DE2912063A1

DE2912063A1 - Schaltungsanordnung zur steuerung eines stromflusses

Info

Publication number: DE2912063A1
Application number: DE19792912063
Authority: DE
Inventors: Yoshio Ishigaki; Tamiji Nagai; Susumu Yoshida
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1978-03-27
Filing date: 1979-03-27
Publication date: 1979-10-11
Also published as: GB2017460A; US4242714A; FR2421514A1; NL7902323A; CA1107855A; DE2912063C2; GB2017460B; AU522084B2; JPS6235308B2; JPS54127217A; AU4541479A; FR2421514B1

Description

Dipi.-lng. H. MITSCHERLICH D-8000 HgM CBJEJiIJl2. Dip!.-Ing. K. GUNSCHMANN t>H**ido-<rfsW. A

Dr. rer. not. W. KÖRBER )

Dipl.-Ing. J. SCHMIDT-EVERS

PATENTANWÄLTE S

27.3.1979

2312063

SONY COßPORATION 7-35, Kitashinagawa 6-chome, Shinagav;a-ku Tokyo, Japan

Schaltungsanordnung zur Steuerung eines Stromflusses

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Dipl.-lng. H. MITSCHERLICH D-BODO MÖNCHEN 22

Dipl.-Ing. K. GUNSCHMANN Steinsdorfstraße 10

Dr.rer.not. W. KÖRBER ^ ⁽⁰⁸⁹⁾ *²⁹⁶⁶⁸⁴ Dipl.-l η g. J. SCHMIDT-EVERS
PATENTANWÄLTE

Beschreibung

Die Erfindung bezieht sich generell auf eine Schaltungsanordnung zur Steuerung des eine Spule durchfließenden Stromes. Die Erfindung betrifft insbesondere eine verbesserte Stromsteuerschaltungsanordnung für die Horizontal-Ablenkspule eines Fernsehempfängers.

In einem Fernsehempfänger wird der Elektronenstrahl einer Kathodenstrahlröhre mittels eines Ablenkjoches elektromagnetisch abgelenkt, welches um den Hals des Röhrenkolbens der Kathodenstrahlröhre angeordnet ist. Mit Hilfe von vorgesehenen Ablenkschaltungen werden die in den Wicklungen bzw. Windungen des Ablenkjoches fließenden Ströme derart zyklisch geändert, daß die sich ergebenden elektromagnetischen Felder den Elektronenstrahl oder die Elektronenstrahlen unter Bildung eines Rasters auf der Schirmbildfläche der Kathodenstrahlröhre ablenken. In den meisten Fällen ist es erwünscht, daß ein derartiges Raster eine Rechteckform besitzt. Im Zuge der Abtastung der Schirmbildfläche der Kathodenstrahlröhre durch den Elektronenstrahl treten jedoch verschiedene Verzerrungen auf, die eine Abweichung der Rasterkonfiguration von der gewünschten Rechteckform hervorrufen. Eine Form der Rasterverzerrung ist die sogenannte Seitenkissenverzerrung, die sich hauptsächlich aus der physikalischen Geometrie des Ablenksystems ergibt. Eine derartige Seitenkissenverzerrung wird als unerwünscht angesehen, weshalb bereits viele Anordnungen vorgeschlagen worden sind, um eine derartige Verzerrung zu

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korrigieren oder zu kompensieren.

Eine zur Korrektur oder Kompensation der Seitenkissenverzerrung vorgeschlagene Anordnung umfaßt die Modulation der an die Horizontal-Ablenkschaltung des Fernsehempfängers abgegebenen Speisespannung mittels eines parabolischen Signals, welches mit einer Wiederholungsfrequenz auftritt, die gleich der Vertikal- oder BiIdwechselfrequenz eines Bildsignals ist, so daß der Horizontal-Ablenkstrom durch ein derartiges parabolisch verlaufendes Signal moduliert ist. Üblicherweise ist ein Element mit veränderbarer Impedanz in Form eines Transistors zu dem Speisespannungsweg in Reihe geschaltet, um die gewünschte Modulation der an die Horizontal-Ablenkschaltung abgegebenen Speisespannung zu bewirken. In einem derartigen Fall ist ein relativ hoher Leistungsverbrauch oder -verlust in dem Transistor zu erwarten. Wenn die an die Anode der Kathodenstrahlröhre anzulegende Hochspannung von der Sekundärwicklung eines Zeilentransformators erhalten wird und wenn die Speisespannung an die Horizontal-Ablenkschaltung über eine Primärwicklung eines derartigen Zeilentransformators abgegeben wird, dann führt die Modulation der Speisespannung durch das mit der Vertikal-Frequenz sich ändernde parabolisch verlaufende Signal dazu, daß von der Sekundärwicklung eine hohe Spannung oder Anodenspannung erhalten wird, die sich ebenfalls mit der Vertikal-Frequenz parabolisch ändert, so daß eine konstante Anodenspannung so nicht erhalten werden kann. Die sich ergebende Änderung inder Anodenspannung ruft eine entsprechende Änderung oder Veränderung in der Helligkeit des auf dem Bildschirm der Kathodenstrahlröhre angezeigten Bildes hervor. Zur Erzielung einer konstanten hohen Spannung oder Anodenspannung ist es daher erforderlich, eine Hochspannungs-Generatorschaltung bereitzustellen, die unabhängig von der Horizontal-Ablenkschaltung in dem Fall betrieben ist, daß die oben beschriebene Anordnung zur Korrektur der Seitenkissenverzerrung verwendet

