DE3783837T2 - Traegerrueckgewinnung von modulierten signalen. - Google Patents

Description

• Die Erfindung bezieht sich auf die Kohärenzdetektion mittels eines Signalprozessors und dabei insbesondere auf die Trägerrückgewinnung eines modulierten Signals wie beispielsweise eines Signals der Quadraturamplitudenmodulation (QAM).
• Um die Information eines modulierten Signals zurückzugewinnen, muß der Demodulator sowohl die Trägerphase als auch die Trägerfrequenz ableiten. Die meisten Modulatoren übermitteln ein Trägersignal innerhalb eines relativ eng gesteckten Toleranzbereichs. Dieser Toleranzbereich liegt normalerweise unter 0,001%. Bei der Kommunikation über ein handvermitteltes Telefonnetz kann das empfangene Signal aufgrund einer Trägersignalwiedereinführung eine Fehlerquote von bis zu 0,006% aufweisen. Bei einem Trägersignal von 1200 Hertz bedeutet dies eine Frequenzverschiebung von über 7 Hertz.
• Die derzeit bekanntesten Demodulatoren sind Kohärenzdetektoren. Diese Geräte demodulieren das Trägersignal, indem sie es mit einer Sinuswelle und einer Kosinuswelle multiplizieren, die mit dem eingehenden Trägersignal phasen- und frequenzstarr gekoppelt sind. Bei einer Quadraturamplitudenmodulation (QAM) oder dem Signal einer differentiellen Pluslagenmodulation (DPSK) wird das empfangene Trägersignal ständig moduliert, so daß schnelle Phasenwechsel in Modulationsrichtung auftreten. Das Hauptproblem bei einem Kohärenzdetektor besteht darin, genau die Mittelphase und Frequenz eines derart flüchtigen Signals festzustellen, das zudem noch einer Frequenzverschiebung und Telefonleitungsgeräuschen ausgesetzt ist.
• Beim derzeitigen Stand der Technik wurde die Festlegung der Phase und der Frequenz durch Frequenzverschiebung des Trägersignals auf eine sehr hohe Frequenz erreicht. Das Trägersignal ist daraufhin aus dem verschobenen Signal herausgezogen worden. Diese Technik der Frequenzverschiebung ist in einer Signalverarbeitungsumgebung unpraktisch, da das Verfahren eine größere Abfragefrequenz erforderlich macht und damit zu einer übermäßigen Verarbeitungsbeanspruchung auf dem Signalprozessor führt. Die übermäßige Beanspruchung des Signalprozessors schränkt natürlich die Ausführung anderer Funktion erheblich ein.
• In der US-Patentschrift 4,468,794 wird ein digitaler Kohärenzdetektor beschrieben, der ein bandbegrenztes ZF-Signal direkt abtastet, um die in Phase liegenden und um 90ºphasenverschobenen Koeffizienten ohne Verwendung von 90ºphasenverschobenen Kanälen zu bestimmen. Der Detektor ist mit Mitteln zum Abtasten und Digitalisieren eines analogen Bandpaßsignals ausgestattet sowie Mitteln, die an den Ausgang des abgetasteten und digitalisierten Signals angeschlossen sind, um den Koeffizienten eines sinusförmigen Terms zu schätzen. Darüber hinaus umfaßt die Erfindung Mittel zum Umschalten zwischen den in Phase liegenden und 90º-phasenverschobenen Ausgangsleitungen in Übereinstimmung mit einem Trägerpuls der Abtastfrequenz. Die Erfindung findet vor allem bei Radarempfangssystemen Anwendung und beinhaltet keinen digitalen Signalprozessor.
• In der US-Patentschrift 4,457,005 wird ein digitales Demodulationssystem zur Demodulation und Bitdetektion von Signalen einer Phasenumtastungsmodulation (PSK) beschrieben. Das Demodulationssystem umfaßt einen Hauptträgeroszillator und einen Frequenzteiler, um die Frequenzteilung des Hauptträgersignals durchzuführen, so daß Abtastpulse vorhanden sind. Das PSK- codierte Signal wird daraufhin abgetastet und gespeichert, während ein Differenzdetektor aufgrund der Unterschiede zwischen den Abtastungen der beiden Abtastschaltkreise ein Übergangssignal erzeugt. Ein Logikschaltkreis teilt die Ausgabe des Frequenzteilers durch 2 und erzeugt oder subtrahiert einen Schleifenpuls und einen Additionsschleifenpuls. Ein Steuerkreis ändert die Frequenz der Abtastpulse, je nachdem, ob entweder vom Additionsschleifenpuls oder vom Subtraktionsschleifenpuls ein Übergangssignal empfangen wurde oder nicht. Die Abtastfrequenz wird entsprechend dem Wert des Additionsschleifenpulses erhöht bzw. entsprechend dem Wert des Subtraktionsschleifenpulses verringert. Auf diese Art und Weise werden die Abtastpulse mit dem eingehenden Trägersignal synchronisiert.
