DE3883487T2

DE3883487T2 - Stereodemodulator und Demodulationsverfahren dazu.

Info

Publication number: DE3883487T2
Application number: DE88119243T
Authority: DE
Inventors: Kazuhisa Ishiguro; Mikio Yamagishi
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1987-11-19
Filing date: 1988-11-18
Publication date: 1993-12-09
Anticipated expiration: 2008-11-19
Also published as: US4944010A; EP0316952A2; EP0316952A3; KR890009065A; KR960012794B1; DE3883487D1; JPH01133439A; EP0316952B1; JP2630787B2

Description

Hintergrund der Erfindung

Erfindungsgebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Stereodemodulator und ein Demodulationsverfahren dazu und insbesondere einen Stereodemodulator und ein Demodulationsverfahren dazu, zum Demodulieren der rechten und linken Stereosignale aus einem zusammengesetzten Signal eines Pilot-Tonsystems, das durch FM (frequenzmodulierte)-Rundfunkübertragung übertragen wird.

Beschreibung des Standes der Technik

Ein FM-Rundfunkübertragungssystem ist als Rundfunkübertragungssystem zum Reproduzieren eines Audiosignals mit dreidimensionalen Reichweiten bekannt.
Eines der FM-Stereo-Rundfunkübertragungssysteme ist ein Pilot-Tonsystem (ein AM-FM-System mit unterdrücktem Träger) zum Übertragen eines Signals mit einem Frequenzspektrum wie in der Figur 1 dargestellt.
Bezugnehmend auf Fig. 1 hat ein Stereosignal eines Pilot- Tonsystems einen Hauptkanal mit einem Frequenzband von 15 kHz oder weniger und einen Unterkanal mit einem Frequenzband von 23 kHz bis 53 kHz. Ein Summensignal (L+R) ist dem Hauptkanal zugewiesen. Im Summensignal repräsentiert das L- Signal ein linkes Stereosignal und das R-Signal ein rechtes Stereosignal. Der Unter- oder Teilkanal überträgt eine modulierte unterdrückte Trägerwelle (eine Doppelseitenbandwelle mit 38 kHz als Träger) basierend auf einem Differenzsignal (L-R). Ein Pilotsignal mit einer Frequenz von 19 kHz, d.h. der Hälfte von 38 kHz, wird zum Zweck der Identifikation eines Mono- oder Stereorundfunkübertragungssignals und zum Zweck der kompatiblen Demodulation des Mono/Stereo-Rundfunkübertragungssignals addiert. Der Hauptkanal, der Teilkanal und das Pilotsignal werden in einer Form übertragen, in der diese Signale frequenzgeteilt und gebündelt als eine Radiowelle (ein Hauptträger) sind. Dieses gebündelte Signal wird als ein zusammengesetztes Stereosignal bezeichnet, das durch die folgende Gleichung repräsentiert wird.
A(t) = (L+R) + (L-R)cosωt + Pcos(ωt/2),
wobei L und R die jeweiligen Amplituden des L-Signals und R-Signals repräsentieren, ω eine Winkelfrequenz des Teilträgers P ist und eine Amplitude des Pilotsignals repräsentiert.
Dieses zusammengesetzte Stereosignal wird durch einen FM- Empfänger empfangen. Das an einem Ausgang eines im FM-Empfänger enthaltenen FM-Detektorschaltkreises erhaltene zusammengesetzte Stereosignal wird durch einen Stereodemodulator, wie in der Fig. 2 gezeigt, demoduliert.
Bezugnehmend auf die Fig. 2 umfaßt die Signaleingangsstufe des FM-Empfängers einen Radiofrequenz-Verstärker 101, einen Frequenzwandler/Zwischenfrequenz-Verstärker 102 und einen FM-Detektor 103. Der FM-Detektor 103 gibt aus einem verstärkten Zwischenfrequenzsignal ein gewünschtes zusammengesetztes Stereosignal ab.
Der Stereodemodulator hat eine Signal-Verstärker 401 zum Verstärken eines zusammengesetzten Signals vom FM-Detektor, einen Teilkanal-Demodulator 405 und eine PLL(-phasenverriegelte) Schleife 407 zum Erzeugen von zwei Arten unterschiedlicher Signale, und die Matrixschaltungen 408 und 409 zum Erzeugen eines L-Signals und eines R-Signals.
Das zusammengesetzte Ausgangssignal des Signalverstärkers 401 wird an einen Trennjustierer 403 angelegt. Der Trennjustierer 403 justiert eine Größe des Summensignals (L+R), das in dem zugeführten, zusammengesetzten Signal enthalten ist, wodurch die Trennung zwischen dem Summensignal und dem Differenzsignal eingestellt wird, d.h. die Trennung zwischen rechtem und linkem Stereosignal.
Die PLL 407 erzeugt einen reproduzierten Unterträger mit 38 kHz, das phasenverriegelt mit der des Pilotsignals des zusammengesetzten Signals ist.
Der Teilkanaldemodulator 405 demoduliert ein Differenzsignal mit positiver Polarität (L-R) und ein Differenzsignal mit negativer Polarität -(L-R) unter Verwendung eines trägerunterdrückten Doppelseitenband (DSB)-Signals vom zusammengesetzten Signalverstärker 401 und dem reproduzierten Teilträger der PLL 407. Die Matrixschaltung 408 empfängt das Summensignal (L+R) vom Trennjustierer 403 und das Differenzsignal (L-R) vom Teilkanal-Demodulator 405 und führt eine Matrixverarbeitung durch, d.h. eine Addition, um das linke Stereosignal L zu erzeugen. Die Matrixschaltung 409 führt eine Matrixverarbeitung des Summensignals (L+R) und des negativen Differenzsignals -(L-R) durch und erzeugt das rechte Stereosignal R.
Das linke und das rechte Stereosignal L und R von den Matrixschaltungen 408 und 409 werden jeweils Entzerrungsschaltungen 410 und 411 zugeführt, wo diese Signale entzerrt und unnötig hochfrequente Komponenten entfernt werden.
Bei der vorstehend beschriebenen Konstruktion wird zum Zeitpunkt des Empfangs eines Mono-Rundfunksignals ein Monosignal durch den Hauptkanal übertragen, aber ein Stereo- Teilkanalsignal und ein Pilotkanal werden nicht übertragen. Demgemäß wird dasselbe Monosignal (L+R) an den Ausgängen der Entzerrungsschaltungen 410 und 411 erhalten.
Fig. 3 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Beispieles eines konkreten Aufbaus des vorstehend beschriebenen Stereodemodulators, der beispielsweise angegeben ist in "'85 Sanyo Semicoductor Handbook, Monolithic Bipolar Integrated Circuits", Seite 360, veröffentlicht am 20 März 1985, sowie auch beispielsweise in der GB-A-2061675, die einen ähnlichen Stereodemodulator offenbart.
Bezugnehmend auf Fig. 3 umfaßt der Stereodemodulator einen Verstärker 2 zum Verstärken eines zusammengesetzten Stereosignals, welches über eine Eingangsklemme 1 zugeführt worden ist, einen Block 50 zum Erzeugen eines Summensignals (L+R), einen Block 60 zum Erzeugen von zwei Arten von Differenzsignalen (L-R) und -(L-R), eine Matrixschaltung 90 zur Durchführung der Matrixverarbeitung des Summensignals ein und der Differenzsignale von den Blöcken 50 und 60, um ein rechtes und ein linkes Stereosignal R und L zu erzeugen, und eine Ausgangsschaltung 80 zum Empfangen des Ausgangs der Matrixschaltung 90 und Weiterleiten derselben in eine folgende Stufe, beispielsweise einen Niederfrequenz- Verstärker (nicht dargestellt).
Der Summensignal-Schaltblock 50 umfaßt npn-Bipolar-Transistoren 7 und 8, die das zusammengesetzte Stereosignal vom Verstärker 2 an ihren Basen empfangen und an ihren Kollektoren das Summensignal (L+R) erzeugen. Der Transistor 7 ist mit seinem Kollektor an einen Knoten n1 und mit seinem Emitter über einen Widerstand R1 und einen veränderbaren Widerstand ( Varistor) R3 an Massepotential angeschlossen. Der Transistor 8 ist mit seinem Kollektor mit einem Knoten N2 und mit seinem Emitter über die Widerstände R2 und R3 mit Massepotential verbunden. Der Varistor R3 justiert zusammen mit den Widerständen R1 und R2 die Verstärkungsfaktoren der Transistoren 7 und 8.
Der Differenzsignal-Demodulier-Schaltblock 60 hat eine erste Differenzschaltung 3 zum Empfangen des zusammengesetzten Stereosignals vom Verstärker 2 als Eingangssignal, eine Analyseschaltung 14 zum Erzeugen eines Schaltsignals vom 38 kHz phasenverriegelte zu dem Pilotsignal mit 19 kHz, und zweite und dritte Differenzschaltungen 4 und 5 zum Demodulieren der Differenzsignale gemäß dem Ausgang der ersten Differenzschaltung 3 in Abhängigkeit von dem Schaltsignal von der Analyseschaltung 14.
Die erste Differenzschaltung 3 hat bipolare npn-Transistoren 12 und 13. Die Basis des Transistors 12 ist an einen Ausgang des Verstärkers 2 angeschlossen, der Emitter ist über einen Widerstand 10 an eine Konstantstromquelle 21 angeschlossen und an seinem Kollektor wird ein invertiertes Signal des Ausgangs am Verstärker 2 ausgegeben. Die Basis des Transistors 13 ist an eine Referenz-Vorspannungsversorgung +B angeschlossen, sein Emitter ist über einen Widerstand 11 an die Konstantstromquelle 21 angeschlossen und am Kollektor wird ein nichtinvertiertes Signal des Ausgangs des Verstärkers 2 erzeugt.
