DE3319352A1

DE3319352A1 - Wechselrichter zur speisung von entladungslampen

Info

Publication number: DE3319352A1
Application number: DE19833319352
Authority: DE
Inventors: Peter 8221 St.-Georgen Krummel
Original assignee: Siemens AG; Siemens Corp
Current assignee: Siemens AG; Siemens Corp
Priority date: 1983-05-27
Filing date: 1983-05-27
Publication date: 1984-11-29
Also published as: FI841794L; EP0127101B1; ATE25800T1; DE3462574D1; EP0127101A1; FI841794A0; FI76906C; FI76906B

Description

Wechselrichter zur Speisung von Entladungslampen

Die Erfindung betrifft einen Wechselrichter gemäß Oberbegriff von Anspruch 1. Der Wechselrichter ist dabei einer bestimmten Lampenleistung angepaßt, wobei die Betriebsfrequenz des Wechselrichters und die Induktivität der ■ Drossel des Serienresonanzkreises bei dieser Betriebsfrequenz so bemessen sind, daß die Entladungslampe gerade den für ihre Nennleistung erforderlichen Strom erhält;' dabei wird von einer ganz bestimmten Brennspannung ausge-

15 gangen.

Seit einiger Zeit sind nun Entladungslampen gleicher Nennleistung auf dem Markt, die sich durch ihre Gasfüllung (früher nur Krypton, jetzt auch Argon) und damit auch durch ihre Brennspannung unterscheiden: Entladungslampen mit Argon-Füllung haben eine deutlich höhere Brennspannung. Sie würden daher mit einem für eine Krypton-Lampe ausgelegten Wechselrichter eine unzulässig hohe Leistung aufnehmen.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, den Wechselrichter so auszulegen, daß er zur Speisung von Lampen gleicher Nennleistung unabhängig von ihrer Gasfüllung und damit von ihrer Brennspannung brauchbar ist.

Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist in Anspruch 1 gekennzeichnet. Sie sorgt abhängig von der jeweils festgestellten Brennspannung für eine solche Betriebsfrequenz des Wechselrichters, daß sich in Verbindung mit der konstanten Induktivität der Drossel des Se-

19.5.1983 / Ba 1 Sur

rienresonanzkreises gerade der erforderliche Lampenstrom einstellt. Der Steuersatz kann dabei einen Impulsgenerator haben, dessen Frequenz mit einer von der Brennspannung der Entladungslampe abgeleiteten Eingangsgröße ansteigt: Bei entsprechender Auslegung dieser Kennlinie stellt sich dann automatisch die zur jeweiligen Brennspannung passende Frequenz und damit der erforderliche Lampenstrom ein. Abweichend davon kann aber auch die Frequenz des Impulsgenerators umschaltbar sein, abhängig von dem Erreichen bzw. Unterschreiten bestimmter Schwellwerte der Brennspannung.

Meist ist vor Zündung der Entladungslampe eine ausreichende Vorheizung ihrer Elektroden erwünscht. Zu diesem Zweck ist es bekannt, die Betriebsfrequenz des Wechselrichters während einer Vorheizzeit soweit heraufzusetzen, daß sie einen genügenden Abstand von der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises hat, so daß die Spannung an der Lampe zur Zündung nicht ausreicht. Nach Ablauf dieser Vorheizzeit wird dann die Betriebsfrequenz herabgesetzt un-d soweit an die Resonanzfrequenz angenähert, bis die Spannung an der Lampe zur Zündung ausreicht. Zur Verbindung dieser bekannten Funktionen mit der Erfindung ist gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung vorgesehen, zwischen dem Steuersatz und dem Brennspannungsfühler einen Auswerter anzuordnen, dem zusätzlich die Spannung eines am Eingang des Wechselrichters liegenden Zeitgliedes zugeführt wird und der während einer mit der Einschaltung des Wechselrichters beginnenden Vorheizzeit und einer daran anschließenden Zündzeit die Frequenz der Steuerspannungen bestimmt und der danach das Ausgangssignal des Brennspannungsfühlers für den Steuersatz wirksam werden läßt. Während der durch das Zeitglied bestimmten Vorheiz- und Zündphase ist somit die Betriebsfrequenz des Wechselrichters nicht durch die Brennspannung sondern durch das