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Bei einer weiteren zur dynamischen Korrektur der Seitenkissenverzerrung dienenden Anordnung ist eine sättigbare Drosselspule zu der Horizontal-Ablenkspule oder -wicklung in Reihe geschaltet. Die Reaktanz oder Induktivität der sättigbaren Drosselspule wird dabei durch das parabolisch verlaufende Signal mit der Vertikal-Frequenz moduliert, so daß der Horizontal-Ablenkstrom durch ein derartiges parabolisch verlaufendes Signal moduliert ist. Hauptsächlich aufgrund der Eigenschaft der sättigbaren Drosselspule ist jedoch die Linearität des die Horizontal-Ablenkspule durchfließenden Horizontal-Ablenksstroms verzerrt. Wenn die Hochspannung oder Anodenspannung von der Sekundärwicklung des Zeilentransformators erhalten wird, der mit seiner Primärwicklung in Reihe zu dem zu der Horizontal-Ablenkschaltung hinführen_den Speisespannungsweg liegt, dann bestimmt überdies die Änderung der Induktivität die Rücklauf-Resonanzfrequenz und damit der Impulsbreite des Rücklaufimpulses. Dies hat zur Folge, daß die von der Sekundärwicklung des Zeilentransformators abnehmbare Hochspannung sich parabolisch mit der Vertikal-Frequenz ändert, wie dies bei der zuerst beschriebenen bekannten Anordnung der Fall ist.

Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Schaltungsanordnung zur Steuerung des eine Spule durchfließenden Stromes zu schaffen und die oben beschriebenen Nachteile der bekannten Anordnungen zu vermeiden.

Ferner soll eine verbesserte Schaltungsanordnung zur Steuerung des die Horizontal-Ablenkspule eines Fernsehempfängers oder dg3,. durchfließenden Stromes geschaffen werden.

Außerdem soll eine verbesserte Schaltung zur Steuerung des die Horizontal-Ablenkspule eines Fernsehempfängers durchfließenden Stromes geschaffen werden, wobei durch

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diese Schaltung die sogenannte Seitenkissenverzerrung des Rasters korrigiert oder kompensiert werden soll.

Darüber hinaus soll eine verbesserte Stromsteuerschaltung für die Horizontal-Ablenkspule der zuvor genannten Art geschaffen werden, wobei die Linearität des Horizontal-Ablenkstromes nicht verzerrt sein soll.

Ferner soll eine verbesserte Korrekturschaltung zur Korrektur einer Seitenkissenverzerrung angegeben werden, wobei die betreffende Schaltung lediglich einen relativ geringen Leistungsverlust hervorrufen soll.

Außerdem soll eine verbesserte Korrekturschaltung zur Korrektur einer Seitenkissenverzerrung geschaffen werden,, welche Schaltung die Abnahme einer Hochspannung, wie sie für die Abgabe an die Anode einer Kathodenstrahlröhre benötigt wird, von der Horizontal-Ablenkschaltung zuläßt, ohne daß "dabei eine Beeinträchtigung durch das parabolisch verlaufende Signal vorhanden ist, welches für die Korrektur der Seitenkissenverzerrung benutzt wird.

Ferner ist eine verbesserte Stromsteuerschaltung anzugeben, durch die die Größe des Rasters in der horizontalen Richtung ungeachtet der Tatsache stabilisiert oder konstant gemacht wird, daß Änderungen bzw. Schwankungen in dem Elektronenstrahlstrom oder in der Anodenspannung der Kathodenstrahlröhre auftreten.

