DE68924677T2

DE68924677T2 - Schaltung zur Feststellung der Präambel für ein digitales Übertragungssystem.

Info

Publication number: DE68924677T2
Application number: DE68924677T
Authority: DE
Inventors: Motoya C O Nec Corpora Iwasaki
Original assignee: NEC Corp; Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1988-08-05
Filing date: 1989-08-04
Publication date: 1996-04-11
Anticipated expiration: 2009-08-05
Also published as: EP0353779B1; JPH0244947A; US5012491A; EP0353779A2; EP0353779A3; AU624404B2; AU3939389A; DE68924677D1; JPH0716206B2

Description

Die Erfindung betrifft allgemein nach dem Bitbündelverfahren arbeitende digitale Übertragungssysteme und insbesondere eine Technik zur Verringerung der Informationsmenge, die in der Präambel jeder Bitbündelübertragung enthalten ist und die zur Rückgewinnung eines Träger- und eines Symboltakts auf der Empfangsseite des Systems erforderlich ist.
In einem Bitbündelbetrieb bei digitaler Übertragung wird zu Beginn jeder Bitbündelübertragung eine Präambel übertragen, um Informationen in bezug auf den Träger- und den Symboltakt eines Modulators zu transportieren, damit die Empfangsstationen richtige Taktverhältnisse mit dem Trägerund dem Symboltakt des Modulators herstellen können. Die Präambel besteht aus einem Trägerrückgewinnungsfeld und einem Taktrückgewinnungsfeld, das darauf folgt. Beim Empfang einer Präambel ist es die Funktion des Empfängers, zuerst das Trägerrückgewinnungsfeld zu analysieren, um den richtigen Takt mit dem Träger des Modulators herzustellen, und dann zum Taktrückgewinnungsfeld überzugehen, um einen richtigen Symboltakt herzustellen. Außerdem wird ein Signal zur automatischen Verstärkungsregelung vom empfangenen Signal abgeleitet, nachdem der Taktrückgewinnungsvorgang beendet ist.
Weil diese Vorgänge sequentiell ablaufen, ist der Zeitaufwand für die Verarbeitung der Präambel hoch und somit die Übertragungseffizienz des Bitbündelbetriebs eines digitalen Übertragungssystems gering.
WO-A-85/04 999 offenbart ein Signalverarbeitungsprinzip zum Synchronisieren des Empfängers mit den übertragenen Datensignalen. Eine Kopie der bekannten Signalbitbündel wird mit dem ankommenden Signal (komplex) korreliert, um ein bekanntes (PN- oder Pseudorausch-)Referenzsymbolbitbündel zu lokalisieren und mit diesem synchronisiert zu werden.
Es ist deshalb eine Aufgabe der Erfindung, eine Präambeldetektions- oder -demodulationssschaltung, die eine geringe Präambelinformationsmenge erfordert, bereitzustellen zum Herstellen eines Träger- und eines Symboltaktes und zum Steuern einer Vorverstärkerverstärkung durch simultanes Ableiten von Fehlersteuersignalen während des Empfangs einer Präambel. Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen der Patenansprüche gelöst.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird eine Präambeldetektionsschaltung bereitgestellt. In einem Sender werden eine Präambel mit einem vorbestimmten Bitmuster und ein digitales Signal auf orthogonale Träger moduliert und in einer Serie von Bitbündelsignalen übertragen. Die Präambeldetektionsschaltung detektiert die Präambel und das digitale Signal nichtkohärent ("pseudosynchron") mit lokal erzeugten orthogonalen Trägern, die die gleiche Frequenz aufweisen wie die übertragenen orthogonalen Träger, um ein gleichphasiges und ein quadraturphasiges oder um 90º phasenverschobenes Signal zu erzeugen. Die lokal erzeugten Träger haben die Tendenz, in bezug auf die Phase von den übertragenen