• In der US-Patentschrift 3,660,764 wird das Beispiel eines nichtkohärenten Differentialphasenmodulationssystems vorgestellt. Bei diesem System wird ein differentialphasenmoduliertes Signal erfaßt, ohne daß ein synchroner Empfangsoszillator erforderlich ist. Dies ist durch die Aufteilung des Trägersignals in konjugiert-komplexe in Phase liegende und phasenverschobene Komponenten des Basisbandes möglich.
• Mit dieser Erfindung wird daher beabsichtigt, eine kohärente Detektion unter Verwendung eines digitalen Signalprozessors zu gewährleisten.
• Ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, ein Verfahren zur Verbesserung der Trägerrückgewinnung eines modulierten Signals vorzustellen.
• Die vorliegende Erfindung stellt ein Verfahren zur Rückgewinnung des Trägers eines phasenmodulierten Signals in einem Signalverarbeitungssystem vor, wobei das Verfahren folgendes umfaßt:
• die Erzeugung von in Phase liegenden und 90º-phasenverschobenen Basisbandsignalen durch Multiplizieren des phasenmodulierten Signals mit Referenzsignalen eines Referenzoszillators; das Verfahren ist gekennzeichnet durch wiederholtes Schätzen eines Phasenfehlers in dem phasenmodulierten Signal durch Analysieren der genannten, in Phase liegenden und 90º-phasenverschobenen Basisbandsignale, um einen Phasenzeiger maximaler Länge zu bestimmen, wobei die Komponenten des Phasenzeigers die in Phase liegenden und 90º-phasenverschobenen Basisbandsignale sind; und
• das Berechnen des Phasenfehlers aus dem Winkelabstand zwischen diesem Phasenzeiger maximaler Länge und einer vorbestimmten Richtung im Phasenraum; und
• die Neueinstellung der Phase des Referenzoszillators entsprechend dem geschätzten Phasenfehler, wodurch das modulierte Signal und der Referenzoszillator phasenstarr gekoppelt werden.
• In Übereinstimmung mit diesen und anderen Gegenständen der Erfindung wird ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Trägerrückgewinnung eines modulierten Signals vorgestellt, wie dies beim Modemempfang über eine Telefonleitung unter Verwendung eines digitalen Signalprozessors der Fall ist. Ein Trägersignal geht in einen Phasenfehlerdetektor, der die beiden Komponenten des Trägers analysiert, z. B. in Phase liegend oder 90ºphasenverschoben. Der Phasenfehler wird aufgrund der Differenz zwischen dem Winkel eines Vektors maximaler Länge und eines erwarteten Winkels dieses Vektors geschätzt. Der Phasenfehler wird daraufhin benutzt, um die Phase eines Referenzoszillators neu einzustellen, der ständig neu eingestellt wird, so daß der Träger und der Referenzoszillator phasenstarr gekoppelt sind. Die Phase wird proportional zum Phasenfehler eingestellt, wobei die Neueinstellung durch einen Sicherheitsfaktor erzwungen wird, die die aggressivere Regulierung der Phase beim Start ermöglicht und die weniger aggressive Regulierung zum Zeitpunkt der frequenzstarren Kopplung. Darüber hinaus wird der Frequenzunterschied zwischen dem Trägersignal und dem Referenzoszillator über mehrere Symbolzeiten hinweg geschätzt. Die Frequenzschätzung wird zur Frequenzregulierung des Referenzoszillators verwendet. Durch die ständige Neueinstellung der Frequenz des Referenzoszillators werden der Träger und der Referenzoszillator schnell frequenzstarr gekoppelt.
