnitt 204 einzunehmen. Die neue Digitalzahl hat ein dezimales Äquivalent von 652. Die neue Digitalzahl hat eine digitale Eins in der "512 "-Position, der "128"-Position, der "8"- Bit-Position und der "4" -Bit-Position. Diese Zahl wird dann verwendet, um den in der Leitung durch die Überlastrelaisplatine 60 gemessenen Strom zu repräsentieren, und der in dem Akkumulator 202 gespeicherte Wert wird wie vorstehend beschrieben verwendet, um zweckmäßige Funktionen des Schützes oder der Steuerung 10 zu erbringen.
Es wird nochmals auf die Fig. 7A bis 7D Bezug genommen, wobei eine Vorrichtung und eine dem Schalter SW101 und dem statischen 8-Bit-Schieberegister U104 zugeordnete Technik beschrieben ist. Die mit H0 bis H4 bezeichneten Eingangssignale an den Schalter SW101 repräsentieren Schalteranordnungen zum Programmieren einer Digitalzahl, die von dem Mikroprozessor U2 gelesen werden kann, um eine Entscheidung und eine Bestimmung über den größten Wert des Vollaststromes zu treffen, der durch das vorstehend beschriebene System erfaßt wird. Sowohl diese Schalterwerte als auch die "AM", "CO" und "C1" zugeordneten Schalterwerte werden von dem Mikroprozessor U2 als Teil des Signales auf Leitung SW gemäß der Eingangsinformation ausgelesen, die durch das A-, B- und C-Eingangssignal geliefert worden ist. Die Eingangsinformation SW wird von dem Mikroprozessor U2 an den Eingangsanschluß I10 geliefert. Bei Verwendung der Heizer-Schalteranordnung werden 16 Maximalauslösungswerte mit vier Heizerschaltern H0 bis H3 ausgewählt, die in binärer Weise programmiert werden. Die Schalter ersetzen mechanische Heizelemente, die Teil des Standes der Technik zum Einstellen eines Überlastbereiches des Motors bilden. Es sind außerdem zwei Eingänge C0 und C1 vorgesehen, die dazu verwendet werden, die Motorklasse einzugeben. Ein Motor der Klasse 10 toleriert einen Zustand mit blockiertem Rotor für 10 Sekunden ohne Beschädigung, ein Motor der Klasse 20 für 20 Sekunden und ein Motor der Klasse 30 für 30 Sekunden. Der Strom mit blokkiertem Rotor wird als sechsmal so groß wie der normale Strom angenommen.
Mit nochmaligem Bezug auf die Fig. 7A und 7B, die Fig. 11 und die Fig. 29 werden eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Unterscheiden zwischen einem richtigen Eingangssignal und einem falschen Eingangssignal an den "RUN"-, "START"- und "RESET"-Eingängen beschrieben. In Fig. 11 ist eine parasitäre verteilte Kapazität CLL zwischen den Eingangsleitungen dargestellt, die mit dem "E"- und "P"-Anschlüssen des Anschlußblocks J1 der Platine 28 verbunden sind. Diese Kapazität kann infolge des Vorhandenseins extrem langer Eingangs leitungen zwischen den Drucktastern "STOP", "START" und "RESET" und dem Anschlußblock J1 vorhanden sein. Eine ähnliche Kapazität kann zwischen den anderen in Fig. 1 illustrativ dargestellten Leitungen vorhanden sein. Parasitäre Kapazität hat die unerwünschte Eigenschaft, Signale zwischen den Eingangsleitungen zu koppeln. Die Wirkung ist, daß ein falsches Signal eingeleitet wird, das der Mikroprozessor U2 für ein wahres Signal hält, das den Umstand kennzeichnet, daß die Drucktaster "STOP", "START" und "RESET" geschlossen sind, wenn sie in Wirklichkeit offen sind. Deshalb ist der Zweck der folgenden Einrichtung, zwischen einem wahren Signal und einem falschen Signal auf den letztgenannten Eingabeleitungen zu unterscheiden. Es ist erforderlich zu verstehen, daß der kapazitive Strom ICLL, der durch die verteilte parasitäre Kapazität CLL fließt, zu der Spannung über ihnen führt, die die Spannung zwischen den Anschlüssen "E" und "P" ist. In Fig. 29A ist VLINE, wie es von dem Mikroprozessor U2 gesehen wird, in seiner gekürzten Form dargestellt. Fig. 29C zeigt die Spannung, die der Mikroprozessor U2 beispielsweise an seinem Anschluß B41 als Ergebnis des Phantomstroms ICLL sieht, der durch das resistive Element R3, das kapazitive Element C4 und den Innenwiderstand an dem RUN-Eingangsanschluß der Schaltung U1 fließt. Diese als VRUN (F) gekennzeichnete Spannung -- zur Kennzeichnung der Spannung als falsch --, geht der Spannung VLINE um den Wert γ voraus. Wenn die kapazitiven Elemente CX und C4 unterschiedlich sind und insbesondere, wenn das