Schließlich soll eine verbesserte Stromsteuerschaltung geschaffen werden, durch die eine verbesserte Vertikal-Ablenkschaltung realisierbar ist, wobei die Linearität eines Vertikal-Ablenkstroms verbessert sein soll.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch die

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in den Patentansprüchen erfaßte Erfindung.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung ist bei einer Schaltungsanordnung zur Steuerung des eine Spule, wie die Horizontal-Ablenkspule eines Fernsehempfängers, durchfließenden Stromes ein erster Schaltkreis mit einem ersten Schalttransistor und einer ersten Dämpfer- bzw. Zeilendiode vorgesehen. Dieser erste Schaltkreis ist einem ersten Resonanzkreis parallelgeschaltet, der einen ersten Kondensator und die Spule enthält, durch die der Strom fließt, der zu steuern ist. Ferner enthält die betreffende Schaltungsanordnung einen zweiten Schaltkreis mit einem zweiten Schalttransistor und einer zweiten Dämpfer- bzw. Zeilendiode, die mit dem betreffenden zweiten Schalttransistor einem zweiten Resonanzkreis parallelgeschaltet ist, der einen zweiten Kondensator und eine zweite Spule enthält. Mit den beiden Spulen sind ein erster Ladekondensator bzw. ein zweiter Ladekondensator in Reihe geschaltet. Den beiden Schalttransistoren werden erste bzw. zweite Schaltsignale mit derselben Frequenz, beispielsweise mit der Horizpntal-Frequenz eines Bildsignals, zugeführt, wobei die Phasendifferenz zwischen derartigen SchaltSignalen derart gesteuert wird, daß die Spannung an dem ersten Ladekondensator und an dem zweiten Ladekondensator differentiell und damit der die erstgenannte Spule durchfließende Strom geändert wird.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung wird die Phasendifferenz zwischen dem ersten Schaltsignal und dem zweiten Schaltsignal durch ein parabolisch verlaufendes Korrektursignal geändert oder moduliert, welches mit der Vertikal-Wiederholungsfrequenz oder -Frequenz eines Bildsignals auftritt. Dadurch wird der die Horizontal-Ablenkspule durchfließende Horizontal-Ablenkstrom parabolisch mit der Vertikal-Wiederholungsfrequenz zum Zwecke der

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Korrektur der Seitenkissenverzerrung moduliert» Gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung wird die Phasendifferenz zwischen dem ersten Schaltsignal und dem zweiten Schaltsignal durch ein Sägezahnsignal moduliert oder geändert, welches mit der Vertikal-Frequenz auftritt, mit der die Vertikal-Ablenkschaltung betrieben sein kann, wenn die Vertikal-Ablenkspule an dem ersten oder zweiten Ladekondensator angeschlossen ist.

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend an Ausführungsbeispielen näher erläutert, in denen entsprechende Bezugszeichen jeweils einander entsprechende Elemente bezeichnen.

Fig. 1 zeigt in einem Schaltplan ein grundsätzliches Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 2, 3 und 5 zeigen den Verlauf von Signalen, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung herangezogen werden. Fig. 4A, 4B, 4C, 4D und 4Έ zeigen Ersatzschaltungen der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung zu den einzelnen Betriebszeitpunkten.

Fig. 6 bis 9 zeigen Schaltpläne weiterer Äusführungsformen der Erfindung.

In Fig. 1 ist eine grundsätzliche bzw. fundamentale Ausführungsform der Stromsteuerschaltung gemäß der Erfindung dargestellt. Die betreffende Stromsteuerschaltung enthält einen ersten Wandler 10 und einen dazu in Reihe geschalteten zweiten Wandler 20. Die Wandler bestehen aus Transistoren Q1 bzw. Q2, die als Schaltelemente dienen, und aus Parallel-Resonanzkreisen bzw. 25, die eine Spule L1, einen Kondensator C1 bzw. eine Spule L2 und einen Kondensator C2 umfassen. Die Resonanzkreise 15 und 25 sind mit Lade- und Entladekondensatoren Ca bzw. Cb verbunden, deren Ladungsmenge gesteuert werden kann. Mit D1 und D2 sind in den Resonanzkreisen 15 und 25 Dämpfer- bzw. Zeilendioden

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bezeichnet.

Die beiden Wandler 10 und 20 sind über eine Spule LO an einer Speisespannungsquelle EO angeschlossen. Die Schalttransistoren Q1 und Q2 werden beide durch rechteckförmige Schaltsignale S1 bzw. S2 gesteuert, auf die weiter unten noch eingegangen werden wird. Die Ladungsmengen der Kondensatoren Ca und Cb werden durch Steuern der relativen Phase der Schaltsignale S1 und S2 gesteuert. Die die Spulen L1 und L2 durchfließenden Ströme werden entsprechend den an den Kondensatoren Ca, Cb liegenden Ladespannungen Ea bzw. Eb geändert.

Wenn demgemäß die Spule L1 oder die Spule L2 als Belastung verwendet wird, beispielsweise als Horizontal-Ablenkspule eines Fernsehempfängers, und wenn die relative Phase der Schaltsignale S1 und S2 geeignet gesteuert wird, dann kann die betreffende Last gesteuert werden. Wenn eine Last, wie beispielsweise eine Vertikal-Ablenkspule , ein Lautsprecher oder dgl., an dem Verbindungspunkt zwischen der Spule L1 und dem Kondensator Ca oder an dem Verbindungspunkt zwischen der Spule L2 und dem Kondensator Cb angeschlossen wird, und wenn die relative Phase der Schaltsignale S1 und S2 wie im obigen Fall geeignet gesteuert wird, dann kann die Last ebenfalls gespeist werden.

Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 1 wird das Schaltsignal S1 als ßezugssignal herangezogen, und das andere Schaltsignal S2 wird in der Phase gesteuert. Zu diesem Zweck wird das mit einer bestimmten Frequenz auftretende Schaltsignal S1 von einem Oszillator 1 erzeugt - bei dem es sich um einen Horizontal-Oszillator in dem Fall handelt, daß die Stromsteuerschaltung gemäß Fig. 1 in einem Fernsehempfänger verwendet wird - und das Schaltsignal S1 wird sodann einer Phasensteuerschaltung 2 zugeführt, der über einen Anschluß 2a ein Phasen-

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steuersignal Sc zugeführt wird. Demgemäß bewirkt die Phasensteuerschaltung 2 eine Phasensteuerung des Schalsignals S1 mit Hilfe des Phasensteuersignals Sc unter Erzeugung des Schaltsignals S2.

Im folgenden wird die Veränderung der Ladespannungen Ba und Eb der Kondensatoren Ca bzw. Cb auf die Steuerung der relativen Phase der Schaltsignale S1 und S2 hin beschrieben. In diesem Fall wird zum Zwecke der Vereinfachung der Erläuterung der Horizontal-Oszillator als Oszillator 1 benutzt. Die Konstanten der Spulen LO, L1, L2 und der Kondensatoren Ca, Cb, U1, U2 sind als den folgenden Gleichungen (1) und (2) genügend angenommen.

L1 = L2

Ca = Cb (1)

C1 = C2

Ca ^> Cb

Wenn die Schaltsignale S1 und S2 mit derselben Phase auftreten, wie dies in Fig. 2A und 2B veranschaulicht ist, dann arbeiten beide Wandler 10 und 20 ohne irgendeine gegenseitige Beeinflussung. Die betreffenden Wandler arbeiten damit so, als würden sie unabhängig voneinander betrieben werden. In diesem Fall sind entsprechend der Gleichung (1) die Ladespannungen Ea und Eb an den Kondensatojren Ca und Cb gleich und damit 4EO (EO ist die Spannung der Speisespannungsquelle EO). Deshalb werden die die Spulen L1 und L2 durchfließenden Ströme iLT bzw. iL2 gleich sein, wie dies in Fig. 2C veranschaulicht ist, und die an den Spulen L1 und L2 auftretenden Impulsspannungen vL1 bzw. vL2 werden ebenfalls gleich sein, wie sies in Fig. 2D veranschaulicht ist.

Im folgenden sei die Arbeitsweise der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung unter Bezugnahme auf Fig. und 4 für den Fall erläutert, daß die Phase des Schalt-

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signals S2 relativ zur Phase des Schaltsignals S1 um 9L verzögert ist. Die Signalverlaufe der Schaltsignale S1 und S2 sind für diesen Fall in Fig. 3A bzw. 3B veranschaulicht. Während der Hinlaufperiode und nach Leitendwerden der Dämpferdiode D2 sind ein Element des den Transistor Q1 und die Dämpferdiode D1 umfassenden ersten Schaltkreisen und ein Element des den Transistor Q2 und die Dämpferdiode D2 umfassenden zweiten Schaltkreises im leitenden Zustand, so daß die beiden Enden der Reihenschaltung der Spule LO und der Speisespannungsquelle EO durch diese leitenden Einrichtungen kurzgeschlossen sind. Damit fließt von der Spule LO kein Strom zu dem ersten Resonanzkreis 15 bzw. zu dem zweiten Resonanzkreis 25 oder von den betreffenden Resonanzkreisen zu der Spule LO hin. Während der letzten Hälfte der Hinlauf periode, währenddessen die Transistoren Q1 und Q2 im leitenden Zustand sind, wird die Energie in den Spulen L1, L2 und LO durch die die Transistoren Q1 und Q2 durchfließenden zunehmenden Ströme gespeichert. Wenn der Transistor Q1 in den nichtleitenden Zustand gelangt und der Resonanzstrom iR1 durch die Spule L1 zu fließen beginnt, verbleibt der Transistor Q2 noch im leitenden Zustand, wie dies aus der Beziehung zwischen den beiden Schaltsignalen S1 und S2 gemäß Fig. 3A und 3B ersichtlich ist. Die Ersatzschaltung der Schaltungsanordnung gemäß Flg. 1 kann zu diesem Zeitpunkt in der aus Fig. 4A ersichtlichen Weise angegeben werden. Gemäß Fig. 4A wird die bei leitendem Transistor Q1 in der Spule L1 gespeicherte Energie zu dem Resonanzkondensator C1 in Form des Resonanzstromes iR1 übertragen, da der Transistor Q1 plötzlich in den nichtleitenden Zustand überführt wird. Außerdem wird die in der Spule LO gespeicherte Energie zu dem Resonanzkondensator C1 in Form des Stromes iLO übertragen. Bei diesem Strom handelt es sich um eine Art des Resonanz stromes, der auftritt, während einer der Transistoren Q1 und Q2 sich im nichtleitenden Zustand befindet. Wie oben unter Bezugnahme