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Zeitglied bestimmt, das im einfachsten Fall ein RC-Glied oder eine monostabile Kippstufe ist.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird anhand der Figuren näher erläutert; es zeigen

FIG 1 ein Blockschaltbild der Erfindung,

FIG 2 die Abhängigkeit der Betriebsfrequenz des Wechselrichters während der einzelnen Betriebsphasen, FIG 3 ein besonders einfaches Ausführungsbeispiel der Erfindung und

FIG 4 den Verlauf der Sägezahnspannung und die davon abhängige Verkürzung der Durchsteuerzeit Erhöhung der Frequenz - abhängig von der Bezugs spannung.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach FIG 1 sind die¹ Schalter des Wechselrichters Feldeffektleistungstransistoren T1, T2, die in Reihe an der Gleichspannungsquelle Q liegen. Der Lastkreis mit einem Umschwingkondensator C10, der Entladungslampe LP und dem Serienresonanzkreis mit dem Kondensator C9 und der Drossel L1 liegt parallel zu T1, wobei der Kondensator C9 des Serienresonanzkreises zwischen den heizbaren Elektroden der Lampe liegt. Bei durchgesteuertem T2 liegt der Lastkreis an der Quelle Q und lädt sich in der folgenden Halbwelle über den durchgesteuerten T1 um.

Zur abwechselnden Durchsteuerung der Transistoren T1 und T2 dient ein Steuersatz S mit einem Impulsgenerator g, der Steuerimpulse mit einstellbarer Frequenz erzeugt; diese werden über einen Impulsverteiler i abwechselnd auf die beiden Transistoren gegeben.

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Die Frequenz der Impulse des Generators g ist abhängig von dem Ausgangssignal des Auswerters A, der eingangsseitig an einen Brennspannungafühler B und an ein Zeitglied Z mit zwei Ausgängen z1 , z2 angeschlossen ist, und der im wesentlichen die Funktion hat, je nach Betriebsphase einen dieser Eingänge auf den Impulsgenerator g durchzuschalten.

Mach dem Einschalten der Gleichspannungsquelle Q macht der Auswerter A den ersten Ausgang z1 des Zeitgliedes Z wirksam, dessen Spannung zwischen den Zeitpunkt tg und t. (Vorheizzeit) für die maximale Betriebsfrequenz fy sorgt: Siehe FIG 2. Bei dieser Frequenz kann die Lampe nicht zünden. Im Zeitpunkt t^ schaltet dann der Auswerter A gesteuert durch Z - auf den zweiten Ausgang z2 des Zeitgliedes um, der eine kleinere oder eine bis zum Zeitpunkt tp stetig sinkende Spannung liefert: Die damit verbundene Absenkung der Betriebsfrequenz führt in die Nähe der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises und damit zur Zündung der Lampe. Mach dem Zeitpunkt t₂ schließlich schaltet der Auswerter auf den Brennspannungsfühler B um, so daß dann ein von der Brennspannung der Lampe abhängiges Ausgangssignal am Impulsgenerator liegt, das bei einer Argon-Lampe eine höhere Betriebsfrequenz, f„« ^unc* bei einer Krypton-Lampe eine niedrigere Betriebsfrequenz F_ßK (punktierte Linie in FIG 2) zur Folge hat.

Bei dem detaillierten Ausführungsbeispiel nach FIG 3 dient als Steuersatz im wesentlichen ein Sättigungstransformator L2, dessen Primärwicklung L21 in dem Lastkreis angeordnet ist und dessen Sekundärwicklungen L22, L23 an die Steuerstrecken der Transistoren T1, T2 angeschlossen sind. Der Lastkreis und der Sättigungstransformator sind so bemessen, daß sich ohne die nachfolgend beschriebenen erfindungsgemäßen Eingriffe die niedrigste in Betracht

kommende Betriebsfrequenz, also die zur Speisung einer Krypton-Lampe, einstellt.