kapazitive Element CX größer ist als das kapazitive Element C4, ist ein gültiges VRUN(T), das das vom Schließen des STOP-Schalters erzeugte Signal ist, wie es in Fig. 11 dargestellt ist, nahezu in Phase mit der Spannung VLINE. Der einzige Unterschied liegt in dem Unterschied der Kapazität der kapazitiven Elemente CX und C4. Wenn das kapazitive Element CX kleiner ist als das kapazitive Element C4, verursacht die Differenz, daß die wirkliche Spannung VRUN(T) der Spannung VLINE um einen Betrag nacheilt, wie in Fig. 29B dargestellt. Der Mikroprozessor U2 wird deshalb angewiesen, die Spannung VLINE mit der Spannung an dem Eingangsanschluß B41 innerhalb einer kurzen Zeitspanne, die gleich oder kleiner als Δ ist, zu überprüfen, nachdem die Spannung VLINE den Zustand geändert hat oder einen Wechsel durchlaufen hat, der in Fig. 29A mit "UP" und "DOWN" gekennzeichnet ist. Wenn der Digitalwert der Spannung an dem Anschluß B41 das zu diesem Zeitpunkt zu der Spannung VLINE entgegengesetzte Digitalsignal ist, dann ist das Signal das wirkliche Signal, wie in Fig. 29B dargestellt ist. Wenn es andererseits die gleiche Polarität aufweist, ist es ein falsches Signal, wie in Fig. 29C dargestellt ist. Dies heißt bspw., wenn die Spannung VLINE innerhalb einer Zeitspanne Δ nach einem "UP" gemessen und mit der Spannung an dem Anschluß B41 verglichen wird, und wenn die Spannung an dem Anschluß B41 digital Null beträgt, ist das Spannungssignal an dem Anschluß B41 das wahre Signal. Wenn jedoch das Spannungssignal eine digitale Eins ist, zeigt es an, daß das Spannungssignal an dem Anschluß B41 ein falsches Signal ist. Durch Wahl der zweckmäßigen Werte für das kapazitive Element CX und das kapazitive C4 kann das Maß um das ein wahres Signal der Leitungsspannung voreilt, d.h. der Verzug Δ variiert werden. Der Wert von Δ ist geringer als der Wert γ, so daß das Vorzeichen eines falschen Signales nicht zusätzlich verschieden von dem Vorzeichen der Referenzspannung während des Abtast- oder Vergleichsintervalles sein kann.
Es wird nun auf Fig. 30 Bezug genommen, wobei eine gedruckte Leiterplatte, die zu der in den Fig. 8, 9 und 10 ähnlich ist, für eine andere Ausführungsform der Erfindung dargestellt ist. Bei der Ausführungsform der Fig. 30 sind Elemente, die zu Elementen der in den Fig. 8, 9 und 10 dargestellten Einrichtung ähnlich sind, mit den gleichen durch ein Apostroph (') gekennzeichneten Bezugszeichen bezeichnet. Zur Vereinfachung der Darstellung und Beschreibung kann auf die Fig. 8, 9 und 10 Bezug genommen werden, um die ähnlichen Elemente und deren wechselseitige Beziehung zu identifizieren. Es wird mit Bezug auf die Einrichtung nach den Fig. 8, 9 und 10 bemerkt werden, daß zur Verbindung der Lötverbinder J2 mit J101 und J102 ein Bandverbinder 64 verwendet worden ist. Jedoch ist bei der in Fig. 30 dargestellten Ausführungsform der Erfindung der Bandverbinder 64 weggelassen. Anstelle dessen ist ein elektrisch isolierter Grundkörper 300 vorgesehen, in dem Stecker-Steckverbinder 303 (männlich) vorgesehen sind. Diese sind an der Überlastrelaisplatine 30' dargestellt. An der gedruckten Leiterplatte 28' ist der Buchsenverbinder 302 (weiblich) für den Steckerverbinder 300 (männlich) der Leiterplatte 60' vorgesehen. Der Buchsenverbinder 302 weist Ausnehmungen oder Öffnungen 304 auf, die zu den Steckern 303 des Verbinders 300 passen oder komplementär sind. Die Spule 32' ist mit der Leiterplatte 28' über Stifte 318 verbunden, die in entsprechende Öffnungen der Leiterplatte 28' eingelötet sind, um das Stützen der Leiterplatte 28' zu unterstützen, wie nachfolgend mit Bezug auf die Fig. 31 und 32 beschrieben wird. Wie es bei der in den Fig. 8, 9 und 10 dargestellten Ausführungsform der Fall war, wird die gesamte Leiterplatte nach dem Zusammenbau bei 100' gebrochen und so eingebaut, daß der Verbinder 300 und der Verbinder 302 in einer mit Bezug auf die Fig. 31 und 32 dargestellten und beschriebenen Weise zueinander passen. Zusätzlich ist ein gesonderter Anschlußblock JX zur Verbindung mit einem gesonderten internen Kommunikationsnetzwerk (IUCOM) zur Kommunikation zwischen separaten Schützen und einer Fernsteuerung sowie Kommunikationselementen vorgesehen.