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-ψ-4S-* 29T2Q63

auf Fig. 2 erläutert, werden bei mit gleichen Phasen auftretenden Schaltsignalen S1 und S2 die Transistoren Q1 und Q2 zum gleichen Zeitpunkt in den nichtleitenden Zustand überführt, so daß die in der Spule LO gespeicherte Energie in gleicher Weise zu den Resonanzkondensatoren C1 und C2 übertragen wird. Da in diesem Fall jedoch der Transistor Q2 zu einem späteren Zeitpunkt in den nichtleitenden Zustand überführt wird als der Transistor Q1, und zwar um eine Zeitspanne T1 - wie dies in Fig. 3A und 3-B veranschaulicht ist - wird während dieser Zeitspanne T1 die Energie in der Spule LO lediglich zu dem Kondensator C1 hin übertragen. Damit erreicht die Spannung an dem Kondensator C1 - die durch den diesen Kondensator C1 durchfließenden Ladestrom auftritt - einen höheren Wert als in dem Fall, daß die Schaltsignale S1 und S2 mit gleicher Phasenlage auftreten. Der Betrag, um den die betreffenden Kondensatorspannung höher ist als bei gleicher Phasenlage der Schaltsignale S1 und S2 ist dieser von der Spule LO während der Zeitspanne T1 übertragenen Energie proportional. Nachdem der Transistor Q2 in den nichtleitenden Zustand überführt ist, tritt eine Energieübertragung oder ein Stromfluß von der Spule LO in gleicher Größe zu den beiden Kondensatoren C1 und C2 hin auf. Die zu diesem Zeitpunkt maßgebende Ersatzschaltung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 ist in Fig.4B veranschaulicht. Wenn die Spannung an dem Kondensator CI die Spitzenspannung erreicht, ändert der Resonanzstrom iR1 seine Richtung, und der Strom beginnt von dem Kondensator C1 zu der Spule L1 hin zu fließen. Dies bedeutet, daß die in dem Kondensator C1 gespeicherte Energie zu der Spule L1 zurückübertragen wird. Die für diesen Fall maßgebende Ersatzschaltung ist in Fig. 4C dargestellt. Wie aus Fig. 3G hervorgeht, stellt die Spannung Ea an dem Ladekondensator Ca den integrierten Wert der an dem Kondensator C1 auftretenden Impulsspannung dar. Diese Spannung Ea ist dadurch bestimmt, daß ein Flächenbereich A1

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und ein Flächenbereich A2 gemäß Fig. 3G gleich sind. Demgemäß wird diese Spannung Ea an dem Ladekondensator Ca ebenfalls höher werden als in dem Fall, daß die Phasen der Schaltsignale S1 und S2 gleich sind,

ΕΩ
also höher als -~r. Der Betrag, um den die erwähnte Spannung höher ist als bei Phasengleichheit der Signale S1 und S2, ist der erhöhten Spannung des an dem Kondensator C1 vorhandenen Spannungsimpulses proportional, d.h. Δ E. Die an den Kondensatoren Ca und Cb liegende Gesamtladespannung ist durch die Speisespannung EO festgelegt. Wenn sich die Spannung an dem Ladekondensator Ca in der zuvor erläuterten Weise um ^EO erhöht, dann vermindert sich die Spannung an dem Ladekondensator Cb um denselben Betrag <dEO, was demgemäß bedeutet, daß an

diesem Ladekondensator eine Spannung liegt, die —^ Λ EO

ist. Wenn die Spannung an dem Kondensator C2 die Spitzenspannung erreicht, die niedriger ist als an dem Kondensator C1, dann ändert auch der Resonanzstrom iR2 seine Richtung. Die zu diesem Zeitpunkt maßgebende Ersatzschaltung ist in Fig. 4D veranschaulicht. Nachdem die in dem Kondensator C1 gespeicherte Energie vollständig zu der Spule L1 hin übertragen worden ist, ändert die Spannung an dem Kondensator C1 ihre Polarität. Sobald die Spannung an dem Kondensator C1 ihre Polarität ändert, wird die Dämpferdiode D1 leitend, und der Resonanzstrom iR hört auf zu fließen. Die für diesen Zeitpunkt maßgebende Ersatzschaltung ist in Fig. 4E veranschaulicht.

Wenn die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 durch die Schaltsignale S1 und S2 angesteuert wird, dann werden wie oben erläutert - bei Vorhandensein der in Fig. 3A und 3ß angedeuteten Phasendifferenz 9L die Spannungen Ea und Eb an den Ladekondensatoren Ca bzw. Cb folgende Größen besitzen:

Ea = ^EO +Δ EO

Eb = ^EO -^EO
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ψ.