Bei Betrieb dieses Wechselrichters mit einer Argon-Lampe (mit einer höheren Brennspannung) wird die Durchsteuerzeit von T2 mit Hilfe von Sperrtransistoren T3, T4 verkürzt, durch die die Steuerstrecke von T2 kurzgeschlossen wird. Hierzu liegt der Emitter von T4 an einem Synchronisierkondensator C3, der über einen Vorwiderstand R2 an die Gleichspannungsquelle Q und über einen Vorschaltkondensator C2 an die Schaltstrecke des vorzeitig zu sperrenden Transistors T2 angeschlossen ist. Der Verlauf der Sägezahnspannung U„-, am Emitter des Sperrtransistors T4 ist in FIG 4 dargestellt.

Die Basis von T4 liegt an einem Spannungsteiler mit den Widerständen R3, R4 und einem Vergleichskondensator C4, an dem eine in ihrer Größe steuerbare Bezugsspannung auf-' tritt. Hierzu ist C4 einem Steuertransistor T5 parallel geschaltet und ferner über R5 an eine Hilfsspannungsquelle angeschlossen, die von einem Kondensator C5 gebildet wird, der über eine Ladediode D4 dem Synchronisierkondensator C3 parallel liegt.

Sperrtransistor T4 wird immer durchgesteuert, wenn die Sägezahnspannung U«, größer als die Bezugsspannung ü*~, wird (FIG 2) :

Bis zum Zeitpunkt t~ ist Transistor T2 gesperrt und T1 leitend; letzterer wird zu diesem Zeitpukt durch den Sättigungstransformator L2 zugesteuert. Die Induktivitäten des Lastkreises treiben dann den Laststrom in gleicher Richtung weiter über die Gleichspannungsquelle Q und die beiden Kondensatoren C3 und C2, die damit umgeladen werden. Dabei wird der Emitter von T4 negativer als seine

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Basis und dieser Transistor und damit T3 gesperrt: Infolge dessen kann der von L23 gelieferte Steuerimpuls an T2 wirksam werden und diesen Transistor im Zeitpunkt t, durchsteuern. Von da an werden die Kondensatoren C2 und C3 in Parallelschaltung (C2 über T2) über den Vorwiderstand R2 aufgeladen bis die Sägezahnspannung am Emitter von T4 größer als die Bezugsspannung an dessen Basis geworden ist. Dann werden T3 und T4 durchgesteuert und Transistor T2 vorzeitig gesperrt.

Der Strom des Lastkreises fließt jedoch noch in gleicher Richtung weiter und zwar über die Rückstromdiode des Transistors T1 (bei MOS-FET-Transistoren integriert). Beim Nulldurchgang des Laststromes erzeugt dann der Sättigungs.transf ormator an L22 eine Durchsteuerspannung für T1, über den dann der Entladestrom des Umschwingkondensators C10 in entgegengesetzter Richtung durch den Lastkreis fließen kann. Die Zeitdauer dieser Halbwelle ist dabei von dem Sättigungstransformator abhängig und % konstant; die Änderung der resultierenden Betriebsfrequenz wird in diesem Fall also nur durch Verkürzen der einen durch T2 bestimmten Halbwelle erreicht.

Für diese Verkürzung ist die Größe der Bezugsspannung O„, an dem Vergleichskondensator C4 durch den parallel geschalteten Steuertransistor T5 unterschiedlich einstellbar. Die Steuerstrecke dieses Transistors liegt hierzu einerseits an einem Spannungsteiler mit den Widerständen R6 und R7 und über eine Zenerdiode D8 und einen Spannungsteiler R8, R9 an einem Kondensator C8, der sich über D9 bzw. D10, C7 und R12 auf einenvon der Lampenspannung abhängigen Wert auflädt.

