DE3411524C2

DE3411524C2 -

Info

Publication number: DE3411524C2
Application number: DE19843411524
Authority: DE
Inventors: Rainer Dipl.-Ing. Dangschat (Fh), 8011 Landsham, De; Werner Dipl.-Ing. 8044 Lohhof De Roessler
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1984-03-28
Filing date: 1984-03-28
Publication date: 1993-06-03
Also published as: DE3411524A1

Description

Die Erfindung betrifft ein selbstschwingendes Flußwandler- Schaltnetzteil nach den Merkmalen des Oberbegriffs des Anspruchs 1.

Aus der US-39 89 995 ist bereits ein selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetzteil bekannt, bei dem ebenfalls eine Zeitschaltung vorgesehen ist. Dort erfolgt die Einschaltung des Schalttransistors sofort nach dem Ablauf der Entmagnetisierung.

Für die Stromversorgung typischer Digitalbaugruppen (z. B. Personalcomputer, Floppy-Disk) werden bei Spannungen von 5 und 12 V Ströme zwischen 3 und 20 A benötigt. Für diesen Verwendungszweck sind somit Sperrwandler-Schaltnetzteile ungeeignet, die zwar für höhere Ausgangsspannungen aber nur für Ströme bis ca. 2 A ausgelegt sind.

Für den vorstehend genannten Anwendungszweck eignen sich die eingangs genannten Flußwandler-Schaltnetzteile, die aber bisher erheblich teurer als Sperrwandler-Netzteile sind, da sie einen wesentlich höhreren Schaltungsaufwand benötigen. So sind beispielsweise eine eigene Spannungsversorgung für die Steuerungsschaltung und ein Oszillator zur Takterzeugung erforderlich.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein preiswertes Flußwandler-Schaltnetzteil anzugeben, das einen erheblich geringeren Aufwand an Bauteilen aufweist.

Diese Aufgabe wird durch ein selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetzteil mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.

Hierdurch wird der Vorteil erzielt, daß ein Oszillator nicht mehr erforderlich ist. Ferner ist man durch die erfindungsgemäße dritte Schaltzeit nicht mehr darauf festgelegt, ein festfrequentes Tastverhältnis von mindestens 0,5 zu wählen. Dies ist sonst bei Flußwandler-Schaltnetzteilen erforderlich, da bei Tastverhältnissen kleiner als 0,5 der Transformator in die Sättigung gefahren wird und damit der Schalttransistor zerstört wird. Da die erfindungsgemäße dritte Zeitperiode erst nach Ablauf der Abmagnetisierung beginnt, ist unabhängig vom Tastverhältnis gewährleistet, daß der Transformator nicht mehr in die Sättigung gefahren werden kann.

Vorteilhafte Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen Flußwandler-Schaltnetzteils sind in den Unteransprüchen angeführt und werden anhand der folgenden Ausführungsbeispiele näher erläutert.

In der dazugehörenden Zeichnung zeigen

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild,

Fig. 2 eion Impulsdiagramm der Schaltung gemäß Fig. 1,

Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel und

Fig. 4 ein Impulsdiagramm des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 3.

In der Fig. 1 ist ein Prinzipschaltbild des erfindungsgemäßen Flußwandler-Schaltnetzteils dargestellt. Eine Netzwechselspannung U wird mit Hilfe eines Brückengleichrichters G gleichgerichtet und ergibt eine gleichgerichtete Eingangsspannung U_E, die einen Kondensator C_L auflädt. Diese Eingangsspannung U_E wird mit Hilfe eines Schalttransistors periodisch an die Primärwicklung N 1 eines Transformators Tr gelegt. Die Steuerung des Transistors T erfolgt durch eine elektronische Steuerschaltung St.

Die an der Sekundärwicklung N4 des Transformators Tr entstehende Spannung wird mit Hilfe der Dioden D_A gleichgerichtet und ergibt die Spannung U_E′, die einer Drossel L zugeführt wird. Am Ausgang der Drossel L kann die durch den Kondensator C_A gesiebte Ausgangsspannung U_A abgegriffen werden.