29 ί2063

Wie aus vorstehendem hervorgeht, werden diese Spannungen unsymmetrisch sein«, Ferner können die Spannungen an den Ladekondensatoren Ca und Cb als imaginäre Speisespannungsquellen für den ersten Resonanzkreis 15 bzw. für den zweiten Resonanzkreis 25 betrachtet werden. Demgemäß sind die die Spulen L1 und L2 durchfließenden Ströme xL1 bzw« iL2 - wie dies in Fig. 3C und 3D veranschaulicht ist ■ und die Impulsspannungen vL1 und vL2 an den Spulen L1 bzw. L2 - wie dies In Fig. 3E und 3F veranschaulicht ist ebenfalls unsymmetrisch5 die betreffenden Größen stehen lsi Verhältnis zu den Spannungen Ea bzw. Eb,

Wenn die Phasendifferenz ©L zwischen den beiden Schaltsignalen 81 und S2 größer wird, wird außerdem die Spannungsdifferenz 2^JEO zwischen den Spannungen Ea und Eb an den Ladekondensatoren Ca und Cb groß, da die Zeitspanne T1 gemäß Fig_o 3A und 3B - während welcher lediglich der Kondensator C1 durch die In der Spule LO gespeicherte Energie geladen wird - langer wird. Die

EO

maximale Spannungsdifferenz Δ E beträgt klar _?

Wenn die Phasen der Schaltsignale S1 und S2 um 9L in entgegengesetzter Richtung zu der oben beschriebenen Richtung verschoben werden, wird der zweite Transistor Q2 schneller als der Transistor Q1 in den nichtleitenden- Zustand gelangen. Demgemäß ist während der der Zeitspanne T1 entsprechenden Zeltspanne die Stromschleife durch den ersten Transistor Q2 und den zweiten Kondensator C2 gebildet, so daß der zweite Kondensator C2 um + EO geladen wird. Infolgedessen lassen sich die Ladespannungen Ea und Eb der Kondensatoren Ca bzw. Cb durch folgende Gleichung (4) angeben:

Ea = X EO - A EO ~ I

Y- (4)

Eb = ί EO + 4 EO J

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In diesem Fall wird die Ladung Jedoch nicht über ./IEO = J EO hinaus ausgeführt.

Die Beziehung zwischen der Phase θ der Schaltsignale und der Ladespannungen Ea und Eb ist in Fig. 5 veranschaulicht. Die Phase θ wird bei ein und derselben Phase als Mitte nicht geändert; die Ladespannungen Ea und Eb können jedoch von gänzlich verschiedenen Phasenzuständen aus entsprechend gesteuert werden.

Bei Vorliegen eines Aufbaus gemäß der Erfindung in der oben beschriebenen Weise wird die Last mittels des Schaltsystems derart gesteuert, daß der Leistungsverlust gering ist . Sogar dann, wenn die Schaltsteuerung mittels der rechteckförmigen Schaltsignale S1 und S2 ausgeführt wird, wird das Ausgangssignal nicht ein rechteckförmiger Strom oder eine rechteckförmige Spannung sein, und zwar aufgrund des Vorhandenseins der Resonanzkreise 15 und 25, womit keine unerwünschte Strahlung hervorgerufen wird. Sogar dann, wenn die Schaltsignale S1 und S2 herangezogen werden, existiert somit kein Einfluß auf die übrigen Schaltungen.

In Fig. 6 ist ein Schaltplan einer praktischen Ausführungsform der Erfindung gezeigt. Diese Ausführungsform der Erfindung wird bei einer Links- und -Rechts-Kissenkorrekturschaltung verwendet. Demgemäß dient bei dieser Ausführungsform der Transistor Q1 als Horizontal-Ausgangstransistor, und eine Horizontal-Ablenkspule H · DY eines Fernsehempfängers wird als erste Spule L1 verwendet. In Fig. 6 ist mit 5 ein Generator bezeichnet, der das parabolisch verlaufende Signal Sc erzeugt. Venn dieses Signal Sc zur Steuerung des ersten Schalttransistars S1 herangezogen wird, dann wird die Ladespannung Ea entsprechend einer parabolisch verlaufenden Signalform moduliert. Somit wird auch der die Horizontal-Ablenk-

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spule H · DY durchfließende Horizontal-Ablenkstrom parabolisch moduliert, und damit wird die Kissenverzerrung korrigiert. In Fig. 5 ist mit dem Bezugszeichen 6 ein Zeilentransformator bezeichnet, dessen Primärwicklung als Spule LO ausgenutzt ist.