orthogonalen Trägern über einen vorbestimmten Bereich abzuweichen. Ein erster und ein zweiter Korrelator sind vorgesehen, um eine Berechnung der Korrelation zwischen einem lokal erzeugten Bitmuster, das dem Bitmuster der Präambel entspricht, und dem gleichphasigen Signal durchzuführen und eine Berechnung der Korrelation zwischen dem lokal erzeugten Bitmuster und dem quadraturphasigen Signal durchzuführen. Ein Phasenfehler der lokal erzeugten orthogonalen Träger in bezug auf die übertragenen Träger wird aus den Ausgangssignalen des ersten und des zweiten Korrelators detektiert. Ein Taktphasenfehler eines lokal erzeugten Taktimpulses in bezug auf die übertragenen Symbole wird an dem einen der Ausgänge der Korrelatoren detektiert. Ein Leistungspegeldetektor ist vorzugsweise mit den Ausgängen der Korrelatoren zum Detektieren eines Leistungspegels der empfangenen Bitbündelsignale verbunden.
Da die Träger- und die Taktphasenfehlerdetektion und die Leistungspegeldetektion parallel durchgeführt werden können, kann die Informationsmenge, die in der Präambel enthalten ist, verringert werden.
Gemäß einem zweiten Aspekt wird ein digitales Übertragungssystem bereitgestellt, in das die Präambeldetektionsschaltung einbegriffen ist. Das System weist einen geregelter Verstärker auf zum Verstärken von Bitbündelsignalen, die von einer Sendestation empfangen werden, wobei die Verstarkung mit dem Leistungspegel, der vom Leistungspegeldetektor detektiert wird, gesteuert wird. Ein Symboltaktgenerator erzeugt einen lokalen Taktimpuls mit der Symbolrate der übertragenen Bitbündelsignale. Eine erste und eine zweite Entscheidungsschaltung oder A/D-Umsetzer sprechen auf den lokalen Taktimpuls an zum Abtasten des gleichphasigen und des quadraturphasigen Ausgangssignals von den Korrelatoren. Ein Taktphasenfehlerdetektor ist mit dem einen der Ausgänge der Korrelatoren und mit dem Ausgang des Symboltaktgenerators verbunden zum Detektieren eines Phasenfehlers des lokalen Taktimpulses in bezug auf Symbole der übertragenen Bitbündelsignale und zum Steuern des Symboltaktgenerators mit dem detektierten Phasenfehler. Ein Trägergenerator erzeugt zweite lokale orthogonale Träger. Unter Verwendung der zweiten lokalen Träger führt ein synchroner Detektor eine synchrone Detektion mit Ausgangssignalen der ersten und der zweiten Entscheidungsschaltung durch. Ein Trägerphasenfehlerdetektor ist mit den Ausgängen des ersten und des zweiten Korrelators verbunden zum Detektieren eines Phasenfehlers der lokalen orthogonalen Träger in bezug auf die übertragenen Träger und zum Steuern des Trägergenerators mit dem detektierten Phasenfehler.
Nachstehend wird die Erfindung ausführlich mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Dabei zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Empfangsstation eines digitalen Übertragungssystem gemäß einer erfindungsgemäßen Ausführungsform;
Fig. 2 eine erfindungsgemäße Datenstruktur einer Bitbündelübertragung;
Fig. 3 Details der Fehlerdetektionsschaltung gemäß Fig. 1 mit dem Leistungspegeldetektor, dem Taktphasenfehlerdetektor und dem Trägerphasenfehlerdetektor;
Fig. 4 eine Wellenform eines Abschnitts der Präambel eines modulierten ankommenden QPSK-Signals;
Fig. 5 einen Abschnitt eines lokal erzeugten vorbestimmten Bitmusters, das an die Korrelatoren gemäß Fig. 1 übergeben wird;
Fig. 6 einen Abschnitt der Wellenform des Ausgangssignals des einen der Korrelatoren gemäß Fig. 1; und