Die gleichgerichtete Netzspannung U_E wird während der Flußphase, d. h. während der Transistor T leitet, von der Primärwicklung N4 transformiert.

Der Transformator Tr weist weiterhin eine Entmagnetisierwicklung N2 auf, womit die während der Flußphase im Transformatorkern aufgebaute Energie in der Sperrphase über die Diode D1 in den Ladekondensator C_L zurückgespeist wird. Die Windungszahl der Wicklung N2 entspricht vorzugsweise derjenigen der Primärwicklung N1, wodurch die Entmagnetisierzeit genauso lange wie die Flußzeit dauert.

Der Transformator Tr weist ferner eine Versorgungswicklung N3 auf, die die Betriebsspannung für die Steuerschaltung St während der Flußphase über die Diode D3 liefert. In der Sperrphase wird das durch den Widerstand R und den Kondensator C gebildete RC-Glied aufgeladen mit dessen Hilfe die Schaltfrequenz erzeugt wird.

Die Schaltfrequenz ist variabel und abhängig von der gleichgerichteten Netzspannung U_E, der Ausgangsspannung U_A dem Übersetzungsverhältnis Ü des Transformators Tr und der Zeitkonstante des RC-Gliedes. Die ersten drei Größen sind zum einen vorgegeben und erfordern zum anderen bei nicht-lückendem Drosselstrom nur ein bestimmtes Tastverhältnis.

Somit wird die Schaltfrequenz allein durch die Zeitkonstante RC-Gliedes bestimmt und kann hiermit abgeglichen werden.

Das Tastverhältnis selbst ist bei nicht lückendem (kontinuierlichen) Drosselstrom in erster Näherung nur vom Verhältnis der Eingangsspannung U_E zur Ausgangsspannung U_A abhängig. Vernachlässigt man Diodenabfälle und ohmsche Verluste, so ergibt sich folgende Gleichung.

U_A=(T_ein/t_ein+t_aus) U_E′=ν.

In der Fig. 2 sind die unterschiedlichen Spannungen sowie der Strom I_L durch die Drossel L dargestellt. Daraus ist ersichtlich, daß während der Abmagnetisierungszeit t_ab das RC-Glied über die Diode D2 auf -11,3 V geklemmt wird. Sobald die Energie im Transformator Tr abgebaut ist, geht die Spannung U_N3 auf Null zurück und der Kondensator c wird über den Widerstand R geladen. Der Nulldurchgang der Spannung U_RC wird von der Steuerschaltung St erkannt und bewirkt ein Durchschalten des Transistors T und damit eine neue Flußphase. Diese neue Flußphase ist also erst möglich, wenn der Transistor Tr keine magnetische Energie mehr hat. Es wird somit wirksam verhindert, daß der Transformatorkern durch eine Vormagnetisierung in die Sättigung gefahren wird, was zur Zerstörung des Schalttransistors T führen würde.

Der Fig. 2 ist zu entnehmen, daß neben der Einschaltzeit t_ein und der Abmagnetisierungszeit t_ab eine dritte Zeitperiode t_RC erzeugt wird, die mit dem Abschluß der Abmagnetisierung des Transformators Tr beginnt.

In der Fig. 3 ist ein Ausführungsbeispiel dargestellt, bei dem als Steuerschaltung St die integrierte Schaltung TDA 46 01 D verwendet wird.

Das Schaltnetz ist für eine Ausgangsspannung von 5 V und einen Ausgangsstrom von 10 A ausgelegt.

Die Netzwechselspannung U∼ wird über das aus der Doppeldrossel Dr1 und d em Kondensator C1 bestehende Filter und den NTC-Widerstand dem Brückengleichrichter G zugeführt. Der Schutzleiter SL ist über den Kondensator C2 an die Schaltung angekoppelt.

