DE3318911A1 - Schaltung und verfahren zum regeln des widerstands einer last - Google Patents
Schaltung und verfahren zum regeln des widerstands einer lastInfo
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Description
Beschreibung
Schaltung und Verfahren zum Regeln des Widerstands einer
Last
Die Erfindung bezieht sich auf Lastregelverfahren und -schaltungen und betrifft insbesondere eine neue Schaltung
und ein neues Verfahren zum Regeln eines Lastwiderstands, wie beispielsweise eines Heizelements, einer
Glühlampe oder einer ähnlichen Last, damit dieser einen Sollwert hat, wodurch die Glühfadentemperatur und dgl.
geregelt wird.
Es ist häufig erwünscht, den Widerstand einer Last zu steuern, die einen Lastwiderstand mit einem von null
verschiedenen Temperaturkoeffizienten hat. Zu solchen Belastungen gehören beispielsweise Strahlungsheizkörper,
Koch- und Backgeräte sowie Glühlampen. Die Last kann eine Niederspannungslast sein, die an einer Wechselstromquelle
relativ höherer Spannung betrieben wird. Beispielsweise gibt es eine Kategorie von Niederspannungslampen (24-36
V), die eine verbesserte Lichtausbeute haben, weil der Lampenglühfaden auf einer höheren Temperatur als sonst
für den Lampenbetrieb üblich betrieben wird. Wegen des Betriebes bei höherer Temperatur ist es äußerst erwünscht,
die Lampenglühfadentemperatur sorgfältig zu kontrollieren, um sowohl eine kontrollierte Lichtausbeute als auch eine
annehmbare Lebensdauer der Lampe zu gewährleisten. Da die Glühfadentemperatur eine Funktion des Lampenwiderstands
ist (der einen von null verschiedenen Temperaturkoeffizienten
hat), kann die Lampentemperatür durch Steuern des
Lastlampenwiderstands gesteuert werden. Die Lampe kann an dem üblichen Wechselstromnetz, das in den USA eine Nenneffektivspannung
von 120 V hat, im häuslichen und im industriellen Bereich betrieben werden. Weil die an der
Last gewünschte Spannung niedriger als die Netzspannung ist, ist eine äußerst effiziente Niederspannungsstromversorgung
zum Speisen der Lampe erforderlich. Eine solche Stromversorgung, bei der eine dynamische Konfiguration
mit geschaltetem Kondensator benutzt wird, ist von der Anmelderin bereits vorgeschlagen worden/i Die diesem Vorschlag
entsprechende Ausführungsform einer Niederspannungsglühlampenstromversorgung
gestattet ein rückführungsloses Festsetzen des Lampenlaststroms (und deshalb
der Lampenlastspannung für ein besondere Lampe, die einen besonderen Widerstand bei einem bestimmten Stromwert und
einer bestimmten Lastleistung hat) . /s. Anmeldung mit Priorität vor, 18. Mai 19S2, US-Serial Nr. 379,393
Es soll die Möglichkeit geschaffen werden, den Lampenglühfadenwiderstand
zu überwachen und die Lampentemperatur bei Veränderung dieses Widerstands zu regeln. Außerdem
-—I
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sollen eine Schaltung und ein Verfahren zum Regeln des Widerstands von anderen Belastungen, die einen von null
verschiedenen Temperaturkoeffizienten haben, geschaffen werden.
Gemäß der Erfindung werden die Spannung an einem Lastwiderstand, der einen von null verschiedenen Temperaturkoeffizienten
hat, wie beispielsweise eine Niederspannungsglühlampe od.dgl., und der durch diesen Widerstand flieSende
Strom beide zu einer Zeit abgetastet, die einem diskreten, von null verschiedenen Punkt in der Spannungsoder Stromschwingung entspricht. Wenn der Lastwiderstand
größer als der Sollwiderstand ist, wird die abgetastete Spannung einen festen Schwellenwert erreichen, bevor der
abgetastete Strom einen für ihn festgelegten Schwellenwert erreicht; wenn der Lastwiderstand kleiner als der Sollwider
stand ist, erreicht die abgetastete Spannung den festen Schwellenwert, nachdem der abgetastete Strom seinen festen
Schwellenwert erreicht hat. Es ergeben sich zwei Signale, die die Seit angeben, zu der jeweils die Lastspannung und
der Laststrom den zugeordneten festen Schwellenwert erreichen, und diese Signale werden benutzt, um die Lastet spannung und/oder den Laststrom Periode für Periode inkrementell
zu verändern, um einen vorbestimmten Lastwiderstand aufrechtzuerhalten.
In gegenwärtig bevorzugten Ausführungsformen werden Referenz- und lastbezogene Signalwerte an zwei Komparatoren
so eingestellt, daß beide Komparatoren ihren Ausgangszustand
irr. wesentlichen gleichzeitig ändern, wenn die Lastspannung und der Laststrom (und deshalb der Lastwiderstand}
ihre Sollgröße haben. Wenn sich der Lastwiderstand von dem Nennwert aus ändert, wird entweder der Lastspannungs-
oder der Laststromkomparator veranlaßt, seinen Aus-
gangszustand vor einer Ausgangszustandsänderung an dem
anderen Komparator zu ändern, wodurch ein Stromfluß in
einen oder aus einem Kondensator erzeugt wird. Die Änderung der Kondensatorspannung ändert das Zeitintervall,
während welchem ein zusätzlicher Laststrom einem festen Laststrom während jeder Quellenschwingungsperiode hinzugefügt
wird, um die Lastparameter zu den vorbestimmten Werten hin zu verändern. Der Ausgang eines Speicherflipflops
wird gesetzt, um mit dem Abgeben eines zusätzlichen Stroms an die Belastung auf ein erste Ereignis hin,
wie beispielsweise einen Lastspannungs- oder Laststromschwir.gungsnulldurchgang,
zu beginnen, und das Speicherflipflop wird rückgesetzt, um den zusätzlichen Laststromfluß
zu beenden, wenn eine linear ansteigende Spannung, die air. Beginn des zusätzlichen Stromflusses in jeder
Periode begonnen hat, gleich der Spannung an einer, integrierenden Steuerkondensator wird. Die Spannung an dem
Steuerkondensator wird verändert, indem dieser. Stron\iir.pulse
zugeführt werden, deren Breite gemäß den Schwellenwertdurchgangszeiten
der Komparatoren, die die Lastspannung und den Laststron überwachen, verändert wird. Die Konparatoren
können an einer gemeinsamen Referenzspannung oder an unterschiedlichen
Referenzspannungen betrieben werden, wobei wenigstens einer der Komparatoren einen Spannungs- oder
Stromteiler hat, der in Verbindung mit dem Komparator benutzt wird, um die Komparatorschwellenwerte so einzustellen,
daß die Komparatoren ihren Zustand gleichzeitig ändern, wenn eine Last unter vorbestimmten Bedingungen arbeitet.
Eine Hysterese kann bei einem der Komparatoren vorgesehen werden, um ein unrichtiges periodisches Wiederholen der
Lastparameter bei oder nahe von deren gewünschten normalen Größen zu verhindern. Eine Geschwindigkeitεvorkopplungsschaltungsanordnung
kann benutzt werden, die einen geteilten integrierenden Kondensator enthält, um für eine verbesserte
Regelung bei plötzlichen änderungen in der Cuel-
.33.1S.911
-45 -
lenschwingungsgröße zu sorgen.
In anderen Ausführungsformen ist die analoge Kapazitätsunterschaltung
durch eine digitale Zählschaltung ersetzt, die die Dauer der zusätzlichen Laststromfreigabe auf einen
Zählerstand hin bestimmt, der auf die relative Dauer von Impulsen hin, die erscheinen, wenn der Istlaststrom und
die Istlastspannung größer als die Laststrom- und Lastspannungsreferenzwerte
sind, inkrementiert oder dekrementiert wird.
Demgemäß schafft die Erfindung eine neue Schaltung zuir.
Regeln der Größe eines Lastwiderstands.
Außerdeir. schafft die Erfindung ein Verfahren zum Regein
der Lastwiderstandsgröße.
Ausfiihrur.gsbeispieie der Erfindung werden irr. folgenden
unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Last-
widerstandsregelschaltung nach der Erfindung,
Fig. 2 ein Schaltbild einer ersten, ge
genwärtig bevorzugren Ausführungsform eines Lastlampenglühfadentemperaturreglers
nach der Erfindung,
einen Satz koordinierter Diagramme, die die Schwingungen in
verschiedenen Punkten in der
'^.•s-;. V.··- ;- i.-Jl>
_■■ ώ»
Schaltung nach Fig. 2 für den Lampenglühfadenwiderstand im
hohen, normalen und niedrigen Zustand zeigen und das Verständnis der Arbeitsweise der Schaltung
erleichtern,
die Fig. 3a und 3b Blockschaltbilder von analogen,
diskreten Abtastwiderstandskomparatoren
zum Liefern eines Ausgangs impulse S mit fester bzw.
veränderbarer Breite bei jeder Abtastzeit,
Fig. 4 ein Schaltbild einer weiteren, ge
genwärtig bevorzugten Ausführungsform eines Glühlampenglühfadentemperaturreglers,
die Fig. 4a-4f einen Satz von koordinierten
Diagrammen, die die Schwingungen in der Schaltung nach Fig.
2 im Zustand niedrigen und hohen Lastwiderstands zeiger, und das Verständnis der Arbeitsweise der
Schaltung erleichtern,
die Fig. 5a und 5b etwas verallgemeinerte analoge
und digitale Komparatorschaltungen,
die das Verständnis der Erfindung erleichtern, und
Fig. 5c ein Schaltbild einer gegenwärtig
bevorzugten digitalen Ausführungsform eines Lastwiderstandsreglers.
