DE2812653C3 - Schaltungsanordnung zur Angleichung der Amplitude einer Signalwechselspannung an eine Referenzspannung - Google Patents

Description

4<-, Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Angleichung der Amplitude einer, insbesondere niederfrequenten, Signalwechselspannung an eine Referenzspannung unter Verwendung einer Regelschleife, welche bei einer Differenz zwischen Referenz-

',o spannung und Signalwechselspannung eine Steuergröße für die Veränderung der Amplitude der Signalwechselspannung liefert.

Eine Schaltung dieser Art ist aus der DE-AS 22 53 799 bekannt, die einen Wechselspannungsregler beschreibt,

η bei dem die Spitzenwerte einer Wechselspannung in einem Speicher festgehalten werden. Von einer Abtast- und Halteschaltung werden treppenfcVmig verlaufende Spannungen erzeugt, die den Istwert dieser Regelschaltung darstellen. Da 'bei dieser Schaltungsanordnung nur

μ auf die Spitzenwerte abgestellt ist, läßt sich damit keine besonders schnelle Amplitudenregelung bewirken, weil ein neuer Abtasttvert jeweils erst beim nächsten

Maximum zur Verfügung steht. In Phasenregelschleifen zur Frequenzregelung hängt

h-, die Regelgeschwindigkeit überwiegend von der Frequen?. ab, bei der der Phasenvergleich stattfindet. Wenn zum Abklingen eines Regelvorganges bis auf einen bestimmten Regelrestfehler insgesamt m Phasenver-

gleiche nötig werden, dann ist die Folge davon eine vergleichsfrequenzabhängige Einschwingzeit te= '!■[

Aus dieser Gleichung ist ersichtlich, daß, insbesondere bei tiefen Vergleichsfrequenzen fv, sehr lange Wartezeiten erforderlich werden, bis der Einschwingvorgang beendet ist Ein quarzgenaues, sehr schnell einschwingendes Niederfrequenzsignal wird deshalb entweder durch digitale Frequenzteilung eines geregelten Hochfrequenzsignals (primär für Rechteck-Signale) oder durch Abmischen in die Niederfrequenzlage (bevorzugt für Sinus-Signale) gewonnen. Es ist auch möglich, das Niederfrequenzsignal durch passende Steuerung eines Digital-Analogwandlers synthetisch zu erzeugen.

Alle diese bekannten Methoden versagen völlig, wenn ein in der Niederfrequenzlage erzeugtes analoges Signal wirkungsvoll an einen Quarzoszillator angebunden werden soll. Dieser Fall tritt z. B. dann auf, wenn das Signal eiiies Funktionsgenerators nur wahlweise (optionell) frequenzsynchronisiert werden soll.

Ein weiteres Problem besteht darin, daß nicht nur die Frequenz, sondern auch die Form einer Signalwechselspannung an die Form einer Referenzrpannung möglichst rasch angeglichen werden soll, beispielsweise eine dreiecksförmige Signalwechselspannung einen im Vergleich zur Referenzspannung zu flachen Anstieg bzw. Abfall im Flankenbereich aufweist Dabei besteht ebenfalls das Problem, möglichst schnell eine entsprechende Korrekturgröße für die Veränderung des Flankenanstiegs der Signalwechselspannung zu gewinnen.

Der vorliegenden Erfindung, welche sich auf eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art bezieht liegt die Aufgabe zugrunde, einen Weg aufzuzeigen, auf dem die Abweichung der Signalwechselspannung von dem Referenzsignal innerhalb kürzester Zeit erkannt werden kann, so daß die Stellgröße entsprechend schnell zur Verfügung steht Gemäß der Erfindung wird dies dadurch erreicht, daß innerhalb der Anstiegs- und/oder Abfallflanke der Signalwechselspannung zu verschiedenen Zeitpunkten Spannungsstufen der Referenzspannung erzeugt sind, daß mittels mindestens eines Komparators durch einen Vergleich der Spannungsstufen der Referenzspannung mit den jeweils zu den genannten Zeitpunkten auftretenden Signalwechselspannungswerten Vergleichsimpulse gebildet werden und somit bereits ici Flankenbereich (Flankenabtastung) der Signalwechselspannung ein Vergleich zum Flankenbereich der Referenzspannung durchgeführt wird und daß ebenfalls bereits im Flankenbereich aus den Vergleichsimpulsen die Stellspannung für die zur Angleichung dienende Amplitudenänderung der Signalvechselspannung abgeleitet wird.

Während z. B. in Phasenregelschleife!! die Frequenzbzw. Phasenabweichung der Signalwechselspannung vom Frequenznormal üblicherweise erst am zeitlichen Versatz der Spannungsnulldurchgänge erkannt wird, geht die Erfindung davon aus, daß bei monotonen Funktionen (Dreieck, Sägezahn, Sinus usw.) schon der ι Spannungsverlauf davor (d. h. die Anstiegs- und/oder Abfallflanke) Träger der Frequenzinförmation ist. Ähnliches gilt, wenn es sich um die Angleichung der Kurvenform der Signalwechselspannung an die Kurvenform der Referenzspannung handelt. Durch die ₍ Erfindung wird durch eine »Flankenabtastung« die gewünschte Information gewonnen und als Stellgröße der Regelschleife zugeführt. Die Rcgelgeschwindigkeit wird bedeutend erhöht bzw. die Einschwmgzeit bei Störungen bzw. Frequenzänderungen stark verkürzt.

Der Flankenabtaster nach der Erfindung ist eine Anordnung, bei der die Signalwechselspannung einer bestimmten Kurvenform und Amplitude mit einer Reihe in der Höhe gleichmäßig oder nach einer bestimmten Funktion (z. B. Sinus) angeordneter Referenzspannungen verglichen und bei Spannungsgleichheit jeweils ein Impuls abgegeben wird.

in Die zeitlichen Abstände dieser Vergleichsimpulse sind von der augenblicklichen Frequenz, Linearität usw. der Signalwechselspannung abhängig und können für Regelzwecke herangezogen werden. Dies kann vorteilhaft dadurch erreicht werden, daß die Vergleichsimpuli se mit einer gleichen, von einem Oszillator, insbesondere einem Quarzoszillator, abgeleiteten gleichmäßigen Impulsreihe verglichen werden.

Die Erfindung ist praktisch für alle Arten von Signalwechselspannungen geeignet; es ist lediglich ein

jo an den Verlauf der jeweiligen Signalwechselspannung angepaßtes Referenzsignal zu erzeir^sn. Dabei ist es vorteilhaft wenn das Referenzsignal treppenförmigen Verlauf aufweist weil derartige Signalfolgen in besonders einfacher Weise hergestellt werden können und

j-, sich gut für Spannungskomparierungen eignen.

Für monoton ansteigende und/oder abfallende Funktionen als Signalwechselspannungen (z. B. Dreiecks- oder Sägezahnspannungen) besteht gemäß einer besonders vorteilhaften Ausführungsform der

Erfindung die Möglichkeit die Referenzspannung durch einen Steuerzähler zu erzeugen, der bei der Anstiegsflanke aufwärts und bei einer gegebenenfalls vorhandenen Abfallflanke (Dreiecksspannung) abwärts zählt
Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteran-

f, Sprüchen wiedergegeben.

Die Erfindung sowie deren Weiterbildungen werden nachfolgend an Hand von Zeichnungen näher erläutert Es zeigt
Fig. I im Blockschaltbild den Aufbau eines Aiisführungsbeispiels der Erfindung,

Fig.2 in einem Zeitdiagramm die Erzeugung von Vergleichsimpulsen bei einer Dreieckspannung,

Fig.3 in einem Zeitdiagramm die Erzeugung von Vergleichsimpulsen bei nichtlinearen Signalen.

r. Bei dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 wird die in einem Signalgenerator SG erzeugte und hier als Dreieckssignal angenommene, vorzugsweise niederfrequente Signalwechseispannung USi der darunter dargestellten Regelschaltung zugeführt Sie gelangt

-,o zunächst zu dem Minus(-invertierenden)-Eingang eines ersten Komparators KO1 und über eine Schaltung SV zum Spannungsversttz zum Plus(-nichtinvertierenden)-Eingang eines zweiten Komparators KO 2. Der Spannungsversatz in der Schaltung SV soll den Wert

Γι + U\ I tiaben. Zur Erzeugung der hier treppenförmig vorausgesetzten Referenzspannung UR ist ein Steuerzähler STZ vorgesehen.

Nimmt man an, daß der zu verarbeitende Amplitudenbereich in insgesamt 50 lineare Treppenstufen

,η aufgeteilt werden sill, so werden für eine Anstiegs- und eine Abfallflanke jeweils 51 Zählimpulse des Steuerzahlers STZbenötigt. Die zusätzliche Stufe ermöglicht eine Spannungsverschiebung der Referenzspannung UR gegenüber US und dadurch einen exakten Vergleich im

,-, Spitzenwertbereich der Wechselspannung. Bei Verwendung eines Binärzähl jrs ist z. B. ein sechsstelliger (6 Bit) Zähler vorzusehen. Da hierbei jedoch die Zählwerte vom Zählwert 52 bis zum Zählwert 64 nicht mehr

benötigt werden, ist an den Ausgang des Steuerzählers STZ eine Decodierschaltung DCS angeschlossen, die größere Zählwerte als den Wert 51 nicht mehr zuläßt. Weiterhin wird durch die Decodierschaltung DCS bewirkt, daß beim Einschalten der jeweilige Zählwert auf Null zurückgesetzt wird. Die schaltungstechnische Eigenheit des Steuerzählers STZ, durch den Zählrichtungswechsel noch einen zusätzlichen Schritt in die »alte« Richtung zu machen (F i g. 2), führt dazu, daß die beiden Komparatoren KOX und KO 2 anstatt um eine jetzt um zwui Spannungsstufen versetzt sind, die Zählkapazität auf N = 52 (n = 0 ... 51) erhöht ist und die Decodierung in der Decodierschaltung DCS für »verbotene« Hereiche erst ab 52 einsetzen darf. Die Zahl der Vergleichsimpulse/Periode T bleibt dabei unverändert bei 100.

Die zunächst digitalen Zählwerte des Steuerzählers STZ (bzw. am Ausgang eines Code-Wandlers CWS) werden einem Digital-Analngwanriler DA Wzugeführt, welcher die analoge treppenförmige Referenzspannung UR entsprechend F i g. 2 erzeugt. Diese treppenförmige Spannung wird dem Pulseingang des !Comparators KO X und dem Minuseingang des Komparators KOl zugeführt.

Wenn kompliziertere Spannungsverläufe, d. h. nichtlineare, z. B. sinusförmige Referenzspannungen mit nichtstetigem Verlauf erzeugt werden sollen, so ist eine zusätzliche Schaltung vorzusehen, welche als Code-Wandler CWS dient. Diese Schaltung kann zusammen mit DA Win bekannter Weise die Amplitudenwerte der linearen Treppenkurve (z. B. UR in Fig. 2) im oberen und unteren Teil der Anstiegs- bzw. Abfallflanke z. B. so verkleinern, daß ein nichtlinearer Verlauf (z. B. sinusförmig) entsteht. Es ist dabei möglich, entweder die digitale Ansteuerung entsprechend zu verschlüsseln (Beispiel in Fig. 1), oder die Wichtung der linearen digitalen Ansteuerung in den Digital-Analogwandler DAW zu verlagern.

Die Ausgangssignale des ersten Komparators KO X gelangen zum Vorwärts-Eingang des Steuerzählers STZ, die des zweiten Komparators KO 2 zum Rückwärts-Eingang. An dem Ausgang eines UND-Gatters UU. an dem die Ausgangssignale der Deiaen Komparatoren logisch zusammengefügt werden, ist eine Phasen vergleichsschaltung PH vorgesehen, deren Bezugsspannung von einem stabilisierten, vorzugsweise Quarzoszillator QO zugeführt wird. Die am Ausgang der Phasenvergleichsschaltung PH vorhandene und die Abweichung der Signalwechselspannung USi von der Referenzspannung UR repräsentierende Spannung wird in einem Tiefüaß TP geglättet und als Stellspannung UK zur Nachregelung des Signalgenerators SC und damit der Signalwechselspannung USl benutzt Durch eine Steuerschaltung FFP (z. B. in Form eines Flipflop) werden Rechteckimpulsfolgen UVR erzeugt, deren Anstiegs- und Abfallflanken jeweils den Beginn der Anstiegs- bzw. Abfallflanken der Signalwechselspannung USi markieren und es somit gestatten, die Zählrichtung des Steuerzählers STZ festzulegen (Aufwärtszär.len bei der Anstiegsflanke von USi, Abwärtszählen bei der Abfallflanke). Anstelle der Steuerschaltung FFP kann auch durch eine gestrichelt angedeutete Differenzierschaltung DS der Beginn der Anstiegs- und Abfallflanke der Signalwechselspannung USi festgestellt und dem Steuerzähler STZzugeführt werden.

Zur weiteren Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach F i g. 1 wird auf F i g. 2 bezug genommen. Dort ist die treppenförmige Referenzspannung UR zusammen mit zwei Signalwechselspannungen US l und US2 dargestellt. Die Signalwechselspannung US entspricht dem vom Signalgenerator SG kommendet Dreieckssignal, welches an den Minuseingang de; ϊ Komparators KO 1 gelangt. Es zeigt sich, daß aufgrüne der Voreinstellung durch die Referenzspannung UR arr Komparator KO X die Signalwechselspannung US X nui in der Anstiegsflanke an bestimmten Punkten gleiche Spannungswerte aufweist wie die Referenzspannung

in UR. Dementsprechend entstehen am Ausgang de« Komparators KOX N Vergleichsimpulse, die unterhalt der Anstiegsflanke der Spannung USX in Fig. ί dargestellt und mit NV (Vorwärtsimpulse) bezeichne! sind. Die in der Schaltung SV nach Fig. 1 um der

H Spannungsversatz +UVX gegenüber der ursprüngli chen Signalwechselspannung Us X angehobene zweite Signalwechselspannung US2 führt in ihrer Anstiegs flanke zu keinem Ansprechen des Komparators KO 2 weil nirgends dort eine Übereinstimmung der Span

jo nungswerte der Signalwechselspannung US 2 und dei Referenzspannung UR auftritt. Dagegen wird irr Bereich der Abfallflanke die Referenzspannung UR aul jeder Treppenlinie einmal von der Signalwechselspan nung US2 erreicht und liefert somit eine Serie von Λ

r, Ausgangsimpulsen (Vergleichsimpulsen) am Kompara tor KO2, die unterhalb der Abfallflanke dargestellt unc mit NR(Rückwärtsimpulse) bezeichnet sind. Im Bereicr der Abfal'Hanke tritt, wie bereits erwähnt, am Ausgang des Komparators KOX keine Impulsfolge mehr auf, se

in daß durch die Schaltung nach F i g. 1 je Impulsperiode 1 insgesamt 2 N Vergleichsimpulse entstehen. Da die Komparatoren KO X und KO2 bei Nichtübereinstim mung zwischen der Referenzspannung UR und dei jeweiligen Signalwechselspannung USX bzw. L/S2eine

ji logische Eins als Ausgangssignal abgeben, wird air Ausgang des UND-Gatters UG eine fortlaufende Serie von Vergleichsimpulsen abgegeben, die sich aus der Aneinanderreihung der Vorwärtsimpulse NV und dei Rückwärtsimpulse NR zusammensetzen und die hiei mit 2 AZ/CiVergleichsimpulse) bezeichnet sind.

Der Ausgang des Komparators KO X ist, wie bereit« erwähnt, mit dem Vorwärtseingang des Steuerzahler! ύ/ζ verDunden, wahrend der Ausgang des Nomparators KO 2 zum Rückwärtseingang dieses Zählers

j-i geführt ist. Das Auftreten von Vorwärtsimpulsen A/V am Ausgang des Komparators KO X bewirkt eine Vorwärts-Verstellung des Steuerzählers STZund damit ein Verstellen der Referenzspannung UR auf der nächsthöheren Wert. Mit dieser Voreinstellung »wartet« der Komparator KOX, bis die Dreiecksspannung die langsam ansteigt, spannungsgieich mit der Vo" einstellung wird. Sobald die Dreiecksspannung, die immei noch ansteigt, die Voreinstellung geringfügig überschreitet, wird der Minus-Eingang des KO1 positivei als sein Pluseingang und der Komparator-Ausgang gehl auf logisch 0. Dieser negative Übergang schaltet der Steuerzähler STZ um einen Schritt weiter, wodurch auch der Komparator KO1 über den Digital-Analogwandler neu auf den nächsthöheren Spannungswen

bo eingestellt wird. Jetzt ist der Plus-Eingang wiedei positiver als der Minus-Eingang und der Komparator-Ausgang geht auf logisch 1. Damit ist die Bildung eines einzelnen Vergleichsimpulses abgeschlossen und dei Vorgang wiederholt sich, bis zum Scheitel dei

b5 Dreiecksspannung im KOi, danach bei abfallender Flanke der Dreieckspannung im Kornparator KO 2.

Bei dem in F i g. 2 dargestellten Ausführungsbeispiei sind durch den linearen Dreiecks-Verlauf die sich

ergebenden zeitlichen Abstände der Vergleichsimpulse einander gleich. Wenn die zeitlichen Abstände zusätzlich auch noch gleich mit denen aus dem Quarzoszillator QO(Fi g. I) sind, stimmt die Linearität und die Frequenz der Dreiecksspannung mit dem Sollwert überein. Sonst wird der Signalgenerator SG nachgeregelt.

Wie aus Fig.3 ersichtlich ist, sind die zeitlichen Abstände der Vergleichsimpulse bei einer nichtlinearen Signalwochselspannung ungleichmäßig: je steiler das Signal, desto komprimierter sind die Impulse. Wenn die Signalwechselspannung ein Dreieck sein ,Voll, werden die Vergleichsimpulse in der Phasenvergleichsschaltung PH(F i g. 1) mit einer äquidistanten Impulsreihe aus QO verglichen. Aus den zeitlichen Unterschieden dieser beiden Impulsreihen wird über den Tiefpaß TP die Stellspannung UK gebildet, mit der der Signalgenerator SG so nachgestellt wird, daß die Signalwechselspannung US 1 der Sollkurve bis«uf einen Restfehler sowohl in der Linearität v/ie in der Freⁿucnz ähnelt.

Wenn die Sollkurve der Signalwechselspannung vom Dreieck abweicht (z. B. Sinus), wird dies z. B. durch unterschiedliche Stufenhöhen der Referenzspannung UR vorprogrammiert. Dadurch werden die zeitlichen Abstände der Vergleichsimpulse (NV und NR) wieder eineinander gleich und können der Phasenvergleichsschaltung PH und damit der Regelschleife zugeführt werden.

Bei einem sägezahnförmigen Verlauf der Signalwechselspannung USX tritt kein monotoner Abfall im Bereich der Rückflanke der Signalwechselspannung US 1 auf. Aus diesem Grund ist dann auch ein zweiter, auf die Rückflanke ansprechender Komparator KO 2 nicht erforderlich und der Steuerzähler STZ muß nur in einer Richtung, z. B. vorwärts, zählen können.

Innerhalb einer einzigen Anstiegsflanke sind beim Phasenvergleich bei einer N-stufigen Referenzspannung UR /V-mal mehr Phasenvergleiche zur Frequenz-Symmetrie- und Linearitätskorrektur der Dreiecksspannung (Signalwechselspannung USi) möglich als ohne einen derartigen Flankenabtaster. Dadurch erhöht sich die Regelgeschwindigkeit und es werden stark verkürzte Einschwingzeiten erreicht

Um die Genauigkeit der Stufen der Referenzspannung UR, die nacheinander synchron zur Dreiecksspannung erzeugt werden, zu steigern, ist es zweckmäßig, einen Digital-Analogwandler DAW mit einer höheren Auflösung auszuwählen. Beispielsweise kann bei einem (6-Bit-)Steuerzähler 57Zder Digital-Analogwandler DAW mit 10 Bit ausgelegt werden. Die Genauigkeit eines DAWwird nämlich mit ±LSB(LSB = am wenigsten signifikantes Bit) angegeben und ist beim 10-Bit-Digital-Baustein 2« = 16mal größer als bei einem groben 6-Bit-Digital-Analog-Wandler.

Aus F i g. 2 ist ersichtlich, daß die Referenzspannung UR bei der Anstiegsflanke über der Dreiecksspannung (Signalwechselspannung LiSl) liegt und bei der Abfallflanke darunter, um bei monotoner Änderung der Dreiecksspannung eine Annäherung und schließlich die Gleichheit der beiden Spannungen zu erreichen. Anstelle der zwei parallel verlaufenden Signalspannungen, wie sie in F i g. 2 angedeutet sind, kann die Voreinstellung der Komparatoren mit der Referenzspannungs-Treppen-Kurve auch durch einen Spannungssprung von USi auf US2 und umgekehrt im Wendepunkt erreicht werden. Der Wegfall eines zweiten Komparators wird jedoch mit erhöhtem

ίο Schaltungsaufwand erkauft.

Die Größe des Spannungsversatzes +UVi soll der Höhe von zwei t/Ä-Stufen entsprechen (Fig.2). Die Treppenkurve (Referenzspannung UR) muß zudem noch um eine halbe ί/Λ-Stufe gegenüber den Spitzen werten von USi und US 2 versetzt sein, um auch in diesen Regionen sichere Vergleiche zu ermöglichen.

Bei linearen Funktionen der Signalwechselspannung US J, wie Dreieck und Sägezahn, sind die Referenzspannungsstufen von UR in N gleichmäßigen Abständen voneinander angeordnet: UR = - US+^-- η, π = 0 ... /ν"; LAS = Spitzenwert der Signalwechselspannung.

Bei nichtlinearen Funktionen, wie z. B. Sinus, sind die Abstände ungleichmäßig und die Referenzspannungs-

verteilung den Funktionen angepaßt: z. B. UR = US ■

Sin ψη, ψη '

0...N.

Die N Referenzspannungsstufen von UR für den Flankenabtaster können auch einem Spannungsteiler

jo entnommen und N Komparatoren zugeführt werden, wenn sie nicht wie bei F i g. 1 nacheinander erzeugt werden. Die Komparatoren würden nacheinander N Vergleichsimpulse abgeben, die, logisch zusammengefaßt, der Regelschleife zugeführt werden könnten. Bei

Signalwechselspannungen, die unter Mitwirkung von zwei oder mehreren Signalgeneratoren SG zustande kommen (z. B. bei Dreieck werden die beiden Flanken getrennt erzeugt), muß für jeden Generator eine eigene Regelschleife geschlossen werden. Im allgemeinen muß

nämlich jeder Generator individuell verschieden korrigiert werden (im Beispiel Dreieck können die Flanken unterschiedlich steil erzeugt werden), damit die Kennwerte des zusammengesetzten /VF-Signals als Gesamtheit stimmen. In der Praxis genügt es jedoch, wenn anstatt von zwei oder mehreren selbständigen Regelschleifen nur Teile der einen Regelschleife synchron mit den Generatoren umgeschaltet werden. So wird z. B. bei einem symmetrischen Dreieck zwischen dem Lade- und dem Entladestromgenerator

so umgeschaltet und parallel dazu nur noch die zugeordneten Integrations-Glieder des Tiefpasses TP. Bei einem unsymmetrischen Dreieck muß dagegen auch noch die Vergleichsfrequenz, also der Teilungsfaktor der Frequenz-Teilerkette zwischen Quarzoszillator QO und Phasenvergleichsschaltung PH, umgeschaltet werden, da sonst die Regelung ein symmetrisches Dreieck anstreben würde.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentansprache:

   1. Schaltungsanordnung zur Angleichung der Amplitude einer, insbesondere niederfrequenten, Signalwechselspannung an eine Referenzspannung unter Verwendung einer Regelschleife, welche bei einer Differenz zwischen Referenzspannung und Signalwechselspannung eine Steuergröße für die Veränderung der Amplitude der Signalwechselspannung liefert, dadurch gekennzeichnet, daß innerhalb der Anstiegs- und/uder Abfallflanke der Signalwechselspannung (USi) zu verschiedenen Zeitpunkten Spannungsstufen der Referenzspannung (UR) erzeugt sind, daß mittels mindestens eines Komparators (z. B. KO1) durch einen Vergleich der Spannungsstufen der Referenzspannung (UR) mit den jeweils zu den genannten Zeitpunkten auftretenden Signalwechselspannungswerten (von LiSl) Vergleichsimpulse (z. B. Vorwärtsimpulse NV, Rückwärtsimpulse NR) gebildet werden und somit bereits im FlankeEbereich (Flankenabtastung) der Signalwechselspannung (US 1) ein Vergleich zum Rankenbereich der Referenzspannung (UR) durchgeführt wird und daß ebenfalls bereits im Flankenbereich aus den Vergleichsimpulsen (z. B. Vorwärtsimpulse NV, Rückwärtsimpulse NR) die Stellspannung (UK) für die zur Angleichung dienende Amplitudenänderung der Signalwechselspannung abgeleitet wird.

   2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzspannung (UR) einen treppenförmigen Verlauf aufweist

   3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeajung eines treppenförmigen Spannungsverlaufes bei einer in Abhängigkeit von der Zeit dreietksfö:-aig verlaufenden Referenzspannung (UR) ein Steuerzähler (STZ) vorgesehen ist, der bei der Anstiegsflanke der Referenzspannung (UR) aufwärts und bei der Abfallflanke abwärts zählt

   4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung einer treppenförmigen Referenzspannung (UR) bei sägezahnförmigen Signalwechselspannungen (US) ein Steuerzähler (STZ) vorgesehen ist, der bei der Anstiegs* flanke der Referenzspannung (UR) aufwärts zählt und bei der Abfallflanke auf Null zurückgesetzt wird.

   5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsimpulse (z. B. Vorwärtsimpulse NV, Rückwärtsimpulse NR) mit einer von einem Oszillator, insbesondere Quarzoszillator (QO), abgeleiteten gleichmäßigen Impulsreihe in einer Phasenvergleichsschaltung (PH) verglichen werden, an deren Ausgang, insbesondere nach Filterung in einem Tiefpaß (TP), die Stellspannung (UK) abgenommen und einem einstellbaren Signalgenerator (SG) für die Signalwechselspannung (US) zugeführt wird.

   6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß aus der eigentlichen Signalwechselspannung (US 1) durch einen Spannungsversafc um einen bestimmten Gleichspannungswert eine zweite Signalwechselspannung (US2) gebildet ist und daß diese Signalwechselspannungen (USi, US 2) je einem Komparator (KO 1, KO 2) zugeführt werden, dessen zweiter Eingang jeweils mit der Referenzspannung (UR) beaufschlagt ist, derart, daß bei dem einen Komparator (AfO 1) der Pluseingang und bei dem zweiten Komparator (KO 2) der Minuseingang mit der Referenzspannung (UR) gespeist wird,

   7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der Komparatoren (KOi, KO2) einer logischen Verknüpfung, insbesondere einem UND-Gatter (UG), zugeführt sind, an deren Ausgang die Phasenvergleichsschaltung (PH) angeschlossen ist

   ίο 8, Schaltungsanordnung nach Anspruch Z bis 5,

   dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsimpulse (Vorwärtsimpulse NV, Rückwärtsimpulse NK) dem Vorwärts- bzw. Rückwärtseingang des Steuerzählers (.S7ZJzugeführt sind.

   9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3,4 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerzähler (STZ) mit einer Decodierschaltung (DCS) versehen ist, die nur Zählwerte bis zu einer bestimmten Größe zuläßt

   10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, 4, 8 und 9. dadurch gekennzeichnet, daß dem Steuerzähler (STZ) ein Code-Wandler (CWS) zur Erzeugung nichtlinearer (z. B. sinusförmiger) Referenzspannungen (UR) nachgeschaltet ist

   11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3,4,8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß durch eine

   Steuerschaltung (FFP) Rechteckimpulsfolgen (UVR) erzeugt werden, welche den Beginn der Anstiegsbzw. Abfallflanke der Signalwechselspannung (US i) anzeigen, und daß diese Rechteckimpulsfolgen jo (UVR) als Steuersignale die Zählrichtung des Steuerzählers (STZ) beeinflussen.

   12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3,4,8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine Differenzierschaltung (DS) vorgesehen ist, die beim Beginn der

   )5 Anstiegs- bzw. Abfallflanke der Signalwechselspa nung (US 1) Steuersignale erzeugt, die dem Steuerzähler (STZ) zugeführt werden und dort die Zählrichtung bestimmen.