• Die in den beigefügten Ansprüchen definierte Erfindung wird nachfolgend mit Bezugnahme auf die Zeichnungen genau beschrieben.
• Fig. 1 ist ein Flußdiagramm, bei dem die Trägerwiedergewinnung eines modulierten Signals gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt wird.
• Fig. 2 ist ein Flußdiagramm, bei dem die Trägerfrequenzverfolgung gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt wird.
• Fig. 3 ist ein Ablaufdiagramm, das die innere Rückkopplungsschleife für die Phasenangleichung eines Trägersignals gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
• Fig. 4 ist ein Ablaufdiagramm, das die äußere Rückkopplungsschleife einer Phasenangleichung eines Trägersignals gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
• Fig. 5 ist ein allgemeines Funktionsblockdiagramm des Systems gemäß der vorliegenden Erfindung.
• Der in Fig. 1 gezeigte Eingang 11 auf dem Kohärenzdetektor 10 ist das Signal einer differentiellen Pulslagenmodulation (DPSK), das durch Sin[Wc(t) + P(t)] dargestellt werden kann, wobei Wc(t) die Trägerfrequenz als eine Zeitfunktion darstellt, t die Zeit, und P(t) eine Variable ist, die die Phasenänderungen aufgrund der Informationscodierung als Zeitfunktion darstellt. Der Referenzoszillator 15 läßt sich als Sin[Wr(t)] ausdrücken. Der Kohärenzdetektor 10 setzt Phasenänderungsinformationen durch einfache Multiplikation und Filterung auf das Basisband um. Die Multiplikation erfolgt durch die Multiplikatoren 12 und 13, während die Filterung durch die Tiefpaßfilter 16 und 17 vorgenommen wird. Es ist zu beachten, daß eine Phasenverschiebung um 90º durch Block 14 zum Ausgang des Referenzoszillators 15 geht, bevor diese zum Multiplikator 12 geht.
• Vor der Filterung läßt sich der Signalausgang des in Phase liegenden Kanals des Multiplikators 13 als Sin[Wc(t) + P(t)]·Sin]Wr(t)] darstellen. Nachdem das Signal durch den Tiefpaßfilter 16 gegangen ist und geringe Verstärkungsfaktoren beiseite gelassen werden, kann der über Leitung 19 erfolgte Signalausgang, der das in Phase liegende Signal darstellt, folgendermaßen definiert werden: Cos(Wc(t) - Wr(t) + P(t). Ähnlich kann die 90º-phasenverschobene Komponente des Signalausgangs von Tiefpaßfilter 17 über die Leitung 18 als Sin[Wc(t) - Wr(t) + P(t)] dargestellt werden.
• Daraus geht hervor, daß die 90º-phasenverschobenen und in Phase liegenden Signale Sinus oder Cosinus der Phasenänderungen darstellen, wenn die Signale die gleiche Frequenz haben. Ein Unterschied in der Frequenz führt zu einem Phasenfehler. Daher enthalten die Ausgänge 18 oder 19 jeweils phasencodierte Informationen sowie einen Phasenfehler. Zur Beseitigung dieses Problems werden die in Phase liegenden und 90ºphasenverschobenen Komponenten einer Trägerfrequenzverfolgung unterzogen, um den Fehler festzustellen, und den Referenzoszillator 15 entsprechend zu regulieren, so daß der Phasenfehler auf 0 gebracht werden kann.
• Der Kohärenzdetektor 10 ist Teil des in Fig. 2 gezeigten Mechanismus zur Trägerfrequenzverfolgung. Dieser Mechanismus zur Trägerfrequenzverfolgung umfaßt eine innere Schleife 20 und eine äußere Schleife 30 zum Korrigieren des Phasenfehlers. Die innere Schleife, die den Kohärenzdetektor 10 und dessen Ausgänge 18 und 19 sowie die Phasenangleichung 23 und deren Eingänge 24 und 25 umfaßt, führt die Frequenzangleichung beim Start durch und hält die Phasenangleichung für abrupte Phasenänderungen aufrecht. Die äußere Rückkopplungsschleife, die den Kohärenzdetektor und dessen Ausgänge 18 und 19, den adaptiven Entzerrer 26, die Phasen-/Frequenzangleichung 28 und deren Eingang 29 sowie den Ausgang 27 umfaßt, hält die Phasendifferenz zwischen dem Referenzoszillator 15 und dem modulierten Signaleingang auf Leitung 11 innerhalb eines vorbestimmten engen Toleranzbereichs.