..33.18311
Gemäß Fig. 1 liefert eine Schaltung 10 zum Regeln des Widerstands IL. einer Last 12 einen geregelten Laststrom IT ,
der zu einer geregelten Lastspannung V führt, aus einer Leistungsanpaß- oder -modulatorschaltung 15, die zwischen
die Last 12 und eine Wechselstromquelle 16 geschaltet ist. Die sich ergebende Lastspannung VT erscheint an dem Ein-
-Lj
gang eines Spannungsteilers 17, an dessen Ausgang eine skalierte Lastspannung der Größe K1V abgegeben wird, wobei
I L
K- eine Konstante ist, die kleiner als eins ist. Die jfc skalierte Lastspannung erscheint an einem ersten Eingang
23a in bezug auf einen gemeinsamen Eingang 23b eines Diskrete-Widerstandsabtastung-Komparators
23. Ein zweiter Eingang 23c empfängt ein skaliertes Laststromsignal der Größe
PC^Ix , wobei K. eine Konstante ist, die kleiner als eins ist,
und ir. bezug auf die gemeinsame Leitung 23b aus einem Stromwandler 24, der zu der Last 12 in Reihe geschaltet
ist. Ein Ausgang 23d des Diskrete-Widerstandsabtastung-Komparators
23 liefert ein Signal, wenn der Laststrom und die Lastspannung (die den Lastwiderstand RT festlegen) von
vorbestimmten Normen abweichen. Das Komparatorausgangssignal,
z.3. eine Gruppe von Vergleichsimpulsen, gibt an, ob der Laststrom erhöht ("aufbewegt") oder verkleinert ("abbewegt")
werden muß. Das aus Impulsen bestehende Komparatorausgangssignal
wird in einer Integrierschaltung 25 über der Zeit integriert und in einem Integralsignal/Steuersignal-Wandler
27 in ein Steuersignal umgewandelt, das an einen Steuereingang 15a der Leistungsanpaß- oder -modulatorschaltung
15 angelegt wird. Das Steuersignal an dem Eingang 15a bewirkt, daß eine Veränderung des Laststroms erfolgt,
und zwar in der erforderlichen Richtung, um den Widerstand
der Last 12 im wesentlichen auf dem vorbestimmten Wert zu halten.
Gemäß den Fig. 2 und 2a-2f bewirkt eine erste bevorzugte Ausführungsform der Lastregelschaitung 10, daß ein "Auf"-
Impuls, der eine Ladungsmenge einer Kapazität 11 hinzufügt, erzeugt wird, wenn ein erster abgefühlter Lastparameter
(die Lastspannung) kleiner als ein zweiter abgefühlter Lastparameter (der abgefühlte Laststrom) ist, und daß
ein "Ab"-Impuis erzeugt wird, der eine gleiche Ladungsmenge von der Kapazität 11 entfernt, wenn der erste abgefühlte
Lastparameter größer als der zweite abgefühlte Lastparameter ist. Das Speicherelement 11 dient deshalb als
eine diskrete Ausführungsform der Integrierschaltung 25
mit einer unendlichen Gleichstromverstärkung und einer Spannung, die in Beziehung zu der Größe und der Polarität
der Änderung in der Lastspannung und/oder dem Laststrom steht, welche erforderlich ist, um zu bewirken, daß die
Last auf einem vorbestimmten Wert arbeitet.
Die Last 12, die einen Lastwiderstand IL vorbestimmter
Größe bei einem besonderen Betriebszustand hat, z.B. eine Glühlampe mit einem Glühfadenwiderstand R bei einer vorbestimmten
Betriebstemperatur, ist in Reihe mit eineir. Kauptkondensator 14, der einen Kapazitätswert C hat, an
die Wechseistromquelle 16 angeschlossen, die eine Quellenspannung V hat. Ein Hilfskondensator 18, der einen Kapazitätswert
C- hat, wird wahlweise zu dem Kauptkondensator 14 parallel geschaltet, und zwar mittels entweder einer
Leistungsschaltvorrichtung 20 oder einer Paralleldiode 22. Wenn sowohl die Schaltvorrichtung 20 als auch die Diode 22
nichtleitend sind, wird daher der Strom, der von der Quelle 16 aus durch die Last 12 (und einen Abfühlwiderstand 24,
der einen kleinen Widerstandswert R von beispielsweise 0,05 Ohm hat) fließt, durch die Kapazität des Hauptkondensators
14 festgelegt. Wenn die Schaltvorrichtung 20 in den stromleitenden
Zustand versetzt wird, was nur beginnt, wenn der Strom IT in dem Lastwiderstand einen Nulldurchgang hat,
L·
fließt ein zusätzlicher Strom I„ durch den Hilfskondensator
18, und die Laststromgröße ist die Summe des Haupt-
und des Hilfskondensatorstroms, d.h. I_ = I1 + Iy. Wenn
die Spannungen an dem Hauptkondensator 14 und dem Hilfskondensator
18 so sind, daß die Diode 22 leitet, fließt der Diodenstrom I über den Hilfskondensator 18 und fügt
ebenfalls den Strom I2 dem Hauptkondensatorstrom I. hinzu,
so daß sich der Gesamtlaststrom IT ergibt. Der Laststrcrc
J_j
und deshalb die Lastspannung und die Lastleistung (und, falls die Last eine Glühlampe ist, die Lampenglühfadentemperatur)
sind in Abhängigkeit von dem Zeitintervall veränderbar, während welchem jeweils die Schaltvorrichtung
oder die Diode 22 leitend ist. Die Diode 22 wird während eines anderen Teils der Zeit leiten, aber mit im wesentlich
derselben Dauer wie der Teil der Zeit, während welchem die Schaltvorrichtung 20 leitet. Demgemäß werden durch Einschalten
der Leistungsschaltvorrichtung 20, bei der es sich beispielsweise um einen Feldeffekttransistor (FET) handelt,
bei einer Quellenspannungsspitze (d.h. bei einem Laststromnulidurchgang)
und anschließendes Abschalten des Feldeffekttransistors
zu einer geeigneten Zeit in der Periode die gewünschten Vierte der Last!ampenspannung V und des
Lastiampenstroms I erhalten. Die Leistunqsschaltvorrichtunq
20 wird durch die Gatespannung V gesteuert, die an deren Gateelektrode über einen Begrenzungswiaerstand 26 angelegt
wird.
Die Quelle 16 ist mit Quellenschaltungspunkten A und C der
Schaltung 10 verbunden, wobei ein dritter oder gemeinsamer Schaltungspunkt B eine gemeinsame Masse für die Schaltung
bildet. Die Schaltung 10 hat eine Logikbetriebspotentialstromversorgung
28, die einen Strombegrenzungswiderstand 2&a in Reihenschaltung mit einer Gleichrichterdiode 28b und
einem Filterkondensator 28c zwischen den Schaltungspunkten
A und B aufweist. Das Betriebspctential +V wird an derr Kondensator 28c gegen den Schaltungspunkt B der gemeinsamen
Masse abgenonanen.
-ao -
Die Schaltvorrichtungsgatespannung V wird an dem Ausgang
30a eines RS-Speicherflipflops 30 geliefert. Das Speicherflipflop
30 empfängt das Betriebspotential durch seine Verbindung mit dem Quellenpotential +V und dem gemeinsamen
Massepotential. Der Speicherflipflopausgang 30a wird bei
jedem negativgehenden Nulldurchgang der Quellenspannung durch einen geeigneten Wert an einem S-Setzeingang 30b gesetzt
und durch ein an dem R-Rücksetzeingang 30c erscheinendes Signal rückgesetzt. Vorteilhafterweise wird ein als
integrierte Schaltung ausgebildetes Zeitgeberelement des Typs 7555 als Speicherflipflop 30 benutzt.
Das S-Setzeingangssignal wird aus der Spannung an der
Schaltvorrichtung 20 mittels einer streng begrenzenden Korr.paratorschaltung 32 erhalten, die einen ersten Komparator
34 enthält, dessen nichtinvertierender Eingang 34a mit der gemeinsamen Masse und dessen invertierender Eingang
34b über einen Widerstand 35 mit der Schaltvorrichtung verbunden ist. Begrenzungsdioden 36 und 38 verbinden der.
Eingang 34b r.-.it dem gemeinsamen Massepotential bzw. mit
der, Betriebspotential und sind so gepolt, daß das Anlegen einer Spannung, die kleiner als das Massepotential oder
größer als das Betriebspotential +V ist, an den Eingang 3 4b im wesentlichen verhindert wird. Der Komparatorausgang
34c ist über einen Widerstand 40 mit deir. Betriebspotential +V und über einen Kopplungskondensator 4 2 mit dem
S-Setzeingang 30b verbunden. Die S-Setzeingangsbetriebsspannung wird durch einen ersten Widerstand 44, der den
S-Setzeingang mit dem Betriebspotential +V verbindet, und durch einen zweiten Widerstand 46, der den Eingang 30b
mit der gemeinsamen Masse verbindet, gebildet. Der Kor.paratorausgang 34c ändert daher seinen Zustand bei deir· positivgehender.
Nulldurchgang der Drain-Source-Spannung des Feldeffekttransistors und erzeugt einen negativgehenden
Impuls zum Triggern des RS-Speicherflipflops 30.
Die Larapenspannung V wird in einer weiteren Komparatorschaltung
48 mit einer ersten, im wesentlichen konstanten Spannung ν verglichen, die aus der Betriebsspannung +V
mittels eines Spannungsteilers 50 gewonnen wird, der Widerstände 50a und 50b enthält. Die im wesentlichen konstante
Referenzspannung νς wird an den nichtinvertierenden
Eingang 5 2 a eines zweiten !Comparators 52 angelegt. Der invertierende Eingang 52b des zweiten Komparators ist
mit dem Ausgangsverbindungspunkt eines weiteren Spannungsteilers 5 4 verbunden, der einen ersten Widerstand 54a
(zwischen dem Komparatcreingang 52b und der gemeinsamen
Masse) und einen zweiten Widerstand 54b (zwischen dem Eingang 52b und der Katode einer Diode 56) enthält. Die Anode
der Diode 56 ist mit dem Schaltungspunkt A verbunden. Der Ausgang 5 2c des zweiten Komparators 52 ist über eine Ir.-pulsforrierschaltung
58, die aus einem Zeitsteuerwiderstand 58a ir. Parallelschaltung mit einen·. Zeitsteuerkondensator 55b
bestent, mit dem Eingang 60a eines ersten Inverters 60 verbunden. Ein Widersrandselement 6 2 ist als Einstellast zwischen
den Invertereingang 60a und das Potential +V geschaltet. Ein pcsitivgehender Impuls (Fig. 2b) wird an de~ Ausgang
60b des ersten Inverters 60 jedesmal dann gebildet, wenn die positivgehende Lastspannung V_ größer wird als die
im wesentlichen konstante Referenzspannung V_„; der Ausgangsimpuls
des ersten Inverters hat eine Zeitdauer, die durch den Widerstands- und den Kapazitätswert des Widerstands
5Ba bzw. des Kondensators 58b der Impulsformerschaltung 58 festgelegt wird.