Bezüglich der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform sei angemerkt, daß sogar dann, wenn der die Horizontal-Ablenkspule H · DY durchfließende Strom parabolisch moduliert ist, die an die Primärwicklung LO des Transformators 6 angelegte Spannung nicht moduliert und damit konstant ist. Demgemäß kann die von der Sekundärwicklung des Transformators 6 abnehmbare Ausgangsspannung als Ausgangshochspannung HV verwendet werden.

In Fig. 7 ist in einem Schaltplan eine weitere Ausführungsform gemäß der Erfindung dargestellt. Diese Ausführungsform der Erfindung wird in Verbindung mit einer Vertikal-Ablenkspule benutzt. Gemäß dieser Ausführungsform ist eine Vertikal-Ablenkspule V · DY an einem Anschlußpunkt Ib angeschlossen, der sich zwischen der zweiten Spule L2 und dem zweiten Kondensator Cb befindet. In Fig. 7 ist mit dem Bezugszeichen 8 ein Vertikal-Oszillator bezeichnet, dessen Ausgangssignal einem Sägezahnsignalgenerator 9 zugeführt wird, der ein Sägezahnsignal in der Vertikal-Periode erzeugt. Das Ausgangssignal des Generators 9 wird der Phasensteuerschal tung 2 zugeführt, um das zweite Schaltsignal S2 entsprechend einem Sägezahnsignalverlauf zu modulieren. Demgemäß wird die Ladespannung Eb des Kondensators Cb entsprechend einem Sägezahnsignalverlauf moduliert, so daß ein gewünschter Vertikal-Ablenkstrom durch die Vertikal-Ablenkspule V . DY fließt.

Wenn bei der Ausführungsform gemäß Pig. 7 ein Lautsprecher an dem Anschlußpunkt Ib anstelle der Vertikal-

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Ablenkspule V · DY angeschlossen wird, um die Phasensteuerung mittels eines Ton- bzw. Niederfrequenzsignals durchzuführen, dann kann diese Schaltung als Niederfrequenz- bzw. Tonausgangsschaltung verwendet werden.

In Fig. 8 ist ein Schaltplan eines noch weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung dargestellt. Die in Fig. 8 dargestellte Schaltungsanordnung wird bei einer Horizontal- und Vertikal-Ablenkschaltung angewandt. In diesem Fall ist die Horizontal-Ablenkspule H . DY von der ersten Spule L1 gesondert vorgesehen, und eine Tertiärspule 6c des Transformators 6 ist mit einer Spannungsdetektorschaltung 12 verbunden, um Schwankungen der Ausgangshochspannung HV zu ermitteln. Diese ermittelte Ausgangsspannung wird der Schaltung 2 zugeführt, um das Sägezahnsignal in der Phase zu modulieren und um damit die Größe eines Bildschirms einzustellen.

In Fig. 9 ist ein Schaltplan eines noch weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung dargestellt. Bei dieser Ausführungsform sind drei Wandler 10, 20 und 30 vorgesehen. Der dritte Wandler 30 wird in Verbindung mit einem Resonanzkreis 35 dazu benutzt, die Spannungsstabilisierung vorzunehmen. Dies bedeutet, daß das von der Spannungsdetektorschaltung 12 abgegebene ermittelte Ausgangssignal dazu herangezogen wird, die Phasensteuerung einer Phasensteuerschaltung 40 zu bewirken und damit an einem Kondensator Cx eine solche Klemmspannung Ex hervorzurufen, daß die Ausga_jigshochspannung VH stabilisiert ist. In Fig. 9 ist mit 41 eine Glättungs- oder Gleichrichterschaltung bezeichnet, die als Speisespannungsschaltung dient.

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Claims

Dipl.-Ing. H. MITSCHERLICH · D-8000 MÜNCHEN 22 Dipl.-Ing. K. GUNSCHMANN Steinsdorfstraße 10 ^(089) *296684 Dr.rer.nat. W. KÖRBER ^(089) 296684 Dipl.-lη g. J. SCHMIDT-EVERS PATENTANWÄLTE Patentansprüche

1. Schaltungsanordnung zur Steuerung eines Stromflusses, mit einem ersten Schaltkreis, der zu einem ersten Resonanzkreis parallelgeschaltet ist, welcher eine erste Spule und einen ersten Kondensator enthält, mit einem ersten Ladekondensator, der zu der ersten Spule in Reihe geschaltet ist, mit einer Speisespannungsquelle und mit einer Signalabgabeeinrichtung, welche ein erstes Schaltsignal an den ersten Schaltkreis abzugeben vermag, dadurch gekennzeichnet,

daß ein zweiter Schaltkreis (Q2,D2) vorgesehen ist,, der einem zweiten Resonanzkreis (25) parallelgeschaltet ist, welcher eine zweite Spule (L2) und einen zweiten Kondensator (C2) enthält, daß mit der zweiten Spule (L2) ein zweiter Ladekondensator (Cb) in Reihe geschaltet ist, daß eine Verbindungseinrichtung (LO) vorgesehen ist, welche den ersten Resonanzkreis (15) und den zweiten Resonanzkreis (25) in Reihe mit einaüderliegend mit der Speisespannungsquelle (EO) verbindet, daß eine Signalabgabeeinrichtung (S2) vorgesehen ist, die an die zweite Schalteinrichtung (Q2,D2) ein zweites Schaltsignal (S2) abgibt, welches mit derselben Frequenz auftritt, mit der das erste Schaltsignal (S1) auftritt,

und daß Phasenänderungseinrichtungen (2) vorgesehen sind, welche die Phasenbeziehung zwischen dem ersten Schaltsignal (S1) und dem zweiten Schaltsignal (S2) zu ändern und damit die Spannungen an dem ersten

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ORiQSNAL INSPECTED

Ladekondensator (Ca) und dem zweiten Ladekondensator (Cb) und demgemäß die die beiden Spulen (L1, L2) durchfließenden Ströme differentiell zu steuern gestatten.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Schaltkreise jeweils einen Schalttransistor (Q1;Q2) und eine dazu parallelgeschaltete Dämpferdiode (D1;D2) enthalten und daß die beiden Schaltsignale (S1,S2) den Schalttransistoren (Q1,Q2) der beiden Schaltkreise zugeführt sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalabgabeeinrichtung zur Abgabe der ersten und zweiten Schaltsignale (S1,S2) einen Oszillator (1) zur Erzeugung eines mit einer bestimmten Frequenz auftretenden Ausgangssignals enthält, welches als erstes Schaltsignal dem Transistor (Q1) des ersten Schaltkreises zuführbar ist, und daß die Phasenänderungseinrichtung zur Änderung der Phasenbeziehung zwischen dem ersten Schaltsignal (S1) und dem zweiten Schaltsignal (S2) eine Phasensteuereinrichtung (2) enthält, welche das Ausgangssignal des Oszillators (1) aufnimmt und welche ein in der Phase gesteuertes Ausgangssignal als zweites Schaltsignal (S2) an den Transistor (Q2) des zweiten Schaltkreises abgibt.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Schalttransistoren (Q1,Q2) mit ihren Kollektor-Emitter-Strecken miteinander in Reihe liegen, daß die beiden Dämpferdioden (D1,D2) miteinander in Reihe liegen und daß der genannte erste Kondensator (C1) und der genannte zweite Kondensator (C2) miteinander in Reihe liegen.

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5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Spule (L1) eine Horizontal-Ablenkspule (H . DY) eines Fernsehempfängers ist, daß die Frequenz der Schaltsignale (S1,S2) die Horizontal-Frequenz eines Bildsignales ist und daß die Phasenbeziehung des ersten Schaltsignals (S1) und des zweiten Schaltsignals (S2) parabolisch mit einer Wiederholungsfrexjuenz änderbar ist, die gleich der Vertikal-Frequenz des Bildsignals ist, derart, daß eine Seitenkissenverzerrung des Rasters des Fernsehempfängers korrigierbar ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, daß ein Zeilentransformator (6) mit einer Primärwicklung (LO) mit der ersten Spule (L1) und der zweiten Spule (L2) derart verbunden ist, daß die durch die erste Spule (L2) und die zweite Spule (L2) fließenden Ströme an der Primärwicklung (LO) des betreffenden Zeilentransformators (6) entsprechende Spannungsimpulse hervorrufen, und daß von einer Sekundärwicklung (HV) des Zeilentransformators (6) hochtransformierte Spannungsimpulse abnehmbar sind, die einer auf die betreffenden Spannungsimpulse hin eine relativ hohe Gleichspannung abgebenden Gleichrichtereinrichtung zuführbar sind.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenbeziehung der ersten und zweiten Schaltsignale (S1,S2) mittels eines Sägezahnsignals änderbar ist, welches mit einer Wiederholungsfrequenz auftritt, die gleich der Vertikal-Frequenz eines Bildsignales ist, derart, daß die Spannung an einem der beiden Ladekondensatoren (Ca,Cb) einen &ägezahnförmigen Verlauf mit einer Wiederholungsfrequenz besitzt, die gleich der Vertikal-Frequenz ist,

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und daß eine Verbindungseinrichtung (Ib) vorgesehen ist, welche eine Vertikal-Ablenkspule (V · DY) mit einem der beiden Ladekondensatoren (Ca,Cb) verbindet.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenbeziehung der ersten und zweiten Schaltsignale (S1,S2) durch ein Tonsignal derart änderbar ist, daß die an einem der beiden Ladekondensatoren (Ca,Cb) abnehmbare Spannung eine Tonsignalspannung ist, und daß eine Verbindungseinrichtung vorgesehen ist, die einen Lautsprecher mit einem der beiden Ladekondensatoren (Ca,Cb) zu verbinden gestattet.

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