Fig. 7 bis 9 Darstellungen der Ausgangssignale des Taktphasenfehlerdetektors, des Trägerphasenfehlerdetektors bzw. des Leistungspegeldetektors gemäß Fig. 3.
In Fig. 1 ist eine Empfangsstation eines im Bitbündelbetrieb arbeitenden digitalen Funkübertragungssystems gemäß einer erfindungsgemäßen Ausführungsform dargestellt. Über einen Eingangsanschluß 10 empfängt die Station ein übertragenes Bitbündel eines QPSK-(Quadraturphasenumtast-)Signals, das eine Präambel und ein Datenfeld gemäß Fig. 2 aufweist. Die Präambel umfaßt eine Folge von binären logischen Werten +1 und -1 einer vorbestimmten Anzahl, die sich in Symboltaktintervallen T abwechseln. Es besteht kein Unterschied zwischen einem Trägerrückgewinnungsfeld und einem Taktrückgewinnungsfeld wie bei dem Format der bekannten Präambel.
Die Präambel jeder Bitbündelübertragung am Anschluß 10 hat eine Wellenform M(t), die dargestellt wird durch m(t)(cos ωct + sin ωct), wie in Fig. 4 dargestellt, wobei gilt: m(t) = +1 bei t=2nT, m(t) = -1 bei t=(2n+1)T und m(t) = 0 bei t=(n+(1/2))T und ωc die Winkelfrequenz des Trägers des Bitbündelsignals und n eine ganze Zahl einschließlich Null ist. Das Signal, das in der Präambel enthalten ist, wird über eine geregelte Vorverstärkerstufe 11 einem QPSK- (Quadraturphasenumtast-)Demodulator 12 zugeführt. Dieser Demodulator ist mit einem lokalen Oszillator ausgestattet, der unabhängig orthogonale Träger mit der gleichen Frequenz wie die übertragenen Träger erzeugt, ohne Frequenz- und Phasensteuersignale von externen Quellen zu empfangen. Die lokalen Träger können in bezug auf die Phasen von den übertragenen Trägern in einen Bereich zwischen -π und +π abweichen. Somit wird das ankommende Signal in einer "pseudosynchronen Weise" oder einer nichtkohärenten Detektion demoduliert, um die gleichphasige und die quadraturphasige Komponente I(t) und Q(t), die nachstehend aufgeführt sind, zurückzugewinnen:
I(t)=1/2m(t)cosΔθ-sinΔθ) (1)
Q(t)=1/2m(t)(cosΔθ+sinΔθ) (2)
Diese Komponenten treten an den Eingängen der Korrelatoren 13 bzw. 14 auf.
Ein Bitmistergenerator 15 ist vorgesehen, um den Korrelatoren 13 und 14 eine Folge V(T) von Symbolbits zuzuführen, die durch folgende Beziehung gegeben ist:
wobei gilt: N ist die Anzahl der Symbolbits ist, die in der Präambel enthalten sind, δ(t) die Delta-Funktion und Vn = +1 bei n=4k oder 4k+1 oder Vn = -1 bei n=4k+2 oder 4k+3 (wobei k eine ganze Zahl einschließlich Null ist). Somit ist Vn eine Serie von 2N Symbolen, bestehend aus +1, +1, -1, -1, +1, +1, ... -1, -1, wie in Fig. 5 dargestellt.
Jeder der Korrelatoren 13 und 14 führt eine Korrelationsberechnung durch, um das Ausgangssignal I'(t) bzw. Q'(t) zu erzeugen, die gegeben sind durch:
Da m(t) durch die folgenden Gleichungen gegeben ist:
m(t - 2kT) = m(t) (6)
m{t - (2k+1)T} = -m(t) (7)
m(t - T/2 - 2kT) = m(t - T/2) (8)
m{t - T/2 -(2k+1)T} = -m(t- T/2) (9)
können das gleichphasige und das quadraturphasige Signal I'(t) und Q'(t) während des Empfangs einer Präambel dargestellt werden durch:
Fig. 6 stellt die Wellenform des gleichphasigen Signals I'(t) als Ergebnis der Berechnung der Korrelation zwischen den Symbolen aus dem Bitmistergenerator 15 und denen der Präambel, die im gleichphasigen Signal I(t) enthalten ist, dar. Eine ähnliche Wellenform wird durch die Berechnung der Korrelation zwischen den Symbolen aus dem Bitmistergenerator 15 und denen der Präambel, die im quadraturphasigen Signal Q(t) enthalten ist, abgeleitet. Die Ausgänge der Korrelatoren 13 und 14 sind an eine Fehlerdetektionsschaltung gekoppelt, die einen Leistungspegeldetektor 16, einen Taktphasenfehlerdetektor 17 und einen Trägerphasenfehlerdetektor 18 aufweist. Die Detektorschaltungen 16, 17 und 18 werden ausführlich mit Bezug auf Fig. 3 beschrieben.