• Die Funktionsweise der inneren Rückkopplungsschleife wird mit Bezugnahme auf Fig. 3 nachfolgend ausführlich beschrieben. Die Funktion der inneren Rückkopplungsschleife 20 ist es, eine Phasenangleichung so schnell wie möglich nach dem Empfang eines auf Leitung 11 eingehenden Signals zu erreichen, und diese Phasenangleichung bei abrupten Änderungen in der Phase des eingehenden Signals aufrechtzuerhalten. Die Phasenangleichung wird durch Schätzung des Phasenfehlers und den Ausgleich des Fehlers durch die entsprechende Regulierung des Referenzoszillators 15 auf Leitung 13 vorgenommen. Die Größe der Regulierung hängt von der Größe des Phasenfehlers ab. Darüber hinaus hängt der Umfang der Regulierungen auch von einem Sicherheitsfaktor ab, der auf der Zeit basiert. Der Sicherheitsfaktor ermöglicht die aggressivere Phasenregulierung, wenn das Signal zuerst auf Leitung 11 empfangen wird, um eine schnellere Phasenangleichung zu erreichen. Die Phasenregulierung ist das Produkt des Phasenfehlervorzeichens. Die Phasenfehlergröße legt den oben erwähnten Sicherheitsfaktor fest. Die Phasenregulierung beim Referenzoszillator 15 erfolgt durch Addieren des sich aus dem Produkt ergebenden Regulierungsterms zu der Phase des Referenzoszillators. Das heißt, daß die neue Phase des Referenzoszillators 15 die alte Phase plus Regulierungsfaktor darstellt.
• Wenn die in Phase liegenden und 90º-phasenverschobenen Elemente des Trägersignalausgangs des Kohärenzdetektors 10 auf den Leitungen 18 und 19 einen Phasenzeiger darstellen, kann die Größe des Phasenzeigers berechnet werden. Zur Vereinfachung der Berechnung kann die Quadratgröße des Phasenzeigers verwendet werden, die sich aus der Summe der in Phase liegenden Komponente im Quadrat plus die 90º-phasenverschobene Komponente im Quadrat ergibt. Die Quadratgröße geht auf Leitung 41 zu Block 42, wodurch der Phasenzeiger maximaler Größe bestimmt wird. Mit Hilfe dieses Phasenzeigers maximaler Größe wird der Phasenfehler geschätzt. Per definitionem hat der Phasenzeiger der größten Größe auf der Achse eines Phasenzeigerdiagramms zu liegen, z. B. 0, 90, 180 oder 270 Grad. Die Größe des Phasenfehlers wird in Block 45 geschätzt, wobei es sich um die Entfernung vom Phasenzeiger zur nächsten Achse auf dem Phasenzeigerdiagramm handelt.
• In Block 46 wird die Phasenregulierung dann berechnet. Die Richtung der Phasenregulierung, z. B. das Vorzeichen des Phasenfehlers, wird dadurch festgelegt, auf welcher Seite der nächstgelegenen Achse auf dem Phasenzeigerdiagramm sich der Phasenzeiger befindet. Befindet sich der Phasenzeiger auf der Uhrzeigersinnseite der nächstgelegenen Achse, ist der Referenzoszillator 15 dem modulierten Signaleingang auf Leitung 11 leicht voraus. Umgekehrt bedeutet diese wenn sich der Phasenzeiger auf der nächstgelegenen Achsenseite im Gegenuhrzeigersinn befindet, ist der Referenzoszillator 15 leicht hinter dem modulierten Signaleingang auf Leitung 11. In Tabelle 1 ist die Beziehung zwischen den beiden Arten des modulierten Signals dargestellt, z. B. in Phase liegend oder 90ºphasenverschoben, sowie das sich daraus ergebende Vorzeichen des Phasenfehlers. Es ist dabei zu beachten, daß die Entfernung zwischen dem Phasenzeiger und der nächstgelegenen Achse auf dem Phasenzeigerdiagramm das kleinere Element der beiden Phasenzeigerkomponenten ist, d. h. der in Phase liegenden oder 90º-phasenverschobenen Komponente. GRÖSSERES ELEMENT VORZEICHEN DES GRÖSSEREN ELEMENTS VORZEICHEN DES KLEINEREN ELEMENTS VORZEICHEN PHASENFEHLER IN PHASE 90º-PHASENVERSCHOBEN
TABELLE 1