Die gleichgerichtete Netzspannung lädt den Ladekondensator C_L auf und wird durch den Schalttransistor T periodisch an die Primärwicklung N1 des Transformators Tr bzw. 1 gelegt. In diesem Strompfad ist eine Sicherung Si eingefügt.

In der Anlaufphase erfolgt die Spannungsversorgung der Steuerschaltung St über den Widerstand R1 und den PTC-Widerstand. Im Regelbetrieb erfolgt die Spannungsversorgung durch die Wicklung N3 über die Diode D3.

Die Steuerschaltung St hat einen Regeleingang 2, der zur Erkennung des Nulldurchgangs der Schaltimpulse dient. An diesen Eingang wird die Spannung U_RC gelegt, die durch das Zeitschaltglied RC gebildet wird. Wie bei der Fig. 1 beschrieben ist, beginnt sich diese Spannung von einem negativen Wert ausgehend an aufzubauen, wenn die Abmagnetisierung des Transformators Tr abgeschlossen ist.

Die Regelung der sekundärseitigen Ausgangsspannung U_A erfolgt mit Hilfe des Optokopplers OK, bei dem der Strom durch die Sendediode mittels des Regelverstärkers V geregelt wird. Mit dem Potentiometer P2 kann der Regelpunkt eingestellt werden. Der Optokoppler OK ist über den Widerstand R13 an den Regeleingang 3 der Steuerschaltung St gelegt.

Der Operationsverstärker OP übernimmt im Überlastungsfall an Stelle des Regelverstärkers V die Regelung. Den Einsatzpunkt des Überlastungsverstärkers bestimmt die Spannung am Eingang 2 des Operationsverstärkers OP. Sie wird mitttels Spannungsteiler (R14, P1) aus der temperaturkompensierten Referenzspannung der Steuerschaltung St abgeleitet. Diese steht am Anschluß 4 von St zur Verfügung. Der Widerstand R3 kompensiert den durch unterschiedliche Netzspannungen hervorgerufenen Fehler. Der andere Eingang des Operationsverstärkers OP liegt am Emitter des Schalttransistors T, wobei der Emitterwiderstand R4 als Stromfühler eingesetzt ist. Da während der Flußphase der Ausgangsstrom im Transformator Tr im Verhältnis 1 : Ü übersetzt wird, wird am Emitterwiderstand R4 exakt der Ausgangsstrom erfaßt. Durch die angegebene Schaltung wird eine Zerstörung des Schalttransistors durch zu hohe Ströme verhindert.

Der Ausgang des Operationsverstärkers OP ist über den Widerstand R5 auf den Regeleingang 3 der Steuerschaltung St gelegt.

Während der Impulszeit steuert der Anschluß 8 der Steuerschaltung St über den Widerstand R2 und den Kondensator C4 den Koppelkondensator C3 an. Dieser Kondensator C3 dient zur Potentialtrennung zwischen dem Transistor T und der Steuerschaltung St. Mit der Änderung des Widerstandes R2 bzw. des Kondensators C4 kann der Basisansteuerstrom des Schalttransistors T geändert werden.

Das RC-Glied R6/C6 am Anschluß 4 der Steuerschaltung St bestimmt die maximale Spannung/Zeit-Fläche während der Einschaltzeit am Transformator. Damit wird eine Sättigung des Transformatorkerns verhindert.

In Fig. ist der typische Spannungsverlauf an den vier Wicklungen N1 bis N4 des Transformators Tr dargestellt.

Den Ausführungsbeispielen ist zu entnehmen, daß das erfindungsgemäße Flußwandler-Schaltnetzteil als quasi freischwingende Schaltung ausgeführt ist und die Vorteile des nicht synchronisierten Sperrwandlers beinhaltet. Auf den sonst bei Flußwandlern benötigten Festoszillator kann verzichtet werden, wobei die Begrenzung des Regelvorganges durch das Tastverhältnis bestimmt wird. Hierdurch erzielt man einen Freiheitsgrad mehr bei der Regelung. Die Sättigung des Transformatorkerns und damit die Zerstörung des Schalttransistors wird in sicherer Weise verhindert. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Steuerschaltung St intern versorgt wird und somit auf eine externe Spannungsversorgung aus einem zusätzlichen Transformator oder einem verlustbehafteten Vorwiderstand verzichtet werden kann. Dabei ist die Spannung an der Wicklung N3 des Transformators Tr proportional zur Netzspannung, wodurch eine Unterspannung über die Versorgungsspannung erkannt wird, so daß die Steuerschaltung St abgeschaltet (Unterspannungsschutzschaltung).