Andererseits sind die Ausgänge des Demodulators 12 ferner an Analog-Digital-Umsetzer 20 bzw. 21 gekoppelt, um digitale Versionen des gleichphasigen und des quadraturphasigen Signals I(t) und Q(t) zu erzeugen zum Weitergeben an einen Synchrondetektor 22. Abtastimpulse werden an die A/D-Umsetzer 20 und 21 mit einem Symboltakt von einer Regelschleife übergeben, die einen Taktfrequenzfehlerdetektor 23, der an einen Ausgangsanschluß des Synchrondetektors 22 gekoppelt ist, und einen spannungsgesteuerten Oszillator oder VCO 24 aufweist, der anspricht auf einen Frequenzfehler vom Detektor 23 und auf einen Phasenfehler, der vom Taktphasenfehlerdetektor 17 zugeführt wird. Der Taktfrequenzfehlerdetektor 23 weist einen Nulldurchgangsdetektor und ein Schleifenfilter auf, um aus der übertragenen Symboltaktfrequenz ein Signal zu erzeugen, daß einer Frequenzabweichung des VCO 24 entspricht.
Orthogonale Referenzträger für den Synchrondetektor 22 werden von einer Regelschleife erzeugt, die gebildet wird durch einen Trägerfrequenzfehlerdetektor 25, der an die Ausgänge des Synchrondetektors 22 gekoppelt ist, die jeweils zu den Ausgangsanschlüssen 28I und 28Q führen, einen spannungsgesteuerten Oszillator 26, der anspricht auf die Ausgangssignale des Frequenzfehlerdetektors 25 und auf einen Trägerphasenfehler, der vom Phasenfehlerdetektor 18 zugeführt wird, und einen π/2-Phasenschieber 27, der an den VCO 26 gekoppelt ist. Der Trägerfrequenzfehlerdetektor 25 weist einen Phasendiskriminator, der an die Ausgänge des Synchrondetektors 22 gekoppelt ist, und ein Schleifenfilter auf, um ein Signal zu erzeugen, das einer Frequenzabweichung des VCO 26 von einem Sollwert entspricht.
Eine Verstärkungsregelungsschaltung 19 ist vorgesehen, um auf die Ausgangssignale des Leistungspegeldetektors 16 und des VCO 24 anzusprechen, indem sie den Leistungsausgangspegel der Vorverstärkerstufe 11 auf einem konstanten Pegel hält.
Wie in Fig. 3 dargestellt, weist der Taktphasenfehlerdetektor 17 D-Flipflops 33 und 34 auf, deren Dateneingänge an den einen der Ausgänge der Korrelatoren 13 und 14 gekoppelt sind. Das Ausgangssignal des VCO 24 wird einerseits über eine Verzögerungsschaltung 35, die ein Halbsymbolintervall (=T/2) einführt, an den Takteingang des Flipflops 33 und andererseits direkt an den Takteingang des Flipflops 34 übergeben. Der Ausgang des Flipflops 33 ist an den einen Eingang eines Multiplizierers 37 gekoppelt, und der Ausgang des Flipflops 34 ist an einen Vorzeichencodedetektor 36 gekoppelt, dessen Ausgang mit dem anderen Eingang des Multiplizierers 37 verbunden ist. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 37 stellt einen Phasenfehler des Symboltakts dar und wird an den Phasensteuereingang des VCO 24 übergeben. Wenn man annimmt, daß eine Phasenverzögerung von ΔT im lokalen Symboltakt des VCO 24 in bezug auf den des ankommenden Signals vorhanden ist, führt das Abtasten des Eingangssignals I'(t) durch das Flipflop 34 als Antwort auf den lokalen Symboltakt zur Erzeugung eines Abtastwertes I'n, der gegeben ist durch:
I'n = I'(nT + ΔT) (12)
wobei gilt: 0 ≤ ΔT < T. Andererseits führt das Abtasten des Signals I'(t) durch das Flipflop 33 als Antwort auf das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 35 zur Erzeugung eines Abtastwertes I"n, der gegeben ist durch:
I"n = I'(nT + (T/2) + ΔT) (13)
Typische Beispiele für die Abtastwerte I'n und I"n sind durch nichtausgefüllte bzw. ausgefüllte Punkte in Fig. 6 dargestellt. Der Vorzeichencodedetektor 36 erzeugt ein Signal SGN (I'n), das im Multiplizierer 37 mit I"n multipliziert wird, um ein Taktphasenfehlersignal zu erzeugen, das gegeben ist durch:
R = SGN (I'n) I"n (14)
wobei SGN ( ) das Signum bedeutet. Dieses Signal ändert sich nur als Funktion des Symboltaktphasenfehlers ΔT, wie in Fig. 7 dargestellt.
Der Trägerphasenfehlerdetektor 18 wird von einer Dividierschaltung 38 gebildet, die eine Divisionsberechnung Q'/I' mit den Signalen von den Korrelatoren 13 und 14 durchführt und das Ergebnis der Berechnung an einen Arcustangenskalkulator 39 übergibt, der die folgende Gleichung berechnet:
Wie in Fig. 8 dargestellt, ist das Ausgangssignal des Arcustangenskaklulators 39 ein Signal, das sich als lineare Funktion eines Phasenfehlers Δθ ändert. Das Ausgangssignal des Arcustangenskalkulators 39 wird an einen Subtrahierer 40 übergeben, in dem π/4 subtrahiert wird. Das Ausgangssignal des Subtrahierers 40 wird als Trägerphasenfehler an den VCO 26 übergeben.
Der Leistungspegeldetektor 16 weist Quadrierschaltungen 30 und 31 auf, die jeweils an die Ausgänge der Korrelatoren 13 und 14 gekoppelt sind, um quadrierte Werte I'(t) und Q'(t) zu erzeugen. Ein Addierer 32 addiert die quadrierten Signale [I'(t)]² und [Q'(t)]², um ein Signal P(t) zu erzeugen, das gegeben ist durch:
und übergibt die Summe als Verstärkungssteuersignal an die Verstärkungsregelungsschaltung 19. Wie in Fig. 9 dargestellt, ändert sich das Verstärkungssteuersignal nur mit der Amplitude m(t) des ankommenden Signals und stellt dessen Signalleistung dar.
Der Betrieb der Verstärkungsregelungsschaltung 19 basiert auf dem Abtasten des Ausgangssignals des Leistungspegeldetektors 16 als Antwort auf das Ausgangssignal des VCO 24, so daß der durch Abtastung ermittelte Wert eine genaue Darstellung des Leistungspegels zu der Zeit ist, wo das Phasenfehlersteuersignal ΔT erzeugt wird. Das Verstärkungs- und das Phasenfehlersteuersignal können deshalb in kurzen Zeiträumen abgeleitet werden, und somit kann die Informationsmenge, die in der Präambel jeder Bitbündelübertragung enthalten ist, verringert werden, um eine hohe Übertragungseffizienz zu erreichen.
Das System arbeitet zufriedenstellend, wenn der lokale Oszillator in den orthogonalen Demodulator 12 der oben beschriebenen Art einbegriffen ist, wenn die Zeit, die für eine Fehlerdetektion erforderlich ist, geringer ist als eine Periode 1/Δf (wobei Δf die Frequenzabweichung des lokalen Oszillators des Demodulators 12 von der Trägerfrequenz des ankommenden Signals darstellt).
Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung stellt die Verwendung der Korrelatoren 13 und 14 einen hohen Signal- Rausch-Abstand in deren Ausgangssignalen sicher, und zwar immerhin {(10/2)log&sub1;&sub0;N} dB. Dies ist vorteilhaft, wenn die Fehlerdetektionsschaltung Steuersignale ableiten soll.
Die vorstehende Beschreibung stellt lediglich auf eine bevorzugte erfindungsgemäße Ausführungsform dar. Verschiedene Modifikationen sind für den Fachmann offensichtlich, ohne vom Schutzumfang der Erfindung abzuweichen, der lediglich durch die beigefügten Patentansprüche eingeschränkt wird. Somit hat die dargestellte und beschriebene Ausführungsform lediglich illustrativen und keinen restriktiven Charakter.