• Der Entscheidungsblock 43 und die Leitung 44 werden nur herangezogen, wenn das eingehende modulierte Signal QAM ist. Das QAM-Signal gleicht dem DPSK-Signal, mit dem Unterschied, daß die Informationen nicht nur mit Phasenänderungen, sondern auch mit Amplitudenänderungen codiert sind. DPSK-Signale bestehen aus Phasenänderungen von 0, 90, 180 oder 270 Grad. QAM-Signale sind ebenfalls mit Phasenänderungen von 0, 90, 180 oder 270 Grad codiert, jede Phasenänderung kann jedoch sowohl bei der Phase als auch bei der Amplitude leicht abweichen. Eine einfache Phasenänderung kann damit auf vier mögliche Phasenänderungen erweitert werden und kann daher mehr Informationen codieren. In Tabelle 2 werden vier getrennte Abweichungssituationen zusammen mit den entsprechenden Amplituden- und Phasenänderungsinformationen dargestellt. ABWEICHUNG NEIN AMPLITUDE MAXIMUM PHASENÄNDERUNG KEINE
TABELLE 2
• Wenn Abweichungen bei einem QAM-Signal nicht berücksichtigt werden, wird ein Phasenzeiger mit einer Abweichung des Typs 1 oder 2 als Phasenfehler von 26º ausgelegt. Eine Amplitudenänderung wird dabei nicht berücksichtigt. Um dieses Problem zu vermeiden, wird die Phase nur dann reguliert, wenn der Phasenzeiger keine Abweichung aufweist. Dieser Fall wird in Fig. 3 dargestellt. Wenn die Antwort auf Entscheidungsblock 43 "Ja" ist, eine Abweichung liegt vor, dann wird keine weitere Fehlerschätzung und Regulierung vorgenommen. Der auf Leitung 44 gezeigte Trägerfrequenzmechanismus geht lediglich zu Ausgang 48 und wartet auf den nächsten maximalen Phasenzeiger.
• Nachfolgend wird die Funktionsweise der äußeren Rückkopplungsschleife 30 mit Bezugnahme auf das Ablaufdiagramm in Fig. 4 beschrieben. Wie aus einem Vergleich der Ablaufdiagramme der Fig. 3 und 4 hervorgeht, ist die Regulierung der äußeren Rückkopplungsschleife der Regulierung der inneren Rückkopplungsschleife sehr ähnlich. Der adaptive Entzerrer 26, der Teil der äußeren Schleife 30 ist, glättet den Ausgang der Signale des Kohärenzdetektors 10 über die Leitungen 18 und 19, indem die von der Telefonleitung induzierte Phasen- und Amplitudenverzerrung ausgeglichen wird, wodurch der Phasenfehler sehr viel genauer geschätzt werden kann. Da der adaptive Entzerrer jedoch eine Verzögerung von mehreren Millisekunden induziert, bewirkt die äußere Schleife, daß der Mechanismus der Trägerfrequenzverfolgung weniger stabil ist. Hinzu kommt, daß der adaptive Entzerrer 26 bei einer Rückkoppelung aufgrund seiner adaptiven Natur nicht richtig arbeitet.
• Der adaptive Entzerrer 26 dezimiert die auf den Leitungen 18 und 19 des Kohärenzdetektors 10 empfangenen Signale auf die gewählte Symbolgeschwindigkeit. Daher stellt jedes Abtasten des adaptiven Entzerrers 26 den Phasenzeiger bei einer mittleren Symbolzeit dar. Da die Symbole auf der Achse des Phasenzeigerdiagramms erscheinen (0, 90, 180, 270 Grad), wird auch hier der Fehler dahingehend geschätzt, daß er die Entfernung zwischen Phasenzeiger und nächstgelegener Achse auf dem Phasenzeigerdiagramm darstellt. In Block 54 wird die Größe und das Vorzeichen des Phasenfehlers auf gleiche Art und Weise wie bei der inneren Rückkopplungsschleife 20 abgeleitet. Auf dieser Grundlage wird eine berechnete Regulierung bei Block 55 vorgenommen und die Phase des Referenzoszillators 15 wird in Block 56 reguliert. Wie bereits oben bei der inneren Schleife 20 beschrieben, bestimmt Entscheidungsblock 52, ob eine Abweichung aufgetreten ist oder nicht. Dies wäre der Fall, wenn ein QAM- Signal empfangen worden wäre. Wie in Fig. 4 gezeigt, wird bei einer Abweichung Leitung 53 mit dem Ende der Leitung 57 verbunden, und keine Fehlerschätzung oder Phasenregulierung wird vorgenommen, bis die Abweichung beendet ist.