Das erfindungsgemäße Flußwandler-Schaltnetzteil weist damit im Vergleich zur bekannten Flußwandler-Schaltnetzteilen einen sehr geringen Aufwand an Bauteilen auf und bietet somit den Vorteil einer erheblichen Kostenreduzierung. Es ist kurzschluß-, überlast- und leerlaufsicher und hatt bei Leerlauf nur eine Leistungsaufnahme von 3 W.

Im folgenden ist eine bevorzugte Dimensionierung der Bauelemente des in der Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispieles angeführt:

R
220 kOhm
R1	2,7 kOhm
R2	2,2 Ohm
R3	3,9 MOhm
R4	1 Ohm
R5	1 kOhm
R6	150 Ohm
R7	100 kOhm
R8	10 kOhm
R9	1,5 kOhm
R10	270 kOhm
R11	27 Ohm
R12	36 Ohm
R13	1 kOhm
R14	10 kOhm
R15	470 Ohm
R16	680 Ohm
R17	2,7 kOhm
R18	470 kOhm
R19	100 Ohm
P1	10 kOhm
P2	220 Ohm
C	1 nF
C1	0,33 µF
C2	3,3 nF
C3	100 µF/16 V
C4	2,2 µF
C5	2,2 µF
C6	4,7 nF
C7	100 µF/25 V
C8	10 µF
C_L	150 µF/385 V
C_A1	10 000 µF/10 V
C_A2	22 µF
D1	BA 159
D2, D3	1 N 4148
D4	1 N 4007
D_A	BYS 28
T	BU 508 A
OK	CNY 17 F1
V	TL 431
OP	TAB 1453
St	TDA 4601 D
Tr	AZV 2225
L	Drossel 150 µH
Dr 1	Entstördrossel 2×27 mH
Dr 2	Rohrkern 1 Wdg
Dr 3	HF-Drossel 1,5 µH
G	C 2540 - B 250 - C 1000
NTC	K 231
PTC	J 29
Si	1,25 A

Claims

1. Selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetz mit einem durch eine Regelschaltung gesteuerten Schalttransistor, der eine Primärwicklung eines Transformators periodisch mit einer Eingangsspannung beaufschlagt, wobei eine Schaltungsanordnung für eine Zeitschaltung vorgesehen ist, gekennzeichnet dadurch, daß die Zeitschaltung neben der Einschaltzeit (t_ein) und Abmagnetisierzeit (t_ab) eine dritte Zeittperiode (t_RC) erzeugt, die unabhängig von der Einschaltzeit (t_ein) ist.

2. Selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitschaltung durch ein RC-Glied (R/C) gebildet ist.

3. Selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß es als Steuerungsschaltung (St) einen integrierten Baustein aufweist.

4. Selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetzteil nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromversorgung der Steuerungsschaltung (St) intern aus einer Wicklung (N3) des Transformators (Tr) erfolgt.

5. Selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromversorgung der Steuerungsschaltung (St) in der Anlaufphase über einen PTC-Widerstand (PTC) erfolgt.

6. Selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß es einen Optokoppler (OK) als potentialgetrenntes Übertragungsglied für die sekundärseitige Spannung aufweist.

7. Selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß es zur Strombegrenzung einen Operationsverstärker (OP) aufweist.

8. Selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß es einen Kompensationswiderstand (R3) zum Erkennen des Einsatzpunktes der sekundärseitigen Überstromerzeugung aufweist.