Claims

1. Präambeldetektionsschaltung für ein Übertragungssystem, in dem eine Präambel und ein Digitalsignal auf orthogonale Träger moduliert und in einer Serie von Bitbündelsignalen übertragen werden, wobei die Präambel ein vorbestimmtes Bitmuster aufweist, mit:

einer orthogonalen Demodulatoreinrichtung (12) zum Empfangen der übertragenen Bitbündelsignale und zum nichtkohärenten Detektieren der Präambel und des Digitalsignals mit lokalen orthogonalen Trägern, die die gleiche Frequenz haben wie die Frequenz der übertragenen orthogonalen Träger, wobei die lokalen orthogonalen Träger die Tendenz haben, bezüglich der Phase über einen vorbestimmten Bereich von den übertragenen orthogonalen Trägern abzuweichen, wobei die orthogonale Demodulatoreinrichtung ein gleichphasiges und ein quadraturphasiges Ausgangssignal erzeugt;

einer Einrichtung (15) zum Erzeugen eines lokalen Bitmusters, das dem Bitmuster entspricht, das in der Präambel enthalten ist;

einem ersten und einem zweiten Korrelator (13, 14), wobei der erste Korrelator (13) eine Berechnung der Korrelation zwischen dem lokalen Bitmuster und dem gleichphasigen Ausgangssignal durchführt und der zweite Korrelator (14) eine Berechnung der Korrelation zwischen dem lokalen Bitmuster und dem quadraturphasigen Ausgangssignal durchführt;

einer Trägerphasenfehlerdetektoreinrichtung (18), die mit den Ausgängen des ersten und des zweiten Korrelators (13, 14) verbunden ist, zum Detektieren eines Phasenfehlers der lokalen orthogonalen Träger in bezug auf die übertragenen Träger;

einer Symboltaktgeneratoreinrichtung (24) zum Erzeugen eines lokalen Taktimpulses mit einer Symbolrate der übertragenen Bitbündelsignale; und

einer Taktphasenfehlerdetektoreinrichtung (17), die mit dem einen (13) der Ausgänge des ersten und des zweiten Korrelators und dem Ausgang der Symboltaktgeneratoreinrichtung (24) verbunden ist, zum Detektieren eines Phasenfehlers (ΔT) des lokalen Taktimpulses in bezug auf die Symbole, die in den übertragenen Bitbündelsignalen enthalten sind und zum Steuern der Symboltaktgeneratoreinrichtung (24) mit dem detektierten Phasenfehler (ΔT).