Der Laststrom I wird an dem Abfühlwiderstand 24 in eine
spannung umgewandelt; noch eine weitere Komparatorschaltung 64 liefert einen weiteren positivgehenden Impuls immer
dann, wenn die Abfühlwiderstandsspannung (die zu dem Laststroir.
proportional ist) eine weitere, im wesentlichen konstante Referenzspannung V übersteigt. Der invertierende
AD
Eingang 66a eines dritten Komparators 66 ist mit dem Verbindungspunkt
zwischen dem Lastwiderstand 12 und dem Abfühlwiderstand 24 verbunden. Der nichtinvertierende Eingang
66b des dritten Komparators 66 empfängt das im wesentlichen konstante zweite Referenzpotential V an dem
Ausgangs eines weiteren Spannungsteilers 68, der aus Widerständen 68a und 68b besteht, die zwischen das Betriebspotential +V und die gemeinsame Masse geschaltet sind. Der
Ausgang 66c des dritten Komparators 66 ist mit dem Betriebspotential +V über einen Widerstand 67 und außerdem mit
einem Eingang 70a eines weiteren Inverters 70 verbunden. Daher wird ein positivgehender Impuls mit dem Wert 1 (logischer
1-Pegel oder Η-Pegel) an dem Inverterausgang 70b (Fig. 2c) immer dann geliefert, wenn die zu dem Laststron
I proportionale Abfühlwiderstandsspannung die zweite im wesentlichen konstante Spannung V übersteigt. Es sei angemerkt,
daß die beiden im wesentlichen konstanten Spannungen V0,. und ν_τ zwar als im wesentlichen qleiche Spannungen
in Fig. 2a gezeigt sind, daß jedoch jede irr. wesentlichen konstante Referenzspannung eine andere Größe als
die andere haben kann, je nachdem, wie es eine besondere Regelschaltungsauslegung erfordert. Es ist erwünscht, daß
die Ausgänge der Komparatorschaltungen 48 und 64 für eine Last, die im wesentlichen auf einem vorbestimmten "normalen"
Viert arbeitet, ihren Zustand im wesentlicher, gleichzeitig ändern.
Der Ausgang 60b des ersten Inverters 60 ist jeweils mit einem Eingang 72a, 74a von zwei Eingänge aufweisenden
NAND-Gattem 72 und 74 verbunden. Der andere Eingang 72b des Gatters 72 ist mit dem Ausgang 70b des zweiten Inverters
70 verbunden. Der andere Eingang 74b des Gatters 74 ist mit dem Ausgang 66c des dritten Komparators 66 verbunden.
Der Gatterausgang 74c ist über einen Treiberwiderstand 76 mit der Basiselektrode eines ersten Transistors
78 verbunden, während der Gatterausgang 72c über einer. Treiberwiderstand 80 mit der Basiselektrode eines zweiten
Transistors 82 verbunden ist. Die Emitterelektrode des ersten NFN-Transistors 78 ist mit der gemeinsamen Masse
verbunden, während seine Kollektorelektrode mit dem Betriebspotential
+V über einen Kollektorwiderstand 84 und mit der Basiselektrode eines dritten Transistors 86 verbunden
ist. Die Emitterelektrode des dritten NPN-Transistors 86 ist mit der gemeinsamen Masse verbunden, und
seine Kollektorelektrode ist über einen Entladungswiderstand 88 mit dem Kondensator 11 verbunden. Die Emitterelektrode
des PNP-Transistors 82 ist mit dem Betriebspotential +V verbunden, und seine Kollektorelektrode ist
über einen Ladewiderstand 90 mit dem Kondensator 11 (der einen Kapazitätswert CA hat) verbunden. Die nicht an Masse
liegende Klemme des Kondensators 11 ist mit dem invertierenden
Eingang 92a eines vierten Komparators 92 verbunden. Der nichtinvertierende Eingang 92b des vierten Komparators
92 ist verbunden: mit der Anode einer Diode 94, deren Katode ir.it dem Flipflopausgang 3 0a verbunden ist; mit einer
Klenge eines Hilfskondensators 96, dessen andere Klemme mit
der gemeinsamen Masse verbunden ist; und mit der Kollektorelektrode
eines PNP-Transistors 98a, der den Ausgang einer Stromquelle 98 bildet. Die Emitterelektrode des Stromguellentransistors
98a ist über einen Stromeinstellwiderstand 9Se mit dem Betriebspotential +V verbunden, und seine Basiselektrode
ist rr.it seiner Emitterelektrode über zwei Dioden 98b und 98c und außerdem über ein Widerstandselement
9Sd mit der gemeinsamen Masse verbunden. Der Ausgang 92c
des vierten Komparators 92 ist mit dem Betriebspotential +V über einen Einstellwiderstand 100 und außerdem mit dem
Fiipfloprücksetzeingang 30c verbunden.
Iir. Betrieb wird, wenn der Lampenwiderstand IL· größer als
erwünscht, ist, die Lampenspannung größer als erwünscht sein (der in den Fig. 2a-2f ganz links dargestellte Fall),
und zwar auch dann, wenn die Laststromgröße nominal ist.
BAD GR)SiMAL
Demgemäß wird, wenn die Quellenspannung ihren Spitzenwert
positiver Polarität erreicht, die Lampenspannung Vx zu einer Zeit t (Fig. 2a) gleich der ersten Refe-
i-i U
renzspannung V„v werden. Der Komparator 52 ändert seinen
Zustand, und ein 1-Ausgangsimpuls 102 wird an dem Ausgang
60b des ersten Inverters 60 geliefert (Fig. 2b). Die AusgangsSpannung des ersten Inverters 60 kehrt zu
einer Zeit t.. zu dem logischen Wert O zurück. Danach bewirkt
zu einer Zeit t_ der Lampenstrom I , daß die Ab-
Z Lj
fühlwiderstandsspannung das zweite im wesentlichen konstante
Referenzpotential V übersteigt, und der Ausgang
des Komparators 66 ändert seinen Zustand. Der Ausgang 70b des zweiten Inverters 70 geht auf den Wert 1 und bleibt
auf diesem Wert bis zu einer Zeit t , zu der der Laststrom I_ die Abfühlwiderstandsspannung verringert, so daß diese
wieder gleich dem Referenzpotential V wird. Daher wird
der Impuls 104 an dem Inverterausgang 70b geliefert (Fig. 2c).
Zu einer Zeit unmittelbar vor der Zeit t war der erste
Eingang 72a des Gatters 72 auf dem Wert O. Der Gatterausgang
72c war deshalb auf dem Wert 1 (Fig. 2d). Wenn der Inverterausgang 6 0b zur Zeit t auf den Wert 1 hochgeht,
ist der Wert an dem Gattereingang 74b bereits auf dem Wert 1 , und zwar aufgrund des Werts 0 an der. Ausgang 66c
des dritten Komparators 66. Der Gatterausgang 74c fällt deshalb auf den Wert 0 ab und liefert einen negativgehenden
Impuls 106 mit derselben Dauer wie der Impuls 102, d.h. er kehrt zu der Zeit t. zu dem Wert 1 zurück. Zur
Zeit t2 erscheint die Vorderflanke des Impulses 104, aber
der Ausgang des Gatters 74 ist bereits zu dem Wert 1 zurückgekehrt und bleibt auf diesem Wert, und zwar wegen
des Werts O an dem Eingang 74a. Deshalb hat der Impuls keine Auswirkung auf das Signal an dem Gatterausgana 74c.
Da der Einaana 72a des Gatters 72 bereits zu der. Wert O zu·
-xs
rückgekehrt ist, bleibt der Ausgang 72c desselben (Fig. 2e) während des Impulses 104 auf dem Wert 1; der Transistor 82
bleibt deshalb durch eine Sperrspannung abgeschaltet, und es fließt kein Strom durch den Widerstand 90 in den Kondensator
11. Auf den negativgehenden Impuls 106 an dem Gatterausgang 74c hin wird jedoch der erste Transistor 78 vorübergehend
aus dem Sättigungszus tand in den Sperr zustand gebracht, und der dritte Transistor 86 wird vorübergehend
aus dem Sperrzustand in den Sättigungszustand gebracht. Ein Stromimpuls 108 (Fig. 2f) fließt von dem Kondensator 11
aus durch den gesättigten Transistor 86, wodurch die Spannung an dem Kondensator 11 verringert wird.
Während die vorgenannte Verringerung der Spannung an dem Kondensator 11 erfolgt, fühlt die erste Komparatorschaltung
32 ab, daß die Spannungspolarität der Schaltvorrichtung 20 positiv gewerden ist (was im wesentlichen bei dem
Laststromnulldurchgang erfolgt), und setzt den Ausgang 30a des Flipflops 30. Wenn das Flipflop zuvor rückgesetzt worden
war, ist der Ausgang 30a mit dem Massepotential über einen kleinen Widerstand verbunden, wodurch die Spannung
an dem Kondensator 96 über die Diode 94 und den Flipflopausgangsrücksetzwiderstand
entladen wird. Durch das Setzen des Flipflopausgangs 30a wird die Diode 94 in Sperrichtung
vorgespannt,wodurch der Kondensator 96 sich aus der Stromquelle 98 aufzuladen beginnt. Das Flipflop 3 0 bleibt
gesetzt, bis es durch einen Signalwert 1 an dem Ausgang 92c des vierten Komparators 92 rückgesetzt wird, wobei dieser
Signalwert 1 erscheint, wenn die Spannung an dem Kondensator 9 6 auf eine Größe aufgeladen worden ist, die gleich
der Spannung an dem Kondensator 11 ist. Während das Flipflop 3 0 gesetzt bleibt, ist eine Gatespannung an dem Ausgang
30a vorhanden, die die Schaltvorrichtung 20 einschaltet. Da die Spannung an dem Kondensator 11 verringert wird,
wenn der Transistor 86 gesättigt wird, wird die Länge der
Zeit, während der die Schaltvorrichtung 20 in dem leitenden
Zustand ist, entsprechend der einen Ladungsmenge, die von dem Kondensator 11 entfernt wird, verkürzt. Deshalb
wird der Laststrom um einen "Schritt" verringert, wodurch die Lastspannung (und die Lastlampentemperatur) verringert
wird. Wenn noch eine weitere Verringerung des Laststroms
(und der Lastspannung) erforderlich ist, erfolgt ein zusätzliches Entladen von Ladungsmengen des Kondensators 11
bei jeder folgenden Quellenschwingungsperiode. Es werden daher zusätzliche Entladungsimpulse 108 auftreten, wodurch
die Spannung an dem Kondensator 11 und die Zeit, während der die Schaltvorrichtung 20 während jeder Quellenschwingungsperiode
in Betrieb ist, weiter verringert werden. Schließlich wird der Laststran auf einen derartigen Wert verringert,
daß sich eine "normale" Lastspannung V ergibt.