Es wird nun auf die Fig. 31 und 32 Bezug genommen, in denen eine Ausführungsform der Erfindung, die ähnlich zu der in den Fig. 1 und 2 dargestellten ist, dargestellt ist. Bei dieser Ausführungsform der Erfindung sind Elemente, die mit entsprechenden Elementen der Vorrichtung der Fig. 1 und 2 identisch oder zu diesen ähnlich sind, mit den gleichen mit einem Apostroph (') versehenen Bezugszeichen bezeichnet. Zur Vereinfachung und Verbesserung der Klarheit der Darstellung und Beschreibung kann auf die zu der Vorrichtung der Fig. 1 und 2 gehörigen Beschreibung für das Verständnis des Zusammenwirkens der Funktion und der Arbeitsweise ähnlicher oder identischer Elemente in den Fig. 31 und 32 zugenommen werden. Die Leiterplatten 60' und 28' sind in deren zusammengebauten Endzustand dargestellt, wobei der Stecker 300 mit der Buchsenaufnahme 302 in der vorstehend beschriebenen Art und Weise verbunden ist. Bei einer solchen Anordnung sind die steckerartigen elektrischen Leiterelemente 303 in ähnliche Buchsenelemente 304 eingesetzt und haben einen elektrischen Kontakt mit diesen, um Elemente auf der Leiterplatte 60' mit Elementen auf der Leiterplatte 28' zu verbinden. Es versteht sich außerdem, daß die Leiterplatte 60', die bspw. in den Fig. 31 und 32 dargestellt ist, mit der Leiterplatte 28' in einer Art und Weise verbunden ist, die einen überstehenden Abschnitt frei läßt, auf dem ein zusätzlicher Anschlußblock JX angeordnet ist. Die in den Fig. 31 und 32 dargestellte Ausführungsform der Erfindung zeigt einen Schütz, der einen einstückigen, thermoplastischen, isolierenden Basiskörper 12' aufweist, der Anschlußstreifen 20' und 24', Anschlußösen 14' bzw. 16' und stationäre Kontakte 22' bzw. 26' hält. Geeignete Schrauben 400 halten die stationären Kontakte und die Anschlußstreifen an dem Basiskörper. Der Basiskörper 12' weist außerdem ein Positionierungs- und Führungssystem für sich bewegende Kontakte 46', 48' (bewegliche Schaltstücke), eine Querschiene 44', Abstandshalter oder Träger 42' und den Anker 40' auf, wie nachfolgend detaillierter beschrieben wird. Die Überlastrelaisplatine 60' und die Spulensteuerplatine 28' sind innerhalb des Basiskörpers 12' in besonderer Weise gehalten. Im einzelnen (wie am besten aus Fig. 32 hervorgeht) weist der Magnet oder das Metallstück 36', das identisch zu dem Anker 40' oder sehr ähnlich zu diesem sein kann, eine Lippe oder einen Steg 329 auf, der unter der Wirkung einer Rückhaltefeder oder eines Rückhalters 316 kräftebelastet, gegen eine entsprechende Lippe oder einen Steg 330 in des Basiskörpers 12' gehalten ist. Dies verbindet das Metallstück oder den Permanentmagnet 36' fest mit dem Basiskörper 12'. Umgekehrt weist das Metallstück oder der Permanentmagnet 36' eine zweite Lippe 314 auf (am besten aus Fig. 31 ersichtlich), die gegen eine entsprechende Lippe 315 der Spule 317 der Spulenanordnung 30' kräftebelastet gehalten ist und mit dieser in Anlage steht. Die Haltestifte 318 sind in der Spule 317 angeordnet und umgekehrt mit der Spulensteuerplatine 28' verlötet oder anderweitig auf dieser gesichert, so daß die Spulensteuerplatine 28', die aus flexiblem, elektrisch isolierendem Material bestehen kann, in ihrem Mittelbereich sicher gehalten ist. Die Ecken der Stromkreiskontrollplatine 28' sind direkt an der Basis 12', bspw. bei 320, gehalten. Die Überlastrelaisplatine 60' ist rechtwinklig an der Spulensteuerplatine 28' vermittels der Stifte und der Verbinder 300, 302, 303 und 304 gehalten. Die Spulenanordnung 30' ist an ihrem anderen Ende durch die Abdrückfeder 34' gehalten, so daß die Spule 317 zwischen der vorgenannten Rippe oder Lippe 314 an dem Magnet 36' und dem Basiskörper 12' durch die Zusammendrückkraft der Feder 34' sicher am Platz gehalten ist. Wie am besten mit Bezug auf die Fig. 32 ersichtlich ist, ist der obere Abschnitt der Feder 34' an der Lippe 340 an dem Bodenabschnitt des Trägers oder Abstandshalters 42' gefangen und bewegt sich mit diesem während der Bewegung des beweglichen Systems, das die beweglichen der Kontakte 46' und 48', den Abstandshalter 42' und den Ankers 40' enthält.
Es wird speziell auf die in Fig. 32 Bezug genommen, in der Konstruktionseigenschaften und die Wechselwirkung der im ganzen E-förmigen magnetischen Elemente 36' und 40' dargestellt sind. Der bewegliche Anker 40' weist einen Mittelschenkel 322 und zwei außenliegende Schenkel 330 und 331 auf. Die Schenkel 330 und 331 können in Bezug aufeinander etwas unterschiedliche Querschnitte haben, um eine Schlüssel/Schloß-Funktion für den Magnet 40' zu erbringen. Der Grund dafür liegt in dem Umstand, daß die Stirnflächen der außenliegenden Magnetschenkel 330 und 331 nach wiederholter Benutzung infolge des wiederholten Aufschlagens der komplementären Stirnflächen des Magnetstückes oder des Permanentmagnetes 36' ein Verschleißmuster entwickeln. Folglich ist es, wenn die magnetischen Elemente 40' und 36' zu Wartungs- oder anderen Zwecken periodisch entfernt werden, wünschenswert, diese in exakt der gleichen Orientierung wieder einzusetzen, so daß das vorstehend begonnene Abnutzungsmuster beibehalten wird. Wenn die beiden Elemente 40' ünd 36' in Bezug zueinander vertauscht werden, erscheint ein neues Verschleißmuster, was unerwünscht ist. Die Summe der Querschnittsflächen der Schenkel 330 und 331 ist im wesentlichen gleich der Querschnittsfläche des Schenkels 332' um den magnetischen Fluß effektiv zu leiten. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist ein nennenswerter Abschnitt der Stirnfläche des Mittelschenkels 332 weggeschliffen oder anderweitig von diesem entfernt, um einen Vorsprung oder Nippel 326 und zwei nennenswerte Luftspaltbereiche 327 und 328 zu bilden. Wenn der Anker 40' an dem Metallstück oder dem Permanentmagnet 36' anliegt, liegen die zueinander komplementären außen liegenden Schenkel 331 und 330 Fläche an Fläche aneinander und die Flächenvorsprünge der Nippel oder Vorsprünge 326 des mittleren Schenkels 322 liegen Fläche an Fläche aneinander und lassen nennenswerte Luftspalte in den Bereichen 327 und 328 beider Magnete frei. Das Vorhandensein der Luftspalte hat die Wirkung, den Restmagnetismus des Magnetkreises zu reduzieren, der von dem Anker 40' und dem Permanentmagnet 36', die aneinander anliegen, gebildet ist. Dies ist wünschenswert, um der Abdrückfeder 34' zu ermöglichen, das Trennen der magnetischen Teile und das Öffnen der vorgenannten Kontakte während eines Kontaktöffnungsvorganges zu bewirken. Wenn das letztere nicht der Fall wäre, könnte die Kontakttrennung durch die Kraft des Restmagnetismus vereitelt werden. Es ist bekannt, daß eine magnetische Anordnung alternierenden oder periodischen HOLD-Impulsen ausgesetzt ist. Dadurch kann magnetischer Lärm entstehen. Wenn die Nippel oder Vorsprünge 326 nicht vorhanden wären, könnten die HOLD-lmpulse den Mittelschenkel 322 des sich bewegenden Ankers 40' veranlassen, in der Art zu vibrieren, wie der Magnetkern eines Radiolautsprechers bei Vorhandensein seines Ansteuersignales vibriert. Außerdem kann der Einfluß des periodischen HOLD-Impulses den Rückenabschnitt des Ankers 40' veranlassen, sich zur Mitte hin zu biegen und somit die Schenkel 330 und 331 des bewegbaren Ankers 40' zu veranlassen, sich entsprechend zu bewegen und an den Stirnflächen der komplementären Schenkel 330 und 331 des Permanentmagneten 36' zu reiben oder zu rutschen. Dies hat die Wirkung erhöhten Oberflächenverschleißes, was unerwünscht ist. Um die Verbiegung und die Abnutzung zu eliminieren, jedoch den Luftspalt beizubehalten, ist der Nippel oder der Vorsprung 336 vorgesehen. Dieses verhindert die Bewegung der Schenkel 322 unter der Wirkung der Halteimpulse, reduziert jedoch dessenungeachtet den Restmagnetismus zu einem Punkt, bei dem die Abdrückfeder 34' wirksam arbeitet.

Claims

1. Elektromagnetisches Schütz, das aufweist, einen ersten Kontakt (22, 26); einen zweiten Kontakt (46, 48) der in eine Stellung zu bringen ist, in der er mit dem ersten Kontakt eine elektrische Verbindung herstellt; einen Elektromagneten (30) mit einem bewegbaren Anker (40), der mechanisch mit dem zweiten Kontakt gekuppelt ist, um den zweiten Kontakt in der Stellung zur elektrischen Verbindung mit dem ersten Kontakt in Abhängigkeit von einem durch eine Wicklung (31) des Elektromagneten fließenden Stroms zu halten; wobei eine Abdruckfeder (34) den ersten Kontakt (22,26) in Richtung von dem zweiten Kontakt (46,48) weg vorspannt,

dadurch gekennzeichnet, daß der Strom die Form einer Folge von phasenanschnitt-gesteuerten Stromimpulsen hat, daß eine Meßeinrichtung (R7,U1) vorgesehen ist, um den Amplitudenwert der Folge der phasenanschnittgesteuerten Stromimpulse zu messen; daß an den Elektromagneten eine Stromzufuhrsteuereinrichtung (Q1) angeschlossen ist, um die Serie der elektrischen Stromimpulse, die durch die Wicklung (31) fließen, zu steuern; und daß an die Meßeinrichtung (R7,U1) und die Stromzufuhrsteuereinrichtung (Q1) ein Mikroprozessor (U2) angeschlossen ist, um den Amplitudenwert der Stromimpulse mit einem gespeicherten Referenzwert zu vergleichen, wobei der Mikroprozessor (U2) einen gespeicherten Phasenanschnittwinkel an die Stromzufuhrsteuereinrichtung liefert und den Scheitelwert des sich ergebenden Stromimpulses mit dem gespeicherten Referenzwert vergleicht, woraufhin der gespeicherte Phasenanschnittwinkel inkremental erhöht wird, wenn der sich ergebende Scheitelwert des Stromes den gespeicherten Referenzwert übersteigt, und der gespeicherte Phasenanschnittwinkel inkremental vermindert wird, wenn der gespeicherte Referenzwert den sich ergebenden Scheitelwert des Stromimpules übersteigt.

2. Schütz nach Anspruch 1, bei dem der Mikroprozessor (U2) einen Analog-/Digital-Wandler enthält, um den Amplitudenwert in eine Digitalzahl zu wandeln, die erforderlichenfalls um ein digitales Inkrement von Eins während einer Halbschwingung des Stromimpulses verändert wird, bis der Referenzwert erreicht ist.

3. Schütz nach Anspruch 1, bei dem der Stromimpuls ein Halbwellen-Wechselstromimpuls ist, der über einen Vollwellengleichrichter (BR1) geliefert wird.

4. Schütz nach Anspruch 1, bei dem die Stromzufuhrsteuereinrichtung einen Triac (Q1) enthält.