R6 und R7 liegen parallel zu einem Kondensator C6, der über eine Entkopplungsdiode D6 an ein RC-Glied R1, C1

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angeschlossen ist und mit diesem über Widerstände R11, R10 und eine Elektrode der Lampe LP von der Gleichspannungsquelle Q aufgeladen wird. Die Spannung an C1 steuert dabei über die Schaltdiode D2 den Transistor T2 beim Einschalten des Wechselrichters an, verschwindet dann aber, da C1 über D1 und T2 entladen wird. Daher ist die Entkopplungsdiode D6 nach dem Anschwingen des Wechselrichters gesperrt: Der Steuertransistor T5 ist daher nach dem Anschwingen des Wechselrichters nur während einer kurzen Entladezeit des Kondensators C6 durchgesteuert, der mit den Widerständen R6 und R7 die Vorheizzeit bestimmt. Solange T5 auf diesem Wege durchgesteuert ist wird der Sperrtransistor T4 infolge der niedrigen Bezugs spannung Up^_v in jeder Periode bereits im Zeitpunkt tc-j (FIG 4) leitend und damit die über T2 fließende Halbwelle verkürzt. Die daraus resultierende Erhöhung der Betriebsfrequenz hat eine entsprechend niedrige Spannung am Kondensator C4 parallel zu der Entladungslampe LP zur Folge, so daß diese nicht zünden kann.

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Im Zeitpunkt t^ in FIG 2 wird T5 zunehmend zugesteuert und damit steigt die Bezugsspannung an C4, so daß die über T2 fließenden Halbwellen stetig langer werden, bis sich die resultierende Betriebsfrequenz soweit der Resonanzfrequenz des Lastkreises genähert hat, daß die Lampe zündet. T3, T4 und T5 sind dann gesperrt und es stellt sich eine Betriebsfrequenz mit gleich langen Halbwellen ein, die ausschließlich durch den Sättigungstransformator bestimmt ist und für den Betrieb einer Krypton-Lampe bemessen ist. In diesem Fall ist die an dem Kondensator C8 auftretende Spannung zu klein, um über die Zenerdiode D8 den Steuertransistor T5 wieder leitend steuern zu können.

Wird dagegen an dem so bemessenen Wechselrichter eine Lampe gleicher Nennleistung mit Argon-Füllung angeschlos-

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sen, so stellt sich - nach gleichartigem Ablauf der Vorheiz- und Zündphase - im Brennbetrieb eine höhere Brennspannung ein, die den Steuertransistor T5 über Zene'rdiode D8 definiert aufsteuert, so daß sich an dem Vergleichskondensator C4 (infolge der Gegenkopplungsdiode D7)· einefür diesen Betriebsfall charakteristische Bezugsspannung U*_c- . einstellt, bei der die Sperrtransistoren T3, T4 bereits im Zeitpunkt t₅- (FIG 4) durchgesteuert werden, was zu einer entsprechenden Verkürzung der über T2 fließenden HaIbwelle und damit zu einer Erhöhung der resultierenden Betriebsfrequenz führt. Diese Erhöhung ist so bemessen, daß die Lampe mit Argon-Füllung gerade den richtigen Betriebsstrom erhält.

Die Spannung an dem Kondensator C8 wird zugleich zur Abschaltung des Wechselrichters bei dauernd zündunwilliger Lampe herangezogen: Erreicht diese Spannung einen durch die Überwachungseinrichtung Ü vorgegebenen Grenzwert, dann spricht diese an und schließt den Anschwingkondensator C1 und die Steuerelektrode von T1 über D5 kurz. Die Ansprechschwelle dieser Überwachungseinrichtung liegt über der Spannung, die sich an C8 bei Betrieb des Wechselrichters mit einer Argon-Lampe einstellt. Ferner ist die Ladezeitkonstante von C8 so groß, daß die Überwachungseinrichtung auch nicht während der Vorheiz- und der Zündphase ansprechen kann, es sei denn, die Lampe würde in der vorgegebenen Zeit (t^/tp) nicht zünden.