Die zweite Differenzschaltung 4 hat bipolare npn-Transistoren 15 und 16. Der Transistor 15 empfängt an seiner Basis ein Signal von 38 kHz mit einer ersten Polarität von der Analyseschaltung 14, sein Emitter ist an den Transistor 12 angeschlossen und sein Kollektor ist an den Knoten N1 angeschlossen. Der Transistor 16 empfängt an seiner Basis ein Schaltsignal mit 38 kHz und einer zweiten Polarität von der Analyseschaltung 14, sein Emitter ist an den Kollektor des Transistors 12 angeschlossen und sein Kollektor ist an den Knoten N2 angeschlossen. Die Schaltsignale mit den ersten und zweiten Polaritäten von der Analyseschaltung 14 haben entgegengesetzte Phasen, namentlich den Phasenunterschied von 180º zueinander. Die zweite Differenzschaltung 4 multipliziert das Schaltsignal der Analyseschaltung 4 mit dem Ausgang des Kollektors des Transistors 12 der ersten Differenzschaltung 3 und gibt das Multiplikationsergebnis aus. Demgemäß wird, wenn das Differenzsignal -(L-R) am Kollektorausgang des Transistors 15 erzeugt wird, das Differenzsignal (L-R) mit entgegengesetzter Phase am Kollektorausgang des Transistors 16 erzeugt.
Die dritte Differenzschaltung 5 hat bipolare npn-Transistoren 17 und 18. Der Transistor 17 empfängt an seiner Basis das Schaltsignal mit der zweiten Polarität von der Analyseschaltung 14, sein Emitter ist an den Kollektor des Transistor 13 angeschlossen und sein Kollektor ist mit dem Knoten N1 verbunden. Der Transistor 18 empfägt an seiner Basis das Schaltsignal mit der ersten Polarität von der Analyseschaltung 14, sein Emitter ist mit dem Kollektor des Transistors 13 verbunden und sein Kollektor ist mit dem Knoten N2 verbunden. Demgemäß werden wie auf die gleiche Art und Weise wie bei der zweiten Differenzschaltung 4 an den Kollektoren der Transistoren 17 und 18 die Differenzsignal in einander entgegengesetzter Phase erzeugt. Gemäß dem vorstehend beschriebenen Beispiel wird das Differenzsignal -(L-R) am Kollektorausgang des Transistors 17 und das Differenzsignal (L-R) am Kollektorausgang des Transistors 18 erzeugt.
Die Matrixschaltung 90 führt eine Matrixverarbeitung durch, insbesondere eine Addition des Summensignals (L+R) vom Summensignal-Schaltblock 15 und den zwei Differenzsignalen (L-R) und -(L-R) vom Differenzsignal-Demodulierschaltblock 60, wodurch die rechten und linken Stereosignale R und L erzeugt werden.
Der Ausgangsschaltblock 80 hat zwei Stromspiegelschaltungen. Die erste Stromspiegelschaltung hat bipolare pnp-Transistoren Tr1 und Tr2, der Transistor Tr2 ist mit seiner Basis und seinem Kollektor an den Knoten N1 angeschlossen, und sein Emitter ist mit einem Stromversorgungspotential +Vcc verbunden. Der Transistor Tr1 ist mit seinem Emitter an das Stromversorgungspotential +Vcc angeschlossen, seine Basis ist an den Knoten N1 und sein Kollektor an die Ausgangsklemme 19 angeschlossen. Die Ausgangsklemme 19 ist mit einem Widerstand R4 versehen,um den Kollektorstrom des Transistors Tr1 in ein Spannungssignal umzuwandeln. In der ersten Stromspiegelschaltung fließt ein Kollektorstrom gleich dem Kollektorstrom des Transistors Tr2 durch den Transistor Tr1.
Die zweite Stromspiegelschaltung hat einen diodengeschalteten, bipolaren pnp-Transistor Tr3 und einen bipolaren pnp- Transistor Tr4 für den Ausgang. Der Transistor Tr3 ist mit seiner Basis und seinem Kollektor an dem Knoten N2 angeschlossen, und sein Emitter ist mit dem Stromversorgungspotential +Vcc verbunden. Der Transistor Tr4 ist mit seinem Emitter an das Stromversorgungspotential +Vcc, seine Basis ist an den Knoten N2 und sein Kollektor an eine Ausgangsklemme 20 angeschlossen. Die Ausgangsklemme 20 ist mit einem Widerstand R5 zur Strom-Spannungs-Umwandlung verbunden. Der Widerstand R5 ist zwischen Ausgansklemme 20 und Massepotential geschaltet. Auch in der zweiten Stromspiegelschaltung fließt in den Transistoren Tr3 und Tr4 ein gleicher Kollektorstrom.
Nun wird die Funktionsweise kurz beschrieben.
Die Transistoren 7 und 8 empfangen das zusammengesetzte Stereosignal vom Verstärker 2 an ihren jeweiligen Basen und erzeugen das Summensignal (L+R) des Hauptkanals an ihren jeweiligen Kollektoren. Die erste Differenzschaltung 3 erhält den Ausgang vom Verstärker 2 an der Basis des Transistors 12. Die Emitter der Transistoren 12 und 13 sind über die Widerstände 10 und 11 jeweils mit der Gleichstromquelle 21 verbunden, und die Basis des Transistors 13 ist an die Referenz-Vorspannugs-Leistungsversorgung +B angeschlossen. Wenn kein Signal angelegt ist, sind die Basisspannungen der Transistoren 12 und 13 der ersten Differenzschaltung 3 gleich, und die jeweiligen Emitterströme derselben sind ebenfalls einander gleich. Wenn das zusammengesetzte Stereosignal vom Verstärker 2 größer als die Referenzspannung +B wird, steigt der Emitterstrom i1, namentlich der Kollektorstrom des Transistors 12. Im entgegengesetzten Fall fällt der Emitterstrom i1 des Transistors 12 (der Kollektorstrom). Die Summe der Emitterströme der Transistoren 12 und 13 ist gleich einem konstanten Strom I, der in der Konstantstromquelle 21 fließt. Daraus folgt, daß die Kollektoren der Transistoren 12 und 13 als Kollektorströme teilkanal-subträgerunterdrückte Differenzsignalkomponenten mit einander entgegengesetzten Phasen erzeugen.
Bei der zweiten und der dritten Differenzschaltung 4 und 5 werden Signale mit 38 kHz mit einander entgegengesetzten Phasen von der Analyseschaltung 14 an die jeweiligen Basen der Transistoren 15 und 18 und 16 und 17 angelegt. Demgemäß werden die Transistoren 15 und 18 gleichzeitig eingeschaltet und andererseits die Transistoren 16 und 17 gleichzeitig eingeschaltet. Das Leitendwerden der Transistoren 15 und 18 und das Leitendwerden der Transistoren 16 und 17 tritt abwechselnd auf. Die Emitter der Transistoren 15 und 16 sind mit dem Kollektor des Transistors 12 verbunden, während die Emitter der Transistoren 17 und 18 mit dem Kollektor des Transistors 13 verbunden sind. Demgemäß werden an den Kollektoren der gleichzeitig eingeschalteten Transistoren in der zweiten und der dritten Differenzschaltung die einander entgegengesetzten Differenzsignale (L-R) und -(L-R) erzeugt. Die zweite und die dritte Differenzschaltung demodulieren die zwei Differenzsignale durch Multiplizieren des Schaltsignals von der Analyseschaltung 14 mit dem Ausgang der ersten Differenzschaltung 3.
Die Matrixschaltung 90 führt die Addition des Summensignals und des Differenzsignals, die an den Knoten N1 und N2 zugeführt werden, durch. Als ein Ergebnis werden an den Knoten N1 und N2 in Form von Stromsignalen linke und rechte Stereosignale L und R erzeugt.
Im Ausgangsschaltkreis 80 werden an den Kollektoren der Transistoren Tr1 und Tr4 jeweils Kollektorströme gleich denen der Transistoren Tr2 und Tr3 erzeugt. Die Kollektorströme der Transistoren Tr1 und Tr4 werden jeweils durch die Widerstände R4 und R5 in Spannungssignale umgewandelt, und die umgewandelten Signale werden als linkes Stereosignal L bzw. rechtes Stereosignal R an den Ausgangsklemmen 19 und 20 ausgegeben.
Bei dem vorstehend beschriebenen, herkömmlichen Stereodemodulator sind die Transistoren 7, 8, 12 und 13 in der Eingangsstufe so ausgebildet, daß sie in einem linearen Bereich durch Anlegen einer Spannung arbeiten. Die VBE-IC- Charakteristik der Transistoren hat jedoch nichtlinear ansteigende Charakteristiken. Genauer gesagt, ein Bereich in der Nähe des Ausschaltbereiches des Transistors hat eine Charakteristikkurve, die größtenteils von einer geraden Linie abweicht. Als Konsequenz tritt in der Basis Emitter- Spannung jedes der Transistoren 7, 8, 12 und 13 eine nichtlineare Verzerrung auf, die eine Verschlechterung der Linearität des Stereodemodulators verursacht, d.h. eine Verschlechterung seines Klirrfaktors, wodurch es schwierig wird, die rechten und linken Stereosignale korrekt zu reproduzieren.
Um die erste Differenzschaltung 3 im linearen Bereich zu betreiben, sollte der maximale Pegel des Eingangssignals, das an die Basis des Transistors 12 angelegt wird, begrenzt sein. Demgemäß ist der dynamische Bereich begrenzt und der Eingangssignalpegelbereich, der ein gutes S/N(Signal-Rauschen)-Verhältnis schafft, ist ebenfalls eingeschränkt. Wenn beispielsweise davon ausgegangen wird, daß die Referenz-Gleichstromspannung +B, die an die Basis des Transistors 13 angelegt wird, +3V ist, die Werte der Emitterwiderstände 10 und 11 jeweils 1 kX sind, und daß der Konstantstrom I, der in der Konstanzstrom-Quelle 21 fließt, 1mA ist, dann ist der Maximalpegel des Eingangssignals 1Vp(700- Vrms) mit Bezug auf die Gleichstromspannung +B als Referenzspannung, und wenn ein größeres Signal angelegt wird, kann eine Verschlechterung des S/N-Verhältnisses nicht vermieden werden.

Zusammenfassung der Erfindung

Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, einen Stereodemodulator zu schaffen, bei dem es möglich ist, die vorstehend beschriebenen Nachteile des herkömmlichen Stereodemodulators zu beseitigen.
Im Einzelnen ist es das Ziel der vorliegenden Erfindung, einen Stereodemodulator (Patentanspruch 1) zu schaffen, bei dem ein maximaler Eingangssignalpegel erhöht ist, ohne daß der Klirrfaktor verschlechtert wird.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, ein Stereodemodulationsverfahren (Patentanspruch 9) eines Matrixsystems zu schaffen, mit dem es möglich ist, den maximalen Eingangssignalpegel zu erhöhen, ohne daß der Klirrfaktor verschlechtert ist.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, einen Stereoempfänger (Patentanspruch 10) zu schaffen, der einen ausgezeichneten dynamischen Bereich und ein ausgezeichnetes N/N-Verhältnis hat.
Ein Stereodemodulator gemäß der vorliegenden Erfindung hat: einen ersten Verstärker für Negativ-Rückkoppelungs-Verstärkung eines FM-detektierten zusammengesetzten Stereosignals, einen Summensignaldetektor zum Empfangen eines Ausgangs des ersten Verstärkers und Detektieren eines Stereo-Summen-Ausgangssignals in Form eines Stromsignals, einen Teilkanaldetektor zum Durchführen der Negativrückkoppelungsverstärkung des FM-detektierten zusammengesetzten Stereosignals und Detektieren und Ausgeben eines Teilkanal-Signals in Form eines Stromsignals, einen Differenzsignaldemodulator zum Empfangen des Stromausgangs am Teilkanal-Detektor zum Demodulieren eines Stereo-Differenzsignals durch Multiplizieren des Ausgangs mit einem Signal mit derselben Frequenz wie der des Teilträgersignals, phasenverriegelte zum Pilotsignal und Ausgeben des demodulierten Differenzsignals in Form eines Stromsignals, und eine Matrixschaltung zum Durchführen der Matrixverarbeitung des Stromausgangs des Summensignaldetektors und des Stromausganges des Differenzsignal-Demodulators, um die rechten und linken Stereo-Signale zu bilden.
In dem Stereodemodulator gemäß der vorliegenden Erfindung werden nach der Negativ-Rückkoppelungsverstärkung eines zusammengesetzten Stereosignals ein Stereo-Summensignal und ein Stereo-Teilkanalsignal detektiert. Demgemäß ist zum Zeitpunkt des Detektierens der Signale eine lichtlineare Verzerrung unterdrückt und der Klirrfaktor verbessert. Da der Differenzsignal-Demodulator das Teilkanal-Signal in Form eines Stromsignals erhält, ist zusätzlich der Maximalpegel des Eingangssignals der Teilkanal-Detektorschaltung weniger begrenzt und damit hat der Stereodemodulator gemäß der vorliegenden Erfindung einen verbesserten dynamischen Bereich und ein verbessertes S/N-Verhältnis.
Die vorstehenden und andere Ziele, Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung gehen aus der folgenden detaillierten Beschreibung der vorliegenden Erfindung anhand der begleitenden Figuren hervor.