• Die hier beschriebene Phasensperrtechnik stellte zuvor die Phase des Referenzoszillators lediglich neu ein, um die Phasenangleichung beim eingehenden modulierten Signal aufrechtzuerhalten. Die Leistung der Phasenangleichung kann nachhaltig verbessert werden, indem die Frequenz des Referenzoszillators 15 ebenfalls reguliert wird, damit sie mit dem modulierten Signal übereinstimmt. Fig. 2 zeigt Block 28, der ebenfalls über einen Frequenzangleichungsmechanismus verfügt, und der Frequenzangleichungsinformationen über Leitung 27 an den Kohärenzdetektor 10 sendet. Diese Informationen werden zur Regulierung der Frequenz des Referenzoszillators 15 benötigt. Dies wird dadurch erreicht, daß die Frequenzunterschiede zwischen dem Referenzoszillator 15 und dem eingehenden Signal 11 durch Überwachung der erforderlichen Phasenregulierung über einen Zeitraum hinweg geschätzt werden. Für jede Phasenregulierung in der äußeren Schleife 30 sollte die Phasenregulierung integriert werden. Wenn die sich ergebende Integration größer als der vorbestimmte Schwellenwert ist, wird die Frequenz des Referenzoszillators 15 reguliert, indem der Referenzoszillatorfrequenz das Produkt des Vorzeichens der Integralzeiten des vorbestimmten Sicherheitsfaktors, der eine Zeitfunktion darstellt, hinzugezählt wird.
• Der Sicherheitsfaktor hat die Gleichung CONF = [(CONF INITIAL)·(0,0996)T] + CONF FINAL, wobei CONF der Sicherheitsfaktor, CONF INITIAL der Anfangswert und CONF FINAL der Endwert ist. Beide Werte sind kleiner als 1, und CONF INITIAL ist viel größer als CONF FINAL, T ist Zeit.
• In Fig. 5 wird ein vereinfachtes allgemeines Funktionsblockdiagramm gezeigt. Der Signalprozessor 61 kann ein herkömmlicher käuflicher Prozessor sein. Ein Beispiel eines Signalprozessors ist der Texas Instruments TMS32010. Der Signalprozessor 61 wird vom Host-Prozessor 69 vollständig kontrolliert. Die Befehle für die Zentraleinheit müssen dabei vor der Inbetriebnahme geladen sein. Der Signalprozessor 61 verwendet den Befehlsspeicher 62 sowie den Datenspeicher 63. Der Host-Prozessor 69 kann auf beide Speicher zugreifen, jedoch nicht zur gleichen Zeit wie der Signalprozessor 61. Der Host- Prozessor 69 kann nur auf den Befehlsspeicher 62 zugreifen, wenn der Signalprozessor 61 ausgeschaltet ist, z. B. zurückgesetzt. Der Host-Prozessor 69 kann dann vom Befehlsspeicher 62 Daten herunterladen und zum Datenspeicher 63 gehen, der mit dem Signalprozessor 61 immer dynamisch geteilt wird. Sowohl der Signalprozessor 61 als auch der Host-Prozessor 69 haben die Möglichkeit, sich gegenseitig mit vom Host-Prozessor 69 gesteuerten Interrupt-Masking zu unterbrechen. Eingehende Hochgeschwindigkeits-Modemsignale gelangen über die Leitungen 71-73 zum Empfänger 67. Die eingehenden Modemsignale, die analoges Format haben, werden vom Analog-Digital-Wandler 66 in digitales Format umgewandelt und im Datenregister 65 zwischengespeichert. Die digitalisierten Daten werden daraufhin in den Datenspeicher 63 eingegeben. Der Analog-Digital-Wandler tastet die analogen Signaleingaben auf den Leitungen 71-73 digital ab. Diese digitalisierten Abfragen werden im Datenspeicher 63 gespeichert, und vom Signalprozessor in bezug auf Frequenz und Phasensperrung des Referenzoszillators 15 bearbeitet, wobei das Signal auf Leitung 11 zum Kohärenzdetektor 10 geht. Bei dem besten hier beschriebenen Verfahren werden eingehenden Hochgeschwindigkeits-Modemsignale bei 9600 Hertz abgetastet. Die Symbolzeit der eingehenden modulierten Signale beträgt 1,6 Millisekunden, d. h. ein Symbol nach jeweils 16 Abfragen. Das beste hier beschriebene Verfahren ist mit Bell 212a/CCITT V22 bis kompatibel. Beide Protokolle haben Symbolzeiten von 1,6 Millisekunden, die von dem in der vorliegenden Erfindung beschriebenen Trägerrückgewinnungsmechanismus gewährleistet werden.