Claims

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Patentansprüche

(i ·) Wechselrichter mit zwei abwechselnd leitenden steuerbaren Schaltern (T1, T2) , mit einem Lastkreis parallel zu dem ersten Schalter (T1), der über den zweiten Schalter (T2) an einer Gleichspannungsquelle (Q) liegt und aus der Reihenschaltung eines Umschwingkondensators (C10) , eines Reihenresonanzkreises mit einer Drossel (L1) und einem Kondensator (C9) und einer Entladungslampe (LP) mit heizbaren Elektroden besteht, wobei diese Elektroden in dem Lastkreis liegen und über den Kondensator (C9) des Reihenresonanzkreises miteinander verbunden sind, mit einem Steuersatz (S), der die Schalter abwechselnd durchsteuernde Steuerspannungen liefert, gekennzeich net durch einen Brennspannungsfühler (B), der die Brennspannung der Lampe (LP) überwacht und ein von der Brennspannung abhängiges Ausgangssignal liefert, das dem Steuersatz (S) zugeführt wird und die Frequenz der von ihm gelieferten Steuerspannungen bestimmt.
2. Wechselrichter nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen zwischen dem Steuersatz (S) und dem Brennspannungsfühler (B) angeordneten Auswerter (A), dem zusätzlich die Spannung eines am Eingang (PM) des Wechselrichters liegenden Zeitgliedes (Z) zugeführt wird, und der während einer mit der Einschaltung der Gleichspannungsquelle beginnenden Vorheizzeit (t^/t^) und einer daran anschließenden Zündzeit (t^/t_) die Frequenz der Steuerspannungen bestimmt und der danach das Ausgangssignal des Brennspannungsfühlers (B) für den Steuersatz (S) wirksam werden läßt.
3. Wechselrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß der Auswerter (A) eine Sägezahnspannung (Vp,) roit einer Bezugsspannung (V^a)

vergleicht und davon abhängig einen Sperrtransistor (T3, T4) steuert, der die Steuerspannung eines der Schalter (T2) des Wechselrichters beendet, wobei die Sägezahnspannung von einem Synchronisierkondensator (C3) abgegriffen wird, der über einen Vorwiderstand (R2) an der Gleichspannungsquelle (Q) liegt und über einen Vorschaltkondensator (C2) dem zu sperrenden Schalter (T2) parallel geschaltet ist.
4. Wechselrichter nach Anspruch J>, dadurch gekennzeichnet , daß die Bezugsspannung (Vp^) von einem Vergleichskondensator (C4) abgegriffen wird, dem ein Steuertransistor (T5) parallel liegt, dessen Steuerstrecke über eine Zenerdiode (D8) an einer Spannungsquelle (R8, R9, C8) liegt, die eine der Spannung an der Lampe (LP) proportionale Spannung liefert.
5. Wechselrichter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß die Steuerstrecke des Steuertransistors (T5) an einem RC-Glied (R6, R7, C6) liegt, das über eine nur zwischen Einschalten des Wechselrichters und seinem Anschwingen leitende Entkopplungsdiode (D6) aufgeladen wird.
6. Wechselrichter nach Anspruch 5, mit einer Überwachungseinrichtung, die den Wechselrichter bei dauernd zündunwilliger Lampe abschaltet, dadurch gekennzeichnet , daß die Überwachungseinrichtung (Ü) eingangsseitig ebenfalls an die Spannungsquelle (C8) angeschlossen ist, die als RC-Glied (R8, R9, C8) ausgebildet ist, und dessen Zeitkonstante so groß ist, daß die Spannung an dem Kondensator (C8) die Ansprechschwelle der Überwachungseinrichtung nicht erreicht, wenn die Lampe in einer vorgegebenen Zeit zündet.