Kurze Beschreibung der Figuren

Fig. 1 zeigt ein Frequenzspektrum eines zusammengesetzten Stereosignals eines Pilot-Tonsystems,
Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild des schematischen Aufbaus eines Stereodemodulators;
Fig. 3 ein Schaltkreisdiagramm eines speziellen Konstruktionsbeispieles eines herkömmlichen Stereodemodulators;
Fig. 4 ein Schaltkreisdiagramm der Konstruktion eines Stereodemodulators gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform

Fig. 4 ist ein Schaltkreisdiagramm einer Konstruktion eines Stereodemodulators eines Matrixsystems gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Bezugnehmend auf Fig. 4 hat der Stereodemodulator:
einen Vorverstärker 48 zum Verstärken eines zusammengesetzten Stereosignals, das über eine Eingangsklemme 47 angelegt wird, einen Hauptkanal-Ausgangsschaltkreis 22 zum Verstärken des zusammengesetzten Stereosignals vom Vorverstärker 48 mit negativer Rückkoppelung und Ausgeben eines Summensignals (L+R) eines Hauptkanals in Form eines Stromsignals, eine Unterkanal-Signaldetektorschaltkreis 300 zum Verstärken des zusammengesetzten Stereosignals, das in dem Hauptkanal-Ausgangsschaltkreis 22 negativ gekoppelt verstärkt ist, mit negativer Rückkoppelung und Detektieren eines Unterkanal-Stereosignals in Form eines Stromsignals, einen Differenzsignal-Demodulatorschaltkreis 31 zum Demodulieren von zwei Arten Differenzsignalen (L-R) und -(L-R) bei Empfang eines trägerunterdrückten DSB-Signals vom Detektorschaltkreis 300, und eine Matrixschaltung 41 zum Durchführen einer Matrixverarbeitung (Addition) des Summensignals, welches vom Hauptkanal-Ausgangsschaltkreis 22 empfangen worden ist und den Differenzsignalen, die vom Differenzsignal-Demodulierschaltkreis 31 empfangen sind und Erzeugen von rechten und linken Stereosignalen R und L.
Der Hauptkanal-Ausgangsschaltkreis 22 hat einen Eingangswiderstand 23 zum Empfangen eines Ausgangs des Vorverstärkers 48, einen Operationsverstärker 25 zur Invertierende Verstärkung einer Signalspannung, die über den Eingangswiderstand 23 angelegt wird, unter Verwendung einer Referenzspannung +VB als Referenzwert, einen Spannungs-Strom (V-I)- wandelnden-Transistor 26 zum Umwandeln eines Ausgangsspannungssignals vom Verstärker 25 in ein Stromsignal, einen Widerstand 24 zum Rückkoppeln des Ausgangs des Verstärkers 25 an einen invertierenden Eingang und einen variablen Lastwiderstand 49 zum Einstellen einer Umwandlungsgeschwindigkeit von Spannung in Strom. Der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 25 ist an das Referenzstrom-Versorgungspotential +VB über einen Verschiebespannungs-Einstellwiderstand R10 angeschlossen, und sein invertierender Eingang ist an einen Punkt der Verbindung zwischen den Widerständen 23 und 24 angeschlossen. Der V-I-wandlende, bipolare npn-Transistor 26 ist mit seiner Basis mit dem Ausgang des Verstärkers 25 verbunden, sein Emitter ist über den Lastwiderstand 49 mit dem Massepotential verbunden und sein Kollektor erzeugt ein Summensignal (L+R) in Form eines Stromsignals. Der Negativ-Rückkoppelungswiderstand 24 ist zwischen den Emitter des Transistors 26 und den invertierenden Eingang des Verstärkers 25 geschaltet, wodurch eine negative Rückkoppelungsschleife des Verstärkers 25 gebildet wird.
Der Unterkanal-Signaldetektorschaltkreis 300 besteht aus: einem nichtinvertierenden Verstärker 27 zum Verstärken des Spannungssignals ohne Invertierung, welches durch den negativen Rückkoppelungsverstärker 25 (genauer gesagt die Emitterspannung des V-I-umwandelnden Transistors 26) verstärkt wurde, einen zweiten V-I-umwandelnden, bipolaren npn- Transistor 29 zum Umwandeln des Spannungsausgangs-Signals vom nichtinvertierenden Verstärker 27 in einen elektrischen Strom, einen invertierender Verstärker 28 zum invertierenden Verstärken des Ausgangsspannungs-Signals vom Verstärker 25, einen dritten V-I-umwandlenden, bipolaren npn-Transistor 30 zum Umwandeln des Ausgangsspannungs-Signals vom Invertierender Verstärker 28 in ein Stromsignal, und eine erste und eine zweite Stromspiegelschaltung 38 und 39 zum Ausgeben von Stromsignalen gleich den Ausgangsstromsignalen des zweiten bzw. dritten V-I-umwandelnden Transistors 29 und 30. Der Nichtinvertierender Eingang des Verstärkers 27 ist mit dem Emitter des ersten V-I-umwandelnden Transistor 26 verbunden, sein Ausgang ist mit der Basis des zweiten V- I-umwandelnden Transistors 29 verbunden und sein invertierender Eingang ist mit dem Emitter des Transistors 29 verbunden. Der Emitter des zweiten V-I-umwandelnden Transistors 29 ist ebenfalls über einen Lastwiderstand R23 an Massepotential angelegt. Der Verstärker 27 wird durch einen Spannungsfolger betätigt, um den Transistor 29 in Arbeitslage zu schalten. Der Transistor 29 erzeugt an seinem Kollektor ein Stromsignal entsprechend dem Ausgangsspannungs-Signal vom Verstärker 27. Der invertierende Verstärker 28 ist mit seinem nichtinvertierenden Eingang mit dem Referenzpotential +VB und mit seinem invertierenden Eingang mit dem Emitter des ersten V-I-umwandelnden Transistors 26 über einen Widerstand R24 verbunden. Die Basis des Transistors 30 ist mit einem Ausgang eines invertierende Verstärkers 28 verbunden und sein Emitter ist mit dem invertierender Eingang des Verstärkers 28 über einen negativ rückgekoppelten Widerstand R25 und auch über einen Lastwiderstand R26 mit dem Massepotential verbunden. Der Transistor 30 erzeugt an seinem Kollektor ein Stromsignal entsprechend dem Spannungsausgangssignal am invertierenden Verstärker 28. Die Verstärker 27 und 28 sind durch Operationsverstärker gebildet.
Die erste Stromspiegelschaltung 38 hat einen Eingangstransistor Tr17 in Diodenschaltung und einen Ausgangstransistor Tr18. Die Basis und der Kollektor des pnp-Transistors Tr17 sind mit dem Kollektor des Transistors 29 verbunden und der Emitter ist mit einem Betriebsstromversorgungspotential +Vcc verbunden. Der Emitter des bipolaren pnp-Transistors Tr18 ist an das Stromversorgungs-Potential +Vcc angeschlossen, seine Basis ist mit der Basis des Transistors Tr17 verbunden und sein Kollektor dient zum Erzeugen eines Kollektorstroms gleich dem Kollektorstrom des Transistors 29
Die zweite Stromspiegelschaltung 39 hat einen Eingangstransistor Tr19 in Diodenschaltung und einen Ausgangstransistor Tr20 zum Ausgeben eines Unterkanal-Signals. Der Emitter des bipolaren pnp-Transistors Tr19 ist mit dem Betriebsstromversorgungspotential +Vcc verbunden, und seine Basis und sein Kollektor sind mit dem Kollektor des Transistors 30 verbunden. Der Emitter des bipolaren pnp-Transistors Tr20 ist mit dem Betriebsstromversorgungspotential +Vcc verbunden, seine Basis ist mit der Basis des Transistors Tr21 verbunden und sein Kollektor dient zum Erzeugen eines Kollektorstroms, namentlich eines Unterkanalsignals, das im Wert gleich dem Kollektorstroms des Transistors 30 ist.
Die Verstärker 27 und 28 haben beide einen Verstärkungsfaktor 1. Die Stromspiegelschaltungen 38 und 39 erzeugen DSB- Signale mit einander entgegengesetzten Phasen in Form von Stromsignalen.
Der Differenzsignal-Demodulierschaltkreis 31 hat eine dritte und eine vierte Stromspiegelschaltung 34 und 37, einen ersten und einen zweiten Differenzschaltkreis 310 und 311 und eine PLL-Schaltung 40.
Die dritte Stromspiegelschaltung 34 hat einen bipolaren npn-Transistor Tr21 und einen bipolaren npn-Transistor Tr22. Die Basis des Transistors Tr21 ist mit dem Kollektor des Transistors Tr18 verbunden, sein Emitter ist mit dem Massepotential verbunden und sein Kollektor dient zum Erzeugen eines Stromsignals entsprechend dem Kollektorstrom des Transistors Tr18. Die Basis des Transistors Tr22 und der Kollektor sind mit der Basis des Transistors Tr21 verbunden, und sein Emitter ist mit dem Massepotential verbunden. Der Transistor Tr22 ist zwischen Basis und Emitter in Abhängigkeit von dem Kollektorstrom durch den Transistor Tr18 vorgespannt, um zu bewirken, daß ein Kollektorstrom gleich dem Kollektorstrom des Transistors Tr18 fließt. Da die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Tr22 die Basis- Emitter-Spannung des Transistors Tr21 wird, wird im Transistor Tr21 ein Kollektorstrom gleich dem Kollektorstrom des Transistors Tr18 erzeugt.
Eine vierte Stromspiegelschaltung 37 hat einen bipolaren nPn-Transistor Tr23 und einen diodengeschalteten, bipolaren npn-Transistor Tr24. Der Transistor Tr23 ist mit seiner Basis mit dem Kollektor des Transistors Tr20 verbunden, und sein Emitter ist mit dem Massepotential verbunden. Der Transistor Tr24 ist mit seiner Basis und mit seinem Kollektor mit der Basis des Transistors Tr23 verbunden, und der Kollektor des Transistors Tr20 und sein Emitter sind an das Massepotential angelegt.
Der Transistor Tr23 erzeugt an seinem Kollektor einen Kollektorstrom gleich dem Kollektorstrom des Transistors Tr20 als Ergebnis der Stromspiegeloperation des Transistors Tr24.
Die PLL-Schaltung 40 detektiert ein Pilotsignal von 19 kHz, das in dem zusammengesetzten Stereosignsal enthalten ist, und leitet zwei Arten von Schaltsignalen mit 38 kHz phasenverriegelte zum Pilotsignal weiter. Diese zwei Arten von Schaltsignalen bilden ein entgegengesetzt zweiphasiges, nichtüberlappendes Schaltsignal.
Der erste Differenzschaltkreis 310 hat bipolare npn-Transistoren 32 und 33, die unterschiedlich in Abhängigkeit von den Schaltsignnalen von der PLL-Schaltung 40 arbeiten. Die Emitter der Transistoren 32 und 33 sind gemeinsam mit dem Kollektor des Transistors Tr21 verbunden. Die Schaltsignale mit entgegengesetzten Phasen von der PLL-Schaltung 40 werden an die Basen der Transistoren 32 und 33 gelegt. Demgemäß ist der Transistor 33 im ausgeschalteten Zustand, wenn der Transistor 32 im eingeschalteten Zustand ist.
Der zweite Differenzschaltkreis 311 hat bipolare npn-Transistoren 35 und 36, die unterschiedlich in Abhängigkeit von den Schaltsignalen mit den zwei Phasen (Unterschied von 180º zwischen den beiden) von der PLL-Schaltung 40 arbeiten. Die Transistoren 35 und 36 sind mit ihren Emittern gemeinsam mit dem Kollektor des Transistors Tr23 verbunden.
Die Kollektoren der Transistoren 32 und 35 sind mit dem Knoten N1 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 33 und 36 sind mit dem Knoten N2 verbunden. Die jeweiligen Transistoren 32, 33, 35 und 36 führen eine Multiplikation des Schaltsignals mit 38 kHz von der PLL-Schaltung 40 mit den jeweiligen Ausgängen der Stromspiegelschaltungen 34 und 37 durch. Demgemäß werden an den Knoten N1 und N2 Stromsignale entsprechend der Differenzsignale mit entgegengesetzten Phasen, (L-R) und -(L-R) erzeugt.
Die Matrixschaltung 41 zum Erzeugen der rechten und linken Stereosignale aus dem Summensignal und den Differenzsignalen umfaßt eine fünfte, eine sechste und eine siebte Stromspiegelschaltungen 42, 43 und 44.
Die fünfte Stromspiegelschaltung 42 hat einen diodengeschalteten, bipolaren pnp-Transistor Tr10, und bipolare pnp-Transistoren Tr11 und Tr12, deren Kollektoren jeweils an Konstanzstromquellen A1 und A2 angeschlossen sind. Der Emitter des Transistors Tr10 ist an das Betriebsstromversorgungspotential +Vcc angeschlossen, und seine Basis und sein Kollektor sind mit dem Kollektor des Transistors 26 verbunden. Der Transistor Tr11 ist mit seinem Emitter mit dem Betriebsstromversorgungspotential +Vcc verbunden, und seine Basis ist mit der Basis des Transistors Tr10 verbunden, und sein Kollektor ist nicht nur mit der Konstantstromquelle A1, sondern auch mit der Eingangsklemme 45 verbunden. Der Transistor Tr12 ist mit seinem Emitter an das Betriebsstromversorgungspotential +Vcc verbunden, seine Basis ist mit den Basen der Transistoren Tr10 und Tr11 und sein Kollektor nicht nur mit der Konstantstromquelle A2, sondern auch mit einer Eingangsklemme 46 verbunden.
Die sechste Stromspiegelschaltung 43 hat einen Ausgangstransistor Tr13 und einen diodengeschalteten Eingangs-transistor Tr14. Der bipolare pnp-Transistor Tr13 ist mit seinem Emitter an das Betriebsstromversorgungspotential +Vcc angeschlossen, und sein Kollektor ist mit der Ausgangsklemme 45 verbunden. Der bipolare pnp-Transistor Tr14 ist mit seinem Emitter an das Betriebsstrom-Versorgungspotential +Vcc angeschlossen, und seine Basis und sein Kollektor sind nicht nur mit der Basis des Transistors Tr13, sondern auch mit dem Knoten N1 verbunden.
Die siebte Stromspiegelschaltung 44 hat einen diodengeschalteten Eingangstransistor Tr15 und einen Ausgangstransistor Tr16. Der bipolare pnp-Transistor Tr15 ist mit seinem Emitter an das Betriebsstrom-Versorgungspotential angeschlossen, und seine Basis und sein Kollektor sind nicht nur mit der Basis des Transistors Tr16, sondern auch mit dem Knoten N2 verbunden. Der bipolare pnp-Transistor Tr16 ist mit seinem Emitter an das Betriebsstromversorgungspotential +Vcc angeschlossen, und sein Kollektor ist mit der Ausgangsklemme 46 verbunden.
Die Ausgangsklemmen 45 und 46 sind jeweils mit Lastwiderständen R21 und R22 versehen, um ein Stromsignal in ein Spannungssignal umzuwandeln, wobei die Widerstände jeweils parallel zu den Konstantstromquellen A1 und A2 liegen. Die Ausgangsklemmen 45 und 46 erzeugen die demodulierten linken und rechten Stereosignale L und R. Welche Ausgangsklemme das R-Signal oder das L-Signal erzeugt, ist abhängig von den Polaritäten der Schaltsignale, die an der PLL-Schaltung 40 ausgegeben werden, bestimmt. Im Folgenden wird die Funktionsweise beschrieben.
Ein an die Eingangsklemme 47 angelegtes, zusammengesetztes Stereosignal wird durch den Vorverstärker 48 verstärkt und danach mit negativer Rückkoppelung in einem negativ rückkoppelnden Verstärkungsabschnitt verstärkt, der den invertierende Verstärker 25, den Eingangswiderstand 23 und den negativen Rückkoppelungswiderstand 24 aufweist. Ausgehend davon, daß kein zusammengesetztes Stereosignal angelegt ist, ist die Emitterspannung des Transistors 26 gleich der Referenzspannung +VB. Wenn das zusammengesetzte Stereosignal vom Vorverstärker 48 weitergeleitet wird, ändert sich die Emitterspannung des Transistors 26 in Abhängigkeit von dem so zugeführten, zusammengesetzten Stereosignal. Die geänderte Emitterspannung wird auf den invertierender Eingang des invertierende Verstärkers 25 über den negativen Rückkoppelungswiderstand 24 zurückgeleitet. Der invertierende Verstärker 25 macht den Transistor 26 leitend, während an den Ausgang des invertierende Verstärkers 25 durch die Emitterspannung des Transistors 26 eine negative Rückkoppelung angelegt wird. Als ein Ergebnis wird die Eingangs-Ausgangs-Charakteristik des Verstärkers 25, d.h. die Nichtlinearität (lineare Verzerrung) der Basis-Emitter-Spannung VBE des Transistors 26, abgeschwächt und der Klirrfaktor verbessert. Der Transistor 26 wandelt den Ausgang des negativen Rückkoppelungs-invertierende Verstärkers 25 in ein Stromsignal um und erzeugt ein Summensignal des Hauptkanals an seinem Kollektor. Auf der anderen Seite erzeugt der Transistor 26 an seinem Emitter ein zusammengesetztes Stereosignal, das mit negativer Rückkoppelung verstärkt ist. Angenommen, daß das Referenzpotential +VB 3V ist, daß der Widerstandswert des negativen Rückkoppelungswiderstandes 24 20 kX zeigt und daß der Widerstandswert des Lastwiderstandes 49 5 kX ist, ist eine Klemmenspannung des Lastwiderstandes 49, d.h. die Emitterspannung des Transistors 26, ungefähr 2,4 Vp (Spitze) oder ungefähr 1,7 Vrms. Der Spitzenwert ist beträchtlich größer als der maximale Eingangspegel 700 mVrms (1 Vp) des herkömmlichen Gerätes, und damit sind der dynamische Bereich und das S/N-Vrhältnis verbessert. Das so mit negativer Rückkoppelung verstärkte, zusammengesetzte Stereosignal wird an den Subkanal-Signaldetektorschaltkreis 300 angelegt. Der negativ rückkoppelnde nichtinvertierende Verstärker 27 führt eine negativ rückkoppelnde, nichtumkehrende Verstärkung des zugeführten Signals durch und legt das so erhaltene Ausgangssignal an die Basis des Transistors 29. Der Transistor 29 wandelt die Ausgangsspannung des Verstärkers 27 in ein Stromsignal um und erzeugt an seinem Kollektor ein Signal entsprechend dem Subkanal-Signal. Ähnlich führt der negativ rückkoppelnde invertierende Verstärker 28 weiterhin eine negativ koppelnde invertierende Verstärkung des zusammengesetzten Stereosignals, das durch die negativ-rückkoppelnde invertierende Verstärkung erhalten worden ist, durch und legt den so erhaltenen Ausgang an die Basis des Transistors 29. Der Transistor 29 wandelt das Ausgangsspannungssignal vom Verstärker 28 in ein Stromsignal um und erzeugt an seinem Kollektor ein Subkanal-Stereosignal. Der Verstärker 27 führt eine nichtinvertierende Verstärkung durch, während der Verstärker 28 eine Invertierende Verstärkung durchführt. Daraus folgt, daß die Stromsignale, die an den jeweiligen Kollektoren der Transistoren 29 und 30 erzeugt worden sind, unter Kanalsignale mit entgegengesetzten Phasen sind. Zusätzlich ist die nichtlineare Verzerrung in der Basis-Emitter-Spannung abgeschwächt und damit zeigt der Detektorschaltkreis eine ausgezeichnete Linearität, da die Transistoren 29 und 30 durch die negativen Rückkoppelungsverstärker 27 und 28 jeweils leitend gemacht sind.
Die Kollektorströme der Transistoren 29 und 30 werden jeweils über die Stromspiegelschaltungen 38 und 39 stabil und korrekt an den Differenzsignal-Demodulatorschaltkreis 31 angelegt. Der Differenzsignal-Demodulatorschaltkreis 31 empfängt die zugeführten Stromsignale über die Stromspiegelschaltungen 34 und 37. Genauer gesagt werden das Stromausgangssignal der ersten Stromspiegelschaltung 38 der dritten Stromspiegelschaltung 34 und das Stromausgangssignal der zweiten Stromspiegelschaltung 39 der vierten Stromspiegelschaltung 37 zugeführt. Demgemäß werden in dem Differenzsignal-Demodulatorschaltkreis 31 die Eingangssignale in der Stromform angelegt, und daher tritt das Problem der Begrenzung des maximalen Eingangspegels zum Zeitpunkt des Empfangs eines Eingangssignals in der Spannungsform nicht auf, und der Eingangs-Spannungspegel muß nicht unnötig begrenzt werden.
Die Stromsignale, die der dritten und der vierten Stromspiegelschaltung 34 und 37 zugeführt werden, werden als ein gleiches Ausgangssignal an den jeweiligen Kollektoren der Transistoren Tr21 und Tr23 ausgegeben. Die Ausgangssignale der Stromspiegelschaltungen 34 und 37 werden mit dem entsprechenden Schaltsignal von 38 kHz von der PLL-Schaltung 40 auf die gleiche Art und Weise wie beim Stand der Technik mulitpliziert. Als ein Ergebnis werden Stromsignale entsprechend der Stereo-Differenzsignale (L-R) und -(L-R) an die Ausgangsknoten N1 und N2 des Differenzsignal-Demodulatorschaltkreises 31 angelegt.
In der Matrixschaltung 41 wird ein Stromsignal entsprechend dem Stereo-Summensignal (L+R) von den Transistoren Tr11 und Tr12 der Stromspiegelschaltung 42 geschaffen. Ein Stromsignal gleich dem Stromsignal entsprechend dem Stereo-Differenzsignal, welches an den Knoten N1 angelegt ist, wird am Kollektor des Transistors Tr13 der Stromspiegelschaltung 43 geschaffen. Ein Stromsignal gleich dem Stromsignal entsprechend dem Stereo-Differenzsignal, welches an den Knoten N2 angelegt ist, wird an den Transistor Tr16 der Stromspiegelschaltung 44 angelegt. Als ein Ergebnis wird die Matrixverarbeitung (Addition) der Stereo-Summensignals (L+R) und der Stereo-Differenz-Signale (L-R) und -(L-R) an den Knoten N3 und N4 durchgeführt, wobei eines der rechten und linken Stereosignale R und L an die Ausgangsklemme 45 und das andere Stereosignal an die Ausgangsklemme 46 angelegt wird. Bei dieser Ausführungsform wird die Umwandlung eines Stromsignals in ein Spannungssignal durch die Widerstände R21 und R22 durchgeführt. Jede der Konstantstromquellen A1 und A2 liefert eine Vorspannung für das Einstellen eines Referenzpegels für ein Ausgangssignal.
Die rechten und linken Stereosignale, die an der Ausgangsklemme 45 bzw. 46 abgegeben werden, sind für Hochfrequenzabstimmung entzerrt und durch einen Niederfrequenz- Verstärkerschaltkreis verstärkt, der nachfolgend vorgesehen ist. Dann werden die Signale dem rechten und dem linken Lautsprechern (nicht dargestellt) zugeführt und als unabhängige rechte und linke Stereosignale reproduziert.
Wenn das Pilotsignal nicht zugeführt wird, wird das Differenzsignal (L-R) nicht übertragen und die PLL-Schaltung 40 erzeugt kein Schaltsignal. Demgemäß wird nur das Summensignal (L+R) von den Ausgangsklemmen 45 und 46 geschaffen.
Wie im Vorstehenden beschrieben und gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein zusammengesetztes Stereosignal zuerst mit negativer Rückkoppelung verstärkt und dann einer Spannungs-Strom-Umwandlung unterzogen, um dem Differenzsignal- Demodulationsschaltkreis zugeführt zu werden. Daraus folgt, daß eine nichtlineare Verzerrung der Signaldetektortransistoren durch eine negative Rückkoppelungsoperation unterdrückt wird, und somit wird ein Stereo-Demodulatorschaltkreis erhalten, der einen ausgezeichneten Klirrfaktor hat. Zusätzlich kann eine unnötige Pegelbegrenzung eines Eingangssignals im Gegensatz zu einem herkömmlichen, in der Spannungsform angetriebenen System eliminiert werden, da der Differenzsignal-Demodulatorschaltkreis in der Stromform betrieben wird, und es ist dadurch möglich, den maximalen Eingangssignalpegel zu erhöhen. Daraus folgend können der dynamische Bereich erhöht und das S/N-Verhältnis verbessert werden. Somit wurde es ermöglicht, einen Stereodemodulatorschaltkreis mit ausgezeichneten Charakteristiken und somit einen Stereoempfänger mit ausgezeichneten Charakteristiken zu schaffen.

Claims

1. Stereo-Demodulator zum Demodulieren rechter und linker Stereosignale aus einem FM-detektierten, zusammengesetzten Stereosignal, wobei das zusammengesetzte Stereosignal in frequenzgeteilter, multiplexter Form einen Hauptkanal eines Summensignals, das durch Addition des rechten und des linken Stereosignals erhalten wurde, und einen Unterkanal eines trägerunterdrückten, modulierten Differenzsignals das durch Subtraktion des rechten und des linken Stereosignals erhalten wird, umfaßt, wobei der Stereo-Demodulator aufweist:

eine Summensignal-Erzeugungseinrichtung (22) zur Erzeugung des Summensignals des Hauptkanals nach Durchführung einer Negativrückkopplungs-Verstärkung des FM-detektierten, zusammengesetzten Stereosignals und zur Ausgabe des erzeugten Summensignals in Form eines Stromsignals,

eine Unterkanal-Detektoreinrichtung (300) zur Erfassung des Unterkanalsignals nach Durchführung einer Negativrückkopplungs-Verstärkung des FM-detektierten, zusammengesetzten Stereosignals und zur Ausgabe des erfaßten Unterkanalsignals in Form eines Stromsignals,

eine Differenzsignal-Demodulatoreinrichtung (31) zum Demodulieren des Differenzsignals des detektierten Unterkanalsignals, das von der Unterkanaldetektoreinrichtung erhalten wurde, und zum Ausgeben des demodulierten Differenzsignals in Form eines Stromsignals und

eine Matrixeinrichtung (41) zum Empfangen des Summensignals von der Summensignal-Erzeugungseinrichtung und des Differenzsignals von der Differenzsignal-Demodulatoreinrichtung zur Durchführung einer Matrixverarbeitung des empfangenen Summensignals und des Differenzsignals, wodurch jeweils das rechte und das linke Stereosignal reproduziert werden zur Ausgabe der reproduzierten rechten und linken Stereosignale in Form von Spannungssignalen.

2. Stereo-Demodulator nach Anspruch 1, wobei die Summensignal-Erzeugungseinrichtung aufweist

eine erste Verstärkereinrichtung zum Empfang des FM-detektierten, zusammengesetzten Stereosignals und zur Durchführung der Negativrückkopplungsverstärkung an diesem Signal und eine erste Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (26) zur Wandlung eines Spannungsausgangssignals, das von der ersten Verstärkereinrichtung geliefert wird, in ein Stromsignal und zur Erzeugung des Surnrnensignals.

3. Stereo-Demodulator nach Anspruch 1, wobei die Unterkanal- Detektoreinrichtung aufweist

eine zweite Verstärkereinrichtung (27) zur Durchführung einer nichterinversiven Negativrückkopplungsverstärkung am zusammengesetzten Stereosignal, das nach der Negativrückkopplungsverstärkung in der Summensignal-Erzeugungseinrichtung erhalten wird,

eine dritte Verstärkereinrichtung (28) zur Durchführung einer inversiven Negativrückkopplungsverstärkung am zusammengesetzten Stereosignal, das nach der Negativrückkopplungsverstärkung in der Summensignal-Erzeugungseinrichtung erhalten wird, eine zweite Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (29, 38) zur Wandlung eines Spannungsausgangssignals der zweiten Verstärkereinrichtung in ein Stromsignal und zum Ausgeben des Unterkanalsignals einer ersten Polarität und

eine dritte Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (30, 39) zur Wandlung des Spannungsausgangssignals der dritten Verstärkereinrichtung in ein Stromsignal und zum Ausgeben des Unterkanalsignals mit einer zweiten Polarität, entgegengesetzt zur ersten Polarität.

4. Stereo-Demodulator nach Anspruch 2, wobei die Summensignal-Erzeugungseinrichtung aufweist

einen ersten Operationsverstärker (25) zur Verstärkung des FM- detektierten zusammengesetzten Stereosignals,

einen ersten Spannungs-Strom-Wandlertransistor (26) zum Empfang eines Ausgangssignals des ersten Operationsverstärkers an seiner Basis und zur Erzeugung des Summensignals in Form eines Stromsignals an seinem ersten Leitungsanschluß und

eine Negativrückkopplungseinrichtung (24) zum Verbinden des anderen Leitungsanschlusses des ersten Spannungs-Strom- Wandlertransistors mit einem invertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers.

5. Stereo-Demodulator nach Anspruch 3, wobei die Unterkanal- Detektoreinrichtung aufweist

einen zweiten Operationsverstärker (27) zum Empfang an seinem nichtinvertierendem Eingang und zum Verstärken eines Ausgangssignals eines Operationsverstärkers, der in der Summensignal- Detektoreinrichtung enthalten ist,

einen dritten Operationsverstärker (28) zum Empfang an seinem invertierenden Eingang und zum Verstärken des Ausgangssignals des arithmetischen Verstärkers, der in der Summensignal-Erzeugungseinrichtung enthalten ist,

einen zweiten Spannungs-Strom-Wandlertransistor (29) zum Empfang des Ausgangssignals des zweiten Operationsverstärkers an seiner Basis und zur Erzeugung, an seinem einen Leitungsanschluß, des Unterkanalsignals der ersten Polarität in Form eines Stromsignals, wobei sein anderer Leitungsanschluß mit dem invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers verbunden ist,

einen dritten Spannungs-Strom-Wandlertranistor (30) zum Empfang eines Ausgangssignals des dritten Operationsverstärkers an seiner Basis und zur Erzeugung, an seinen einen Leitungsanschluß, des Unterkanalsignals der zweiten Polarität in Form eines Stromsignals, wobei sein anderer Leitungsanschluß mit dem invertierenden Eingang des dritten Operationsverstärkers über ein Widerstandselement (R25) verbunden ist,

eine erste Stromspiegelschaltung (38) zum Empfang, als Eingangssignal des Stromausgangssignals des zweiten Spannungs- Strom-Wandlertransistors und

eine zweite Stromspiegelschaltung (39) zum Empfang, als Eingangssignal, des Stromausgangssignals des dritten Spannungs- Strom-Wandlertransistors.

6. Stereo-Demodulator nach Anspruch 1, wobei die Differenzsignal-Demodulatoreinrichtung eine Stromspiegelschaltung (34, 37) in ihrer Eingangsstufe aufweist zum Empfang, als Eingangssignal, des Stromausgangssignals von der Unterkanal-Detektoreinrichtung.

7. Stereo-Demodulator nach Anspruch 6, wobei das zusammengesetzte Stereosignal ein zusammengesetztes Signal eines Pilottonsystems ist und die Differenzsignal-Demodulatoreinrichtung aufweist

eine Einrichtung (40) zur Schaffung eines Signals mit einer Phase, die mit der des im zusammengesetzten Stereosignals enthaltenden Pilotsignals verriegelt ist, und einer Frequenz, die gleich einer Trägerfrequenz des Unterkanals ist, und eine Einrichtung (310, 311) zum Multiplizieren eines Ausgangssignals der Signalerzeugungseinrichtung (40) und eines Ausgangssignals der Stromspiegelschaltung in der Eingangsstufe und zum Ausgeben des Stereo-Differenzsignals in Form eines Stromsignals.

8. Stereo-Demodulator nach Anspruch 1, wobei die Matrixeinrichtung aufweist

eine dritte Stromspiegelschalteinrichtung (42) zum Empfang des Stromsignals der Summensignal-Erzeugungseinrichtung als Eingangssignal,

eine vierte Stromspiegelschalteinrichtung (43, 44) zum Empfang des Stromsignals der Differenzsignal-Demodulatoreinrichtung als Eingangssignal und

eine Einrichtung (N3, N4, R21, R22) zur Durchführung der Addition der Ausgangsströme der dritten und der vierten Stromspiegelschalteinrichtung und dann zum Ausgeben des rechten und des linken Stereosignals in Form von Spannungssignalen.

9. Verfahren zum Demodulieren eines rechten und eines linken Stereosignals in einem Matrixsystem aus einem FM-detektierten, zusammengesetzten Stereosignal, wobei das zusammengesetzte Stereosignal in frequenzgeteilter, multiplexter Form ein Hauptkanalsignal enthält, das durch Addition des rechten und des linken Stereosignals erhalten wurde, und ein Unterkanalsignal, das durch trägerunterdrückte Modulation eines Differenzsignals des rechten und des linken Stereosignals erhalten wurde, wobei das Demodulationsverfahren die Schritte aufweist: Durchführung einer Negativrückkopplungsverstärkung des FM-detektierten, zusammengesetzten Stereosignals,

Erzeugung des Hauptkanalsignals aus dem zusammengesetzten Stereosignal, das nach der Negativrückkopplungsverstärkung erhalten wurde, und Ausgeben des erzeugten Hauptkanals in Form eines Stromsignals,

desweiteren Durchführung einer Negativrückkopplungsverstärkung des zusammengesetzten Stereosignals nach der Negativrückkopplungsverstärkung, dann Erzeugung des Unterkanalsignals und Ausgeben des erzeugten Unterkanalsignals in Form eines Stromsignals,

Empfangen des erzeugten Unterkanalsignals,

Multiplizieren mit dem Unterkanalstromsignal eines Signals, das in der Phase mit dem Pilotsignals, das in dem zusammengesetzten Stereosignal enthalten ist, verriegelt ist und eine Frequenz aufweist, die gleich der Trägerfrequenz des Unterkanalsignals ist, und Demodulieren und Ausgeben des rechten und des linken Stereosignals in Form von Stromsignalen, und Durchführung einer Matrixverarbeitung des Haupt-Stromsignals und des Differenz-Stromsignals des rechten und des linken Stereosignals und Ausbilden der rechten und der linken Stereosignale.

10. Stereoempfänger zum Wiedergeben eines rechten und eines linken Stereosignales von einem zusammengesetzten Radiofrequenzträger-FM-Stereosignal, das in frequenzgeteilter multiplexter Form einen Hauptkanal eines Summensignals eines rechten und eines linken Stereosignals und einen Unterkanal enthält, der durch trägerunterdrückte Modulation eines Differenzsignals des rechten und des linken Stereosignals erhalten wurde, wobei der Stereoempfänger aufweist:

einen Radiofrequenzverstärker (101) zum selektiven Verstärken eines gewünschten Hochfrequenzsignals,

einen Frequenzwandlerverstärker (102) zum Empfang eines Ausgangssignals des Radiofrequenzverstärkers, der Wandlung des Ausgangssignals in ein Signal einer vorgegebenen Zwischenfrequenz, die geringer ist als die Radiofrequenz, und Verstärkung des Zwischenfrequenzsignals,

einen FM-Detektor (103) zur Durchführung einer FM-Erfassung an dem Ausgangssignal, das vom Frequenzwandlerverstärker erhalten wurde, und zur Erfassung eines gewünschten zusammengesetzten Stereosignals, und

einen Stereodemodulator (200) zur Bildung des rechten und des linken Stereosignals mit einem Matrixsystem aus einem Ausgangssignal, das vom FM-Detektor erhalten wurde, wobei der Stereodemodulator aufweist

eine Summensignal-Erzeugungseinrichtung (22) zur Erzeugung des Summensignals des Hauptsignals, nachdem eine Negativrückkopplungsverstärkung an dem FM-detektierten zusammengesetzten Stereosignal durchgeführt wurde, und zur Ausgabe des erzeugten Summensignales in Form eines Stromsignals,

eine Unterkanal-Erzeugungseinrichtung (300) zur Erzeugung des Unterkanalsignals nach Durchführung der Negativrückkopplungsverstärkung des FM-detektierten zusammengesetzten Stereosignals und zur Ausgabe des erzeugten Unterkanalsignals in Form eines Stromsignals,

eine Differenzsignal-Demodulatoreinrichtung (31) zum Demodulieren des Differenzsignals des Stromsignals, das von der Unterkanal-Erzeugungseinrichtung erhalten wurde, und zum Ausgeben des demodulierten Differenzsignals in Form eines Stromsignals, und

eine Matrixeinrichtung (41) zum Empfangen des Summensignals von der Summensignal-Erzeugungseinrichtung und des Differenzsignals von der Differenzsignal-Demodulatoreinrichtung, zur Durchführung einer Matrixverarbeitung des empfangenen Summensignals und des Differenzsignals, wodurch jeweils das rechte und das linke Stereosignal reproduziert werden, und zur Ausgabe des reproduzierten rechten und linken Stereosignals in Form von Spannungssignalen.