Claims (7)

1. Verfahren zur Rückgewinnung des Trägers eines phasenmodulierten Signals in einem Signalverarbeitungssystem, wobei das Verfahren in folgendem besteht:

durch Multiplizieren des phasenmodulierten Signals mit Referenzsignalen eines Referenzoszillators (15) werden in Phase liegende und 90º-phasenverschobene Basisbandsignale (18, 19) erzeugt, gekennzeichnet durch wiederholtes Schätzen eines Phasenfehlers in dem phasenmodulierten Signal durch Analysieren der genannten, in Phase liegenden und 90º-phasenverschobenen' Basisbandsignale (18, 19), um einen Phasenzeiger maximaler Länge zu bestimmen, wobei die Komponenten des Phasenzeigers die in Phase liegenden und 90º-phasenverschobenen Basisbandsignale (18, 19) sind,

der Phasenfehler wird aus dem Winkelabstand zwischen diesem Phasenzeiger maximaler Länge und aus einer vorbestimmten Richtung im Phasenraum berechnet, und

die Phase des Referenzoszillators (15) wird entsprechend dem geschätzten Phasenfehler neu eingestellt, wodurch das modulierte Signal und der Referenzoszillator phasenstarr gekoppelt werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei welchem weiters:

ein Frequenzfehler in dem phasenmodulierten Signal wird durch integrieren der Phasenänderung in dem Referenzoszillator (15) über die Zeit geschätzt, und

die Frequenz des Referenzoszillators (15) wird aus dem Ergebnis der Integration der Phasenänderung neu eingestellt,

wodurch der Referenzoszillator (15) und das modulierte Signal frequenzstarr gekoppelt werden.

3. Signalverarbeitungssystem mit einem Kohärenzdetektor (10), in dem ein phasenmoduliertes Signal mit Referenzsignalen eines Referenzoszillators (15) multipliziert wird, um in Phase liegende und 90º-phasenverschobene Basisbandsignale (18, 19) zu erzeugen, und das System gekennzeichnet ist, durch Mittel zur wiederholten Analyse der in Phase liegenden und 90ºphasenverschobenen Basisbandsignale (18, 19), um einen Phasenzeiger maximaler Länge zu bestimmen, wobei die Komponenten des Phasenzeigers die in Phase liegenden kund 90º-phasenverschobenen Basisbandsignale (18, 19) sind und durch Mittel (23) zum Berechnen eines Phasenfehlers in dem phasenmodulierten Signal aus dem Winkelabstand zwischen diesem Phasenzeiger maximaler Länge und einer vorbestimmten Richtung im Phasenraum

und durch Neueinstellen der Phase des Referenzoszillators (15) entsprechend dem berechneten Phasenfehler, wodurch das modulierte Signal und der Referenzoszillator phasenstarr gekoppelt werden.

4. Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 3, bei welchem der Einstellwert durch das Produkt aus der Größe des Phasenfehlers mal dem Vorzeichen des Phasenfehlers mal einem Sicherheitsfaktor gegeben ist.

5. Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 4, bei welchem der Sicherheitsfaktor zeitabhängig ist.

6. Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 5, bei welchem der Sicherheitsfaktor gegeben ist durch

CONF = [(CONF INITIAL)·(0.996)T] + CONF FINAL,

worin CONF der Sicherheitsfaktor ist, T die Zeit und CONF INITIAL und CONF FINAL vorgegebene Anfangs- und Endsicherheitswerte sind, die beide kleiner als 1 sind, wobei CONF INITIAL wesentlich größer als CONF FINAL ist.

7. Signalverarbeitungssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 6 mit Mitteln zum Berechnen eines Frequenzfehlers in dem phasenmodulierten Signal durch Integration der Phasenänderung in dem Referenzoszillator über die Zeit und mit Mitteln zum Neueinstellen der Frequenz des Referenzoszillators entsprechend dem berechneten Frequenzfehlers, wodurch der Referenzoszillator und das modulierte Signal frequenzstarr gekoppelt werden.