2. Präambeldetektionsschaltung nach Anspruch 1, ferner mit einer Leistungspegeldetektoreinrichtung (16), die mit den Ausgängen des ersten und des zweiten Korrelators (13, 14) verbunden ist, zum Detektieren eines Leistungspegels der empfangenen Bitbündelsignale.

3. Präambeldetektionsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der das Bitmuster, das in der Präambel enthalten ist, eine Serie von sich abwechselnden binären logischen Werten ist.

4. Präambeldetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Trägerphasenfehlerdetektoreinrichtung (18) aufweist:

eine Divisionsschaltung (38) zum Durchführen einer Divisionsberechnung zwischen dem gleichphasigen und dem quadraturphasigen Ausgangssignal, um einen Quotienten zu erzeugen; und

eine Arcustangenskalkulatoreinrichtung (39) zum Bestimmen des Arcustangens des Quotienten.

5. Präambeldetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die Taktphasenfehlerdetektoreinrichtung (17) aufweist:

eine Verzögerungseinrichtung (35) zum Verzögern des lokalen Taktimpulses um einen Betrag, der einer Hälfte des Intervalls zwischen aufeinanderfolgenden Symbolen entspricht, die in den übertragenen Bitbündelsignalen enthalten sind;

eine erste Abtasteinrichtung (33) zum Abtasten des gleichphasigen oder des quadraturphasigen Signals als Antwort auf den verzögerten lokalen Taktimpuls;

eine zweite Abtasteinrichtung (34) zum Abtasten des gleichphasigen oder des quadraturphasigen Ausgangssignals als Antwort auf den lokalen Taktimpuls;

eine Symboldetektoreinrichtung (36) zum Detektieren eines vorbestimmten Symbols aus dem Ausgangssignal der zweiten Abtasteinrichtung (34); und

eine Multiplizierereinrichtung (37) zum Erzeugen eines Signals, das ein Produkt aus dem Ausgangssignal der ersten Abtasteinrichtung und dem vorbestimmten Symbol darstellt.

6. Digitales Übertragungssystem, in dem eine Präambel und ein digitales Signal auf orthogonale Träger moduliert werden und in einer Serie von Bitbündelsignalen zu einem entfernten Ende des Systems übertragen werden, wobei die Präambel ein vorbestimmtes Bitmuster zur Träger- und Taktrückgewinnung am entfernten Ende des Systems aufweist, mit einer Präambeldetektionsschaltung nach Anspruch 2, 3, 4 oder 5 am entfernten Ende und mit einer geregelten Verstärkereinrichtung (11) zum Empfangen der übertragenen Bitbündelsignale, zum Verstärken der empfangenen Signale und zum Übergeben der verstärkten Signale an die orthogonale Demodulatoreinrichtung (12);

einer ersten und einer zweiten Entscheidungsschaltung, die auf den lokalen Taktimpuls ansprechen, zum jeweiligen Abtasten des gleichphasigen und des quadraturphasigen Ausgangssignals;

einer Trägergeneratoreinrichtung (26) zum Erzeugen von zweiten lokalen orthogonalen Trägern; und

einer Synchrondetektoreinrichtung (22) zum Durchführen einer Synchrondetektion von Ausgangssignalen von der ersten und der zweiten Entscheidungsschaltung mit den zweiten lokalen orthogonalen Trägern; wobei

die Trägerphasenfehlerdetektoreinrichtung (25) die Trägergeneratoreinrichtung (26) mit dem detektierten Phasenfehler steuert; und

die Leistungspegeldetektoreinrichtung (16) die geregelte Verstärkereinrichtung (11) mit dem detektierten Leistungspegel steuert.

7. Digitales Übertragungssystem nach Anspruch 6, ferner mit einer Einrichtung (19) zum Abtasten des detektierten Leistungspegels als Antwort auf den lokalen Taktimpuls und zum Übergeben des durch Abtastung ermittelten Leistungspegels an die geregelte Verstärkereinrichtung (11) als den detektierten Leistungspegel.