Bei normalem Lastwiderstand (die Mitte der drei in den Fig.
2a-2f dargestellten Zustände) wird die verringerte Lastspannung V ' (aus dem Spannungsteiler 54) so eingestellt,
daß sie gleich der ersten Referenzspannung V iir, wesentliehen
zu derselben Zeit wird, zu der der Laststrom I '
eine Spannung an dem Abfühlwiderstand 24 ergibt, die gleich dem zweiten Referenzpotential V ist. Deshalb liefert zu
ο Χ
der Zeit t ' der Inverterausgang 60b einen positivgehender.
Impuls 102' mit dem Wert 1, der zur Zeit t., ' zu dem Wert
0 zurückkehrt. Die Stromkomparatorschaltung 64 bewirkt jedoch, daß der Inverterausgang 70b einen positivgehenden
Impuls 104' liefert, der eine Vorderflanke zu der Zeit t hat, während der Impuls 102' noch vorhanden ist. Der Gatterausgang
74c geht auf die Vorderflanke des den Wert 1 aufweisenden Impulses 102* hin auf den Wert 0, wird aber
auf den Wert 1 rückgesetzt, wenn der Komparatorausgang 66c
zur Zeit t auf den Wert 0 geht; ein relativ schmaler, negativgehender
Impuls 106' mit der Wert 0 erscheint deshalb
an dem Gatterausgang 74c und entlädt den Kondensator 11
während des Zeitintervalls t '-t . Unmittelbar nach diesem
0 χ
relativ schmalen Entladungsimpuls 110 kehrt der Transistor
86 in den Sperrzustand zurück, aber der Transistor 82 wird in den Sättigungszustand versetzt. Das erfolgt auf die
Werte 1 hin, die an beiden Eingängen 72a und 72b des Gatters 72 vorhanden sind. Ein O-Impuls 112 erscheint an dem
Gatterausgang 72c und bringt den zweiten Transistor 82 in Sättigung, wodurch ein Strom durch den Widerstand 90 fließt
und einen in den Kondensator 11 gehenden Ladestromimpuls
114 ergibt. Wenn der Entladungsimpuls 110 und der Aufladungsimpuls
112 ungefähr die gleiche Dauer haben, ändert sich die Spannung an dem Kondensator 11 nicht nennenswert.
Deshalb wird die Zeit, während der der Hilfskondensator 18 den Strom I2 nach einem Spannungsnulldurchgang, bei
den der Komparator 92 das Flipflop 30 rücksetzt, leitet,
sich nicht Periode für Periode ändern, und der Laststroir. (und deshalb die Lastspannung, der Lastwiderstand und die
Lastlarcpenglühfadentemperatür) bleibt im wesentlichen konstant.
In der. in den Fig. 2a-2f rechts dargestellten Fall, in
welchem der Lastwiderstand kleiner als erwünscht ist, ergibt der Laststrom I " eine Abfühlwiderstandsspannung, die
das zweite Referenzpotential Vc übersteigt, bevor die
Lastspannung V " das erste Referenzpotential V übersteigt.
Weiter ist die Abfühlwiderstandsspannung in jeder Quellenschwingungsperiode
für eine Zeitspanne größer als das zweite Referenzpotential V , die langer ist als die Zeitspanne,
während der die Lastspannung größer als das erste Referenz^ctential
v_. ist. Zur Zeit t ", zu der die Abfühlwiderstandsspannung aufgrund des Laststroms I " das Referenzpotential
Vc_ übersteigt, liefert der Komparator 64 einer.
Wert 1 an dem Inverterausgang 70b (Fig. 2c). Dieser Wert
1 bleibt bis zu der Zeit t " bestehen, zu der die durch den Laststrom hervorgerufene Spannung an dem Abfühlwiderstand
wieder unter das zweite Referenzpotential V abfällt.
Der 1-Impuls 104" an dem Inverterausgang TOb beginnt
daher vor dem Beginn des positivgehenden Impulses 102" an dem Inverterausgang 60b, der zu der Zeit t"
beginnt, zu der die Quellenspannung V " das erste Referenzpotential V übersteigt. Deshalb ist zur Zeit t "
der Wert an dem ersten Eingang 74a des Gatters 74 der Wert O, während dessen Eingang 74b den Wert 1 führt. Der Gatte
rausgang 74c bleibt deshalb auf dem Wert 1, wodurch ein
Entladungsstrom aus dem Kondensator 11 verhindert wird. Gleichzeitig damit fällt der zweite Eingang 72b des Gatters
72 auf den Wert 0 ab, wodurch der Wert 1 an dem Gatterausgang 7 2c aufrechterhalten wird, um das Aufladen des Kondensators
11 vorübergehend zu verhindern. Zur Zeit t " liefert der Inverterausgang 6 0b jedoch einen pcsitivgehenden
1-Impuls 102" an dem Gattereingang 72a, der mit dem Wert 1
verknüpft wird, welcher zuvor an dem Gattereingang 72b durch den Ausgang 70b geliefert wurde, und der Gatterausgang 72c
fällt auf den Wert 0 ab (Fig. 2e). Der O-Impuls 112' an dem
Gatterausgang 72c (der eine feste Dauer hat, die durch die Impulsformerschaltung 58 der Komparatorschaltung 48 eingestellt
wird) sättigt den Transistor 82 und bewirkt, daß ein Ladestromimpuls 114' in den Kondensator 11 fließt und dessen
Spannung erhöht. Wenn der Nulldurchgang des Laststroms den Flipflopausgang 30a gesetzt und bewirkt hat, daß zusätzlicher
Quellenstrom I_ durch die nun leitende Schaltvorrichtung 20 fließt, nimmt die Spannung an dem Kondensator 96 zu,
bis sie gleich der nun erhöhten Spannung an dem Kondensator 11 ist. Wenn die Gleichheit der Spannungen an den Kondensatoren 11 und 96 durch den Komparator 92 abgefühlt wird,
wird das Flipflop 30 rückgesetzt, und das Signal V an der. Ausgang 30a desselben wird beseitigt, damit das Leiter, der
Schaltvorrichtung 20 beendet wird. Das Ausmaß an zusätzli-
chem Laststrom, der durch die Schaltvorrichtung 20 während
des Anfangsteils jeder Quellenschwingungsperiode geleitet worden ist (und für ein im wesentlichen gleiches Zeitintervall
am Ende jeder Quellenschwingungsperiode durch die Wirkung der Diode 22) , ergibt einen Gesamtlaststrom I , der
Periode für Periode zunimmt, bis die in dem Lastwiderstand, der kleiner als normal ist, verbrauchte Leistung ausreicht,
um die Zeit, während der der Laststrom größer als das zweite Referenzpotential ist, gleich der Zeit zu setzen, während
der die Lastspannung größer als das erste Referenzpotential ist. Der Laststrom wird deshalb geregelt, uis
eine Lastleistung zu erreichen, durch die die Lasttemperatur auf dem verlangten Wert gehalten wird.
Die Schaltung nach Fig. 2 enthält außerdem eine Hystereseschaltung
116, die dazu dient, in der Laststromkomparatorschaltung 64 eine große Hysterese hervorzurufen, um das
gleichzeitige Erzeugen eines Auflade- und eines Entladest rorr.impulses an dem Kondensator 11 zu verhindern. Die
Schaltung 116 enthält einen vierten Transistor 118, dessen
Emitterelektrode ir.it dem Betriebspotential +V verbunden ist, dessen Basiselektrode über einen Widerstand 120 mit
dem Gatterausgang 72c verbunden ist und dessen Kollektorelektrode über einen Widerstand 122 mit dem Ausgang des
zweiten Referenzpotentialteilers 68 (an dem nichtinvertierenden Eingang 66b des Komparators 66) verbunden ist. Der
vierte, PNP-Transistor 118 wird immer dann gesättigt, wenn der Gatterausgang 72c den Wert O führt. Dieser Wert O ist
nicht vorhanden, wenn der Lastwiderstand FL größer als normal ist. Wenn der Wert O an dem Gatterausgang 72c vorhanden
ist, geht der Transistor 118 in Sättigung und schaltet den Widerstand 122 zu dem Widerstand 68a parallel, um
die Größe des zweiten Referenzpotentials V zu verringern.
Wenn das auf den negativgehenden Impuls 112 in dem Zustand normaler. Widerstands hin erfolgt, wird die Dauer des Impulses
104' des Inverterausgangs 70b vergrößert; es ist jedoch
zu erkennen, daß eine größere Dauer des Impulses 104" nicht
die Zeit vergrößert, während der der Strom I den Konden-
OA
sator 11 auflädt. Ebenso wird in dem Fall, in welchem der Lastwiderstand kleiner als normal ist, der Transistor 118
durch den Impuls 112' gesättigt, und der verkleinerte Wert
des zweiten Referenzpotentials verlängert den Impuls 104" ausreichend, so daß, wenn der Komparatorausgang 66c zu dem
Zustand O (dargestellt durch die gestrichelte Hinterflanke 124) zu einer Zeit vor der Hinterflanke 102a" des Impulses
102" zurückkehrt, die Dauer des Impulses 104" ausreichend verlängert wird, so daß der Wert' 1 an dem Inverterausgang
70b vorhanden bleibt, bis der Inverterausgang 60b auf den Wert 0 zurückgekehrt ist, wodurch verhindert wird, daß ein
Entladungsimpuls Ladung von dem Kondensator 11 abführt.
Somit werden sowohl die Lastspannung als auch der Laststrom in einem diskreten Punkt der Schwingungen derselben
abgetastet, und die Zeit in jeder Quellenschwingur.gsperiode,
zu der die Lastspannung und der Laststrom die ihnen zugeordneten diskreten Werte übersteigen, wird benutzt, um die
Spannung an einem Kondensator zu ändern. Die Kondensatorspannung wird mit einer linear ansteigenden Spannung verglichen,
um die Zeit zu verändern, während der bewirkt wird, daß ein zusätzlicher Strom durch die Last fließt, wodurch
der Lastwiderstand (und deshalb die Lasttemperatur) auf
einen vorbestimmten Wert geregelt wird.
Bei der vorstehend beschriebenen Technik werden gemäß Fig. 3a benutzt: ein erster Komparator 52 zum Vergleichen einer
Darstellung der Lastspannung, z.B. eines Signals K1Vx (wobei
K1 eine Konstante ist, die kleiner als 1 ist) an einem
ersten Eingang 52a mit einer Spannungsreferenz Vp an
einem zweiten Eingang 52b, um eine V-Signalflanke an einer.
Komparatorausgang 52c zu erzeugen zur anschließenden Erzeugung eines Impulses P an dem Ausgang eines monostabilen
331891
Multivibrators 58, der an einen ersten Eingang 59a einer Logikschaltung 59 angelegt wird; einen zweiten Komparator
66 zum Vergleichen einer Darstellung des Laststroms, z.B.
eines Signals K„IT (wobei K- eine Konstante ist die kleiner
als 1 ist) an einem Eingang 66b, mit einer Stromreferenz IjjTTv an einem weiteren Eingang 66a zum Erzeugen einer
Strom-I-Signalflanke an einer. Komparatorausgang 66, die in
einen weiteren Eingang 59b der Logikschaltung eingegeben wird; und das Erzeugen eines Ausgangssignals 59c der Logikschaltung,
das einen Zustand hat, der angibt, ob der Lastwiderstand größer als der, kleiner als der oder gleich
dem gewünschten Nennlastwiderstand R1^n,, ist. Das Ausgangssignal
wird ein Impuls mit derselben Breite wie der Impuls P aus dem monostabilen Multivibrator 58 sein und kann einen
ersten Wert für den Nennwiderstand; einen Wert, der größer
ist als der erste Wert, wenn der Lastwiderstand groß ist; oder einen Wert, der kleiner ist als der erste Wert, wenn
der Lastwiderstanä klein ist, haben. Diese Ausführungsform
der Komparatorschaltung 23 zur diskreten Widerstandsabtastung kann zum Regeln des Widerstands (oder der Temperatur)
irgendeiner chmschen Last benutzt werden, deren Widerstand einen von null verschiedenen Temperaturkoeffizienten
hat, wie beispielsweise Glühlampen, Strahlungsheizelemente und viele andere Keiz- und Kochgeräte. Es ist bei
Wechselstromregelsystemen oder bei Gleichstromregelsystemen anwendbar, die eine restliche oder eine hervorgerufene
Welligkeit haben, und ist somit bei jeder Art eines Leistungsregelsystems einsetzbar, da ein Steuersignal als eine
Form von Spannung, Strom, Frequenz, Pulsbreitenmodulation und dgl. als Funktion der Abweichung des Lastwiderstands
vor. einer. Sollwiderstand erzeugt werden kann. Durch dynamisches Abtasten eines festen Bruchteils der Lastspannung
und eines festen Bruchteils des Laststroms, wobei die fester. Bruchteile jedes Lastparameters so gewählt werden,
daß sie beide auf irgendeinem beliebigen Referenzwert oder irgendwelchen beliebigen Referenzwerten im gleichen Zeitpunkt
während der normalen periodischen (oder aperiodischen) Veränderung der Lastspannung und des Laststroms
sind, die die Stromquelle liefert, kann ermittelt werden,
ob der Widerstand der Last größer als gewünscht ist (wenn der feste Bruchteil der Lastspannung seinen Referenzpunkt
durchquert, bevor der feste Bruchteil des Laststroms den Stromreferenzpunkt durchquert) oder ob der Widerstand der
Last kleiner als erwünscht ist (wenn der feste Bruchteil des Laststroms den Stromreferenzpunkt durchquert, bevor
der feste Bruchteil der Lastspannung den Spannungsreferenzpunkt durchquert). Durch dieses Abfühlen können logische
Signale gebildet werden, um die Zeitsteuerung der Spannungs- oder Stromaurchgangsereignisse anzugeben, und
eine beträchtliche Verstärkung und/oder Integration des sich ergebenden Fehlersignals kann benutzt werden, um eine
geeignete Schaltungsanordnung einzuschalten, z.B. Oszillatoren, Zähler und dgl., so daß geeignete Prozesse, wie beispielsweise
eine Integration und dgl., zum Steuern der von der Last aufgenommenen Leistung durchgeführt werden können.
Die Komparatorschaltung 23' zur diskreten Widerstandsabtastung
nach Fig. 3b kann außerdem benutzt werden, um mit veränderbarer Verstärkung ein Lastvergleichsausgangssignal
zu liefern, das den Laststrom steuert (und deshalb die Lastspannung und den Lastwiderstand). Ein Komparator 52' liefert
einen Spannungsimpuls V an seinem Ausgang 52c1 auf einen Vergleich einer Lastspannungsdarstellung K1V an
I L·
einem Eingang 52a1 mit einer Referenzspannung an einem weiteren
Eingang 52b1 hin. Der monostabile Multivibrator 58 (nach Fig. 3a) ist nicht erforderlich, und der Komparatorausgang
52c' ist direkt mit dem ersten Eingang 59a1 der Logikschaltung
59' verbunden. Die Laststromdarstellung K_I
wird einem Eingang 66b' eines weiteren Komparators 66' zu-
geführt, an dessen anderem Eingang 66a1 ein Stromreferenzwert
anliegt, wodurch an dem Komparatorausgang 66c' ein Impuls mit der Impulsbreite T1 gebildet wird, die sich mit
der Größe des Lastwiderstands ändert. Die Impulsbreite T' wird größer sein als die des Impulses V, wenn der Widerstand
der Last kleiner als der Nennwert ist, und wird schmaler sein als der Impuls V, wenn der Widerstand der
Last größer als der Nennwert ist. Der Impuls mit veränderbarer Breite wird direkt an den Eingang 59b' der zweiten
Logikschaltung 59' angelegt. Das von dem Logikschaltungsausgang 59c1 abgegebene Signal verknüpft (als UND-Verknüpfung)
das Signal V an dem Eingang 59a' mit dem Komplement des Signals I an dem Eingang 59b1, um zu bestimmen,
ob der Lastwiderstand größer als nominal ist, und verknüpft außerdem (als UND-Verknüpfung) das Stromsignal I
an dem Eingang 59b' mit dem Komplement des Spannungssignals V an dem Eingang 59a1, um zu bestimmen, ob der Lastwiderstand
kleiner als nominal ist. Diese Komparatorschaltung 23' zur diskreten Widerstandsabtastung ist besonders
brauchbar in einer Schaltung mit veränderbarer Verstärkung, da die de-, Integrationskondensator hinzugefügte
Ladung oder die von diesem subtrahierte Ladung zu der Ausgang simpulsbreite proportional sein wird.
Gemäß den Fig. 4 und 4a-4f wird in einer weiteren gegenwärtig
bevorzugten Ausführungsforir; 10' der Lastparameterregelschaltung
die Komparatorschaltung zur diskreten Widerstandsabtastung
nach Fig. 3b benutzt. Wegen der veränderbaren Breite des Spannungsimpulses V und des Stromimpulses
I entsprechend der Größe der Abweichung des Lastwiderstands R von dessen Sollwert ist die Ausführungs-
for- 10' eine Schaltungsanordnung mit veränderbarer Verstärkung,
im Gegensatz zu der Schaltungsanordnung 10 nach Fig. 1 mit fester Impulsbreite und fester Verstärkung. Gleiche
Teile wie in der Schaltung nach Fig. 2 rragen gleiche
Bezugs zeichen. Eine erste Komparatorschaltung 32 wird benutzt, um den Ausgang 3 0a eines RS-Speicherflipflops 3 0 bei
einem Quellenspannungsschwingung-VLastStromnulldurchgang
zu setzen. Die Schwingung an der Schaltvorrichtung 2 0 wird über einen Widerstand 126 an dem Komparatoreingang 34b angelegt, so daß das Flipflop im wesentlichen im Zeitpunkt des
Laststromnulldurchgangs gesetzt wird.
Die Lastspannungskomparatorschaltung 48' und die Laststromkomparatorschaltung
64' benutzen eine gemeinsame Referenzspannung V13, die an den invertierenden Eingang 52b des zweiten
Komparators 52 und an den invertierenden Eingang 66a des dritten Komparators 66 angelegt wird. Ein einzelner
Referenzspannungsteiler 130, der aus einem ersten Widerstand
130a, welcher zwischen das Betriebspotential +V und den Referenzspannungsausgang
V_ geschaltet ist, und aus einem
.κ
zweiten Widerstand 13 0b besteht, der zwischen den Spannungsteilerausgang
und die gemeinsame Masse geschaltet ist, wird benutzt. Es sei angemerkt, daß getrennte Referenzspannungen
gleichermaßen benutzt werden können, wenn die zusätzliche Anzahl von Schaltungskomponenten gerechtfertigt
erscheint. Die durch den Laststrom hervorgerufene Spannung an dem Abfühlwiderstand 24 wird über einen Widerstand 132
an den nichtinvertierenden Eingang 66b des dritten Komparators 66 angelegt. Die Größe der Referenzspannung Vn wird
gemäß der Spannung an dem Widerstand 24 bei dem normalen Wert des Laststroms IT gewählt. Ein Spannungsteiler 134
wird dann benutzt, um den richtigen Anteil der Lastspannung VT an den nichtinvertierenden Eingang 5 2a des zweiten Komparators
52 anzulegen, damit der Komparator 48' seinen Ausgangszustand im wesentlichen im gleichen Zeitpunkt ändert,
in welchem der Ausgangszustand des Komparators 64' sich
ändert, und zwar bei dem normalen Wert der Lastspannung V. und in bezug auf das gemeinsame Referenzpotential V .
Der Spannungsteiler 134 enthält einen ersten Widerstand 134a, der zwischen den Eingang 52a und die gemeinsame Masse
geschaltet ist, und einen veränderbaren Widerstand 134b, der zwischen den Schaltungspunkt A und den Komparatoreingang
52a geschaltet ist· Daher werden wie in der Schaltung 10'
die Werte des Laststromabfühlwiderstands 24, des ohmschen
Spannungsteilers 134 und des Referenzspannungsteilers 130 so skaliert, daß die Spannungs- und Stromkomparatorschaltungen
48' und 64' im wesentlichen im selben Zeitpunkt an
ihren Umschaltpunkten sind, wenn der Lastwiderstand IL.
korrekt ist. Wenn beispielsweise das Betriebspotential +V eine Gleichspannung von etwa 10 V ist, kann der ohmsche
Spannungsteiler 130 von vorn herein so festgelegt werden, daß die Referenzspannung V-. etwa 129 mV beträgt. Der Stromabfühlwiderstand
kann auf 0,05 Ohm festgelegt werden, so daß während des ersten Viertels der Periode der Quellenschwingung
die ansteigende Lampenspannung V einen Spitzer.stroir:
von etwa 3,536 A in der Last 12 und in dem Abfühlwiderstand 24 zum Fließen bringt, und dieser normale
Laststrom I bewirkt, daß die dritte Komparatorschaltung
64' ein Ausgangssignal mit dem Wert 1 an ihrem Ausgang 66c während der Zeitspanne hat, während der der Strom über
2,532 A beträgt. Bei einer Last, die eine 24 V, 60 W Lampe mit einem Glühfadenwiderstand RT von 9,6 Ohm ist, wird die
Spitzenlampenspannung V 33,941 V betragen, und der Lampenspannungsteiler
134 wird so eingestellt, daß die Lampenspannung auf 129 mV an dem Eingang 52a bei einer Lampenspannung
von 24,784 V abnimmt; der Ausgang 52c des zweiten Komparators 52 wird dann auf den Wert 1 zur gleichen Zeit
gehen, zu der der Wert 1 an dem Ausgang 66c des dritten Komparators 66 bei diesem normalen Lastwiderstand erscheint.
Ebenso werden beide Komparatorausgänge 52c und ■ 6 6c auf den Wert O während eines abnehmenden Spannungsund
Strorr.teils der Periode gleichzeitig abfallen, wenn der Lastwiderstand den "normalen" Nenn- oder Nominalwert
hat, der in dem Lampenbeispiel 9,6 Ohm beträgt. Der Bruchteil des Betriebspotentials, der als Referenzspannung und
deshalb als Abtastpunkt während der Periode gewählt wird, ist unkritisch. Die für dieses Beispiel angegebenen Werte
dienen lediglich zu Veranschaulichungszwecken.
Die Impulsfonnerschaltung 58 zwischen dem Ausgang 52c des
zweiten Komparators 52 und dem Invertereingang 60a ist weggelassen worden. Ebenso ist der Gattereingang 72a nun mit
dem Ausgang 52c des zweiten Komparators verbunden und der Gatterausgang 72c ist mit dem Widerstand 90 über eine Diode
140 und einen Reihenwiderstand 142 statt über die Transistoren 78 und 86 und die zugeordnete Schaltungsanordnung
nach Fig. 1 verbunden. Darüber hinaus wird die Integrationskapazität 11 durch einen ersten Kondensator 11a gebildet,
der mit der gemeinsamen Masse über einen weiteren Kondensator 146 verbunden ist, zu welch letzteren ein Entladungswiderstand
148 parallel geschaltet ist. Der Verbindungspunkt zwischen den Kondensatoren 11a und "!46 ist
über eine Reihendiode 150 und einen Reihenwiderstand 152 mit dem Schaltungspunkt C verbunden, um ein "Geschwindigkeit
svorkoppl'ungs"-Verhalten zu erzeugen.
Wenn der Lastwiderstand P kleiner als der gewünschte Widerstand
ist (in den Fig. 4a-4f der links dargestellte Zustand), wird der Stromschwellenwert durchquert, bevor der
Spannungsschwellenwert durchquert wird. Die Spannung V an dem Ausgang 66c des dritten Komparators 66 (Fig. 4c) wird
auf den Wert 1 zu einer Zeit t vor der Zeit t, ansteigen, zu der die Spannung V„ an dem Ausgang 5 2c des zweiten Komparators
52 auf den Wert 1 ansteigt, weil der Istlaststroir. I den Referenzspannungswert V_ {Fia. 4a) übersteigt, bevor
die Istlastspannung V diesen Referenzwert übersteigt. Daher geht der Impuls 160 der Stromkomparatorausgangsspannung V
(Fig. 4c) zur Zeit t auf den Wert 1 und bleibt auf diesem Wert bis zu einer Zeit t,; die Spannungskomparatorausgangsspannung
V ist ein !-Impuls 162 (Fig. 4b), der eine kürzere Dauer hat und von der Zeit tK bis zu der Zeit t reicht.
Die beiden Impulse 160 und 162 sind um die Strom- und Spannungsspitzenwerte
im wesentlichen symmetrisch.
Vor der Zeit t empfangen die Gattereingänge 72b und 74a
a
die 1-Werte V bzw. V , während die Gattereingänge 72a und
74b die O-Werte V bzw. V empfangen, wodurch der Gatterausgang
72c (Fig. 4d) und der Gatterausgang 74c (Fig. 4e) beide auf dem Wert 1 sind. Demgemäß ist der Transistor 82 im
Sperrzustand und die Diode 140 ist in Sperrichtung vorgespannt,
wodurch dem Kondensator 11 eine Ladung weder hinzugefügt noch genommen wird. Zur Zeit t steigt die Spannung
V an dem Gattereingang 74b auf den Wert 1 an, was zur Folge hat, daß der Gatterausgang 74c auf den Wert O abfällt und
den Transistor 82 in den Sättigungszustand bringt. Der Inverterausgang
70b fällt auf den Wert O ab und bleibt bis zu dem Ende des Impulses 160 auf diesem Wert. Zu der späteren
Zeit t, erscheint der 1-Impuls 162 an dem Gattereingang
72a, der Gatterausgang 72c bleibt aber unbeeinflußt, weil
der andere Eingang 72b bereits auf den Wert O gebracht worden ist; die Diode 140 bleibt in Sperrichtung vorgespannt.
Der Inverterausgang 60b ändert seinen Zustand auf den Wert O zur Zeit t, und bringt den Gatterausgang 74c zurück auf
den Wert 1, wodurch der Transistor 82 wieder in den Sperrzustand gebracht wird. Daher erscheint in dem Zeitintervall
t -t, ein erster negativgehender O-Impuls 164a an dem Gata
D
terausgang 74c, und ein erster Stromimpuls 166a wird den Kondensatoren 11 hinzugefügt. Zur Zeit t nimmt der Ausgang
52c des zweiten Komparators 52 den Wert O an, und der Gattereingang
74a empfängt den Wert 1. Da der Eingang 74b noch auf
dem Wert 1 ist (aufgrund des fortgesetzten Vorhandenseins des Impulses 160), fällt der Gatterausgang 74c bis zur Zeit
t, auf den Wert O ab. Der negativgehende zweite Impuls 164b
bewirkt außerdem, daß ein zweiter Stromimpuls 166b den Kondensatoren 11 hinzugefügt wird. Die Impulse 166 vergrößern
die Spannung an den Kondensatoren 11 und bewirken einen grö-
ßeren Teil jeder Quellenperiode, während welchem zusätzlicher Laststrom I_ fließt, wodurch die Leistung der Lampe
vergrößert und deren Widerstand erhöht wird. Ideal werden die beiden Kondensatorspannungserhöhungsimpulse 166a und
166b während jeder Abtasthalbperiode erzeugt, vorausgesetzt, daß sich der Lampenwiderstand während dieser Halbperiode
nicht ändert.
Wenn der Lastwiderstand R größer als erwünscht ist (der in
den Fig. 4a-4f rechts dargestellte Zustand), wird der Spannungsschwellenwert
durchquert, bevor der Stromschwellenwert durchquert wird. Die Spannung V„ an dem Ausgang 52c des
zweiten Komparators 52 (Fig. 4b) wird zur Zeit t ' auf den
Wert 1 vor der Zeit t, ' ansteigen, zu der die Spannung V
an dem Ausgang 66c des dritten Komparators 66 auf den Wert 1 ansteigt, weil die Istlastspannung V den Referenzspannungswert
Vn (Fig. 4a) übersteigt, bevor der abgefühlte Istlaststrom I diesen Referenzwert übersteigt. Daher geht
der Impuls 168 der Spannungskomparatorausgangsspannunq V
(Fig. 4b) zur Zeit t ' auf den Wert 1 und bleibt bis zu
einer Zeit t,' auf diesem. Wert; die Stromkomparatcrausgangsspannung
V ist ein 1-Impuls 170 (Fig. 4c), der eine
kürzere Dauer hat und von der Zeit t, ' bis zu der Zeit t '
b c
reicht. Wiederum sind beide Impulse 168 und 170 um die Strom- und Spannungsspitzenwerte im wesentlichen syirjaetrisch.
Vor der Zeit t ' sind die Gatterausgänge 72c und 74c beide
3.
auf dem Wert 1, wodurch die Kondensatoren 11 weder aufgeladen
noch entladen werden. Zur Zeit t ' steigt die Spannung Vv an dem Komparatorausgang 52c auf den Wert 1 an und bewirkt,
daß der Gatterausgang 72c auf den Wert O abfällt. Der Gatterausgang 74c bleibt auf dem Wert 1. Demgemäß bleibt
der Transistor 82 gesperrt, während die Diode 140 in Durchlaßrichtung betrieben wird und einen Entladestrom aus den
Kondensatoren 11 gestattet. Der Gatterausgang 72c bleibt
bis zur Zeit t, ' auf den Wert O, und der O-Impuls 172a gestattet,
daß ein Entladestrorsimpuls 174a von den Konder.sa-
-33 -
toren 11 abgegeben wird. Zur Zeit t, ' geht der V-Ausgang
66c des Koinparators 64" auf den Wert 1 und bleibt bis zur
Zeit t ' auf diesem Wert. Dieser positivgehende Impuls 170
bringt den Gatterausgang 72c wieder auf den 1-Zustand, wodurch das Leiten der Diode 140 abgeschaltet wird. Zur
Zeit t ' hört der Impuls 170 auf und der Gatterausgang 72c fällt wieder auf den Wert O bis zu der Zeit t,' ab, zu der
der Gatterausgang 72c zu dem Wert 1 zurückkehrt. Der zweite negativgehende Impuls 172b gestattet, daß ein weiterer Entladestromimpuls
174b von den Kondensatoren 11 abgegeben und
dadurch deren Spannung verringert wird. Auf die verringerte Spannung an den Kondensatoren 11 und auf die Impulse 174 hin
fließt zusätzlicher Strom I_ für eine kürzere Zeit jeder Quelienschwingungsperiode, wodurch der Gesamtlaststrom verringert
und somit die Lastleistung verkleinert wird; eine Verkleinerung der von der Lampenlast 12 aufgenommenen Leistung
verkleinert deren Widerstand.
Es sei angemerkt, daß die Zustände kleinen und großen Lastwiderstancs,
die in den Fig. 2a-2f und 4a-4f dargestellt sind, für Fälle gelten, in denen Abweichungen von dem Solllastwiderstand
ziemlich groß sind, wobei diese Fälle zuir. Zwecke der Veranschaulichung der Arbeitsweise der Lastparameterregelschaltung
dargestellt worden sind. Wenn sich der Lastwiderstand dem gewünschten Nenn- oder Nominalwert im
stationären Zustand nähert, werden die Kondensatorlade- und -entladeimpulse 108, 110, 114 und 114' nach Fig. 2f und die
Impulse 166 und 174 nach Fig. 4f vernachlässigbar schmal. Im Idealfall sind Lade- oder Entladeimpulse nicht vorhanden,
wenn die Lasteingangsleistung auf dem korrekten Wert ist, um einen gewünschten Lastwiderstand zu erhalten. Wenn
die Last eine Lampe ist, ist der Lampenwiderstand über jeder Kalbperiode der Quellenschwingung nicht konstant, da der
Quellenwiderstand in Beziehung zu dem. Integral der Eingangsleistung
und außerdem zu der Larapenzeitkonstante steht.
Der tatsächliche Spitzenwiderstand (oder die Lampenglühfadentemperatur)
tritt im allgemeinen eine gewisse Zeit nach einer sinusförmigen Quellenspannungsschwingungsspitze auf,
z.B. typisch etwa 30° nach der Sinusspannungsspitze eines Lampenglühfadens. Demgemäß ist ein relativ schmaler Kondensatorladeimpuls
typisch in der ersten Viertelperiode vorhanden, während ein weiterer schmaler Entladeimpuls in der zweiten
Viertelperiode vorhanden ist, weil der Lampenwiderstand etwas kleiner als der Sollwiderstand im Anfangsteil der
Halbperiode und etwas größer als der Sollwiderstand im späteren Teil der Halbperiode ist. Es ist zu erkennen, daß es
ein gewisser "mittlerer" Lastwiderstand ist, der geregelt wird, was ein Effekt zweiter Ordnung ist und relativ unbedeutsam
wird, wenn die Glühfadenwärraezeitkonstante relativ
zu der Quellenschwingungszeitperiode sehr groß wird. Es ist außerdem zu erkennen, daß es, weil ideale Komparatoren nicht
zur Verfügung stehen, immer einen kleinen, aber endlichen Eingangsvorspannungsstrom in dem Komparator 92 geben wird,
der nicht innerhalb der Komparatorschleife ist und mit Strom ' aus den Lade- oder Entladeimpulsen der Kondensatoren 11 versorgt
werden muß. Der Komparatoreingangsvorspannungsstrom, der so geliefert wird, verringert die Gleichstromverstärkung
(wegen der variablen Impulsbreite der die Kondensatoren 11 aufladenden und entladenden Impulse) von unendlich auf irgendeinen
großen, aber zulässigen endlichen Wert.
Es wird, wie oben erwähnt, ein "Geschwindigkeitsvorkopplungs"-verhalten
durch die Verwendung eines geteilten Kondensators 11, der Diode 150 und der Widerstände 148 und 152 geschaffen.
Die Geschwindigkeitsvorkopplungsschaltung verbessert das Ansprechen
auf plötzliche Netzspannungsänderungen. Der Kondensator 146 wird auf eine Spannung aufgeladen, deren Polarität
durch die Polarität des Gleichrichters 150 festgelegt wird, z.B. eine Spannung negativer Polarität, und deren Größe
durch die relativen Größen der VJiderstände 148 und 152 fest-
331891
-11 -
gelegt wird. Daher hat die negativ gepolte Spannung an dem Kondensator 146 eine Größe, die gleich einem gewissen
Bruchteil der Spannung an dem Kondensator C1 ist, die fast
gleich der Netzspannung ist. Im stationären Betrieb hat die Spannung an dem Kondensator 146 im wesentlichen keine Auswirkung
auf die Lastparametersteuerlogik, da der oben beschriebene Betrieb weiterhin die Ladung in dem Kondensator
11a ändern wird, bis die Spannung an den gesamten Kondensatoren
11 bewirkt, daß die Einschaltzeit der Schaltvorrichtung 2 0 so lang wie notwendig wird, um den gewünschten
Lastwiderstand zu erzielen. Im Falle eines plötzlichen Anstiegs der Netzspannung wird die Spannung an deir. Kondensator
146 negativer, wodurch sofort die Gesamtspannung an den
integrierenden Kondensatoren 11 und die Einschaltzeit der Schaltvorrichtung verringert werden, um die Auswirkungen
der vergrößerten Netzspannung zu kompensieren. Ebenso wird eine plötzliche Abnahme der Netzspannung eine plötzliche,
positivere Spannung an dem Kondensator 146 bewirken, wodurch die Gesamtspannung an den integrierenden Kondensatoren
11 sofort ansteigen und die Einschaltzeit der Schaltvorrichtung vergrößert wird, um die kleinere Netzspannung
zu kompensieren. Nach mehreren Netzschwingungsperioden hat die Regelschaltung dem Kondensator 11a Ladung addiert oder
subtrahiert, bis die Schaltvorrichtungseinschaltzeit den Wert hat, der notwendig ist, um den gewünschten Widerstand
zu erreichen, woraufhin die nun vergrößerte oder nun verkleinerte Größe der Spannung an dem Kondensator 146 keine
wesentliche Auswirkung hat.
Gemäß Fig. 5a addiert oder subtrahiert die Integrierschalrung
2 5 (die in den vorstehend beschriebenen analogen Implementierungen
benutzt wird) Stromimpulse zu bzw. von deir. die Kapazität CI aufweisenden Integrationskondensator 11,
um eine Integrationsspannung V„_ zu gewinnen. Die Integralen
i.
signal/Steuersignal-Wandierschaltur.g 27, die in den anale-
gen Implementierungen benutzt wird, legt die Integratorspannung V_ an den Eingang 92a des analogen Komparators
9 2 an. Der andere Eingang 92b des analogen Komparators empfängt eine linear ansteigende Referenzspannung V , die
an dem die Kapazität CR aufweisenden Referenzkondensator 96 gebildet wird, wenn diesem ein im wesentlichen konstanter
Strom (I=k) aus der Stromquelle 98 zugeführt wird. Der Ausgang 92c des analogen Komparators ändert seinen Zustand,
wenn die Integrationskondensatorspannung V gleich der Referenzkondensatorspannung Vn ist. Diese Zustandsänderung
des Ausgangs 92c des analogen Komparators bewirkt, daß das Flipflop 30 rückgesetzt wird. In vielen Gebrauchs fällen
sind die Integrier- und Referenzspannungskondensatoren 11 und 96 ziemlich groß, während die Offset- und Leckströme,
die der analoge Komparator 92 benötigt, sich als unerwünscht erweisen können, insbesondere bei erhöhten
Temperaturen. Die Verwendung der Kondensatoren 11 und 96 unc eines analogen Komparators 9 2 werden bevorzugt eliminiert,
wenn die Regelschaltung wenigstens zum Teils als integrierter Schaltungschip ausgebildet werden soll.
In Fig. 5b ist eine Ausführungsform einer digitalen Schaltung
200 dargestellt, die das Steuersignal auf die Impulse an den Ausgang 23d der Komparatorschaltung zur diskreten
Widerstandsabtastung hin liefert und die Integrierschaltung 25 sowie die Wandlerschaltung 27 nach Fig. 1 ersetzt. Die
Impulse aus dem Ausgangs 23d der Komparatorschaltung zur diskreten Widerstandsabtastung werden an den Takteingang C
eines ersten digitalen Zählers 202 angelegt, bei dem es sich vorzugsweise um einen steuerbaren Vor-/Rückwärtszähler
handelt. Die den Bits A-A entsprechenden Ausgänge 202a des Vor-/Rückwärtszählers liefern daher eine kontinuierliche
Darstellung der gesamten Integration der Widerstandskomparatorausgangsimpulse.
Mehrere Leitungen 204 verbinden die Vor-ZRückwärtszählerausgänge 202a mit einem ersten Eingang
" " 33189/
-M-
206a eines digitalen Komparators 206. Ein weiterer digitaler Eingang 206b des Komparators ist über mehrere Leitungen
208 mit den den Bits Bn-B entsprechenden Ausgängen 210a
eines digitalen Vorwärtszählers 210 verbunden. Der Takteingang C des Zählers 210 empfängt ein Taktsignal mit im wesentlichen
konstanter Frequenz. Der Ausgang 206c des digitalen Komparators wird auf einem ersten Wert bleiben, z.B.
dem Wert 0, wenn der digitale Zählwert an dem digitalen Ausgang A des Zählers 202 (der eine Darstellung der Lastabweichung
von der gewünschten Größe ist) kleiner oder größer als der digitale Zählwert an dem Ausgang B des zweiten Zählers
210 ist (der stufenweise und rampenförmig ansteigt) . Der Ausgang
2 0 6c wird nur dann auf einem zweiten Wert, z.B. dem Wert 1, sein, wenn die digitaler. Ausgangssignale des ersten
und des zweiten Zählers gleich sind, d.h. wenn gilt, Zählerstand A = Zählerstand B. Wenn das Speicherflipflop 30
(vgl. Fig. 2 oder 4} zur selben Zeit gesetzt wird, zu der der Zähler 210 durch ein Rücksetzsignal an einem Rücksetzeingang
210b gelöscht wird, wird daher das Speicherflipflop
zu einer Zeit rückgesetzt, die durch die Taktfrequenz und den ir* den; Zähler 202 enthaltenen Zählerstand bestimmt wird.
Dxe Leistungsanpaßschaltung 15 wird daher durch den Ausgang 206c für einen zusätzlichen Stromfluß in Abhängigkeit von
dem digitalen Zählerstand in dem Zähler 202 auf die Impulse an dem Ausgang 23d der Komparatorschaltung zur diskreten
Widerstandsabtastung hin freigegeben. Durch geeignete Wahl der Impulsfrequenz an dem Komparatorausgang 23d und der Taktfrequenz
des Zählers 210 können die Analog- und Referenzspannungskondensatoren
und der analoge Komparator eliminiert werden.
Fig. 5c zeigt eine digitale Unterschaltung 225 zum Ersetzer,
der Integrierschaltung 25 und der Integralsignal/Steuersignal-Wandlerschaltung
27. Die Unterschaltung 225 ist eine gegenwärtig bevorzugte Ausführungsform, die einen etwas ver-
«II»-
einfachten digitalen Aufbau gegenüber dem der Schaltung
nach Fig. 5b hat. Die Unterschaltung 225 hat einen ersten Eingang 225a, der d;as negativgehende Entladungssignal D an
dem Ausgang 72c des NAND-Gatters 72 (Fig. 4) empfängt, und einen zweiten Eingang 2 25b , der das negativgehende Ladeimpulssignal
C von dem Ausgang 74c des NAND-Gatters 74 empfängt. Ein dritter Unterschaltungseingang 225c empfängt
das positivgehende Ansteuersignal E der Schaltvorrichtung
20 an dem Ausgang 3Od des RS-Speicherflipflops 30. Ein Unterschaltungsausgang
225d ist mit dem R-Flipfloprücksetzeingang
3 0c verbunden.
Die Unterschaltung 225 enthält einen ersten und einen zweiten Inverter 227a und 227b, deren Eingänge mit den Eingängen
225a bzw. 225b verbunden sind. Das D-Signal an dem Ausgang des Inverters 227a liegt an einem ersten Eingang 229a
eines zwei Eingänge aufweisenden NAND-Gatters 229 an. Das C-Signal an dem Ausgang des Inverters 227b liegt an einem
ersten Eingang 231a eines weiteren, zwei Eingänge aufweisenden NAND-Gatters 231 an. Es ist zu erkennen, daß in der
Praxis eine integrierte Schaltung (die wenigstens die digitale Logik für eine Lastwiderstandsregelschaltung enthält)
jede aufeinanderfolgende NAND-Gatter- und Inverterkombination, z.B. das Gatter 72 und den Inverter 227a oder das Gatter 74
und den Inverter 227b, in einem UND-Gatter vereinigen würde.
Die übrigen Eingänge 229b und 231b der Gatter 229 bzw. 231 sind einzeln mit dem Ausgang von NAND-Gattern 233 bzw. 235
verbunden. Erste Eingänge 233b und 235b der Gatter 233 bzw. 235 sind miteinander verbunden, während der andere Eingang
233c des Gatters 233 mit dem Eingang eines dritten Inverters 237 verbunden ist, dessen Ausgang mit dem anderen Eingang
235c des Gatters 235 verbunden ist. Der Gatterausgang 229c ist mit dem Α-Eingang eines Takt- und Vor-/Rückwärtsloaikgenerators
240 verbunden, dessen zweiter B-Eingang rr.it dem Gatterausgang 231c verbunden ist.
331891*
-irs-
Der Takt- und Vor-VRiickwärtsgenerator 240 enthält vier
NAND-Gatter 242, 244, 246 und 248, die jeweils zwei Eingänge haben. Ein erster Eingang 242a des ersten Gatters
242 und ein erster Eingang 248a des dritten Gatters 246 sind gemeinsam mit dem Α-Eingang 24 0a verbunden. Der andere
Eingang 246b des Gatters 246 und ein erster Eingang 244a des Gatters 244 sind gemeinsam mit dem zweiten Eingang 240b
des Generators 24 0 verbunden. Die Gatter 24 2 und 244 sind zu einem Setz-/Rücksetzflipflop verdrahtet, wobei der zweite
Eingang 24 2b des ersten Gatters mit dem Ausgang 244c des zweiten Gatters und der zweite Eingang 244b des zweiten
Gatters mit dem Ausgang 24 2c des ersten Gatters verbunden ist. Der Ausgang 24 6c des dritten Gatters ist mit einem
ersten Eingang 248a des vierten Gatters verbunden, dessen Ausgang 24 8c ein Taktsignal CLK an dem Generatorausgang
240c liefert. Der Ausgang 242c des ersten Gatters ist mit einer weiteren Ausgangsklemme 24Od verbunden, an der das
Vor-/Rückv,'ärtssignal U/D erscheint. Ein dritter Eingang
24Ge ist rr.it dem anderen Eingang 248b des vierten Gatters
und r.it der gemeinsamen Klemme 250a eines einpoligen Umschalters
250 verbunden. Eine erste kontaktierbare Klemme 250b des Schalters 250 ist mit dem Betriebspotential +V
verbunden, während die andere kontaktierbare Schalterklemine
250c mit dem Ausgang 260a eines FreilaufOszillators 260 verbunden ist.
Der Oszillator 260 enthält zum Liefern der Taktimpulse für den digitalen Vorwärtszähler 210' ein erstes NAND-Gatter
262 und ein zweites NAND-Gatter 264, die jeweils zwei Eingänge haben. Ein erster Eingang 262a des Gatters 262 ist ir.it
dem Unterschaltungseingang 225c verbunden, während der Gattera-sgang
262b, an dem das Ausgangssignal des Oszillatorausgangs 260a abgenommer, wird, über eine Reihenschaltung
aus einem Kondensator 266 und einen Kiderstand 268 mit einerr.
ersten Einaanc 264a des zweiten Gatters 264 verbunden ist.
Der Ausgang 264b des zweiten Gatters ist mit dem anderen Eingang 262c des ersten Gatters und über einen Widerstand
270 mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 266 und dem Widerstand 268 verbunden. Der andere Eingang 264c
des zweiten Gatters ist mit dem positiven Betriebspotential +V verbunden.
Der digitale Vor-/Rückwärtszähler 202' ist ein N-Bit-Zähler,
wobei N eine ganze Zahl ist, die so gewählt wird, daß sich eine gewünschte Auflösung ergibt; beispielshalber gilt
N = 8, und der Zähler 202" besteht aus einem ersten und einem zweiten 4-Bit-Zähler 272 bzw. 274. Ebenso ist der
digitale Vorwärtszähler 210' ebenfalls ein N-Bit-Zähler;
beispielshalber besteht dieser Zähler aus zwei in Reihe geschalteten 4-Bit-Zählern 276 und 278 für das Beispiel nut
N = 8 Bit. Der CK-Takteingang 272a des Vor-/Rückwärts zählerteils
272 für die niedrigeren Stellenwerte ist mit dem Taktgeneratorausgang 240c verbunden. Der CO-Übertragausgang
272b desselben ist mit dem CK-Takteingang 274a des Vor-/Rückwärtszähierteils 274 für die höheren Stellenwerte
verbunden. Der CO-Übertragausgang 274b desselben ist über einen weiteren Inverter 280 mit einem ersten Eingang 282a
eines zwei Eingänge aufweisenden UND-Gatters 282 verbunden. Der Ausgang 272b ist außerdem über einen Inverter 284 mit
dem anderen Eingang 282b des Gatters 282 verbunden. Ein 1-Ausgangssignal 282c ist immer dann vorhanden, wenn der
Zähler 202' voll ist und die U/D-Leitung in der "Auf"-Betriebsart
ist oder leer ist und die U/D-Leitung in der "Ab"-Betriebsart ist. Dieses Signal wird an die parallel
geschalteten Gattereingänge 233b und 235b angelegt. Die Voreinstelleingänge PO-P7 von beiden Teilen des Zählers
202' sind mit dem Betriebspotential +V verbunden. Die Vor-/ Rückwärts-ü/D-Eingänge 272c und 274c sind parallel mit dem
Vor-ZRückwärtsgeneratorausgang 24Od verbunden. Die Voreinsrellfreigabeeingänge
PE der Zähler 272 und 274 sind miteinander verbunden, um ein Strom-Ein-Löschsignal POC zu
empfangen, das ein positiver Impuls ist, der bei jeder Initialisierung der Lastregelschaltung, von der die Unterschaltung
225 ein Teil ist, angelegt wird. Das Signal POC initialisiert die Zählerausgänge Q0-Q7, um sie auf den Wert
1 zu bringen, wie es das Potential +V an den Voreinstelleingängen P0-P7 verlangt. Die Vor-/Rückwärtszählerausgänge
Q0-Q7 sind jeweils einzeln mit einem zugeordneten Voreinstelleingang P0-P7 des Vorwärts Zählers 210' verbunden. Die
Verbindung zwischen dem Vor-/RückwärtsZählerausgang Q7 und
dem Vorwärtszählereir.gang P7 ist außerdem parallel mit dem
w"1"- Eingang des Inverters 237 und dem Gattereingang 223c verbunden.
Der CK-Takteingang 276a des Vorwärtszählerteils 276 ist mit
dem Osζ illatorausgang 260a verbunden. Der CÖ-Übertragausgang
276b des ersten Zählerteils 276 ist mit dem CK-Takteingang 2"?8a des zweiten Zählerteils 278 verbunden. Der CO-Ubertragausgang
2 7 8b des zweiten Zählerteils 278 ist über einen KopplungEkcndensator 286 mit dem Verbindungspunkt von zwei
Reihenwiderständen 288 und 29 0 verbunden, die selbst zwischen das Betriebspotential +V und das Massepotential geschaltet
sind. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 288 und ^k 29 0 ist mit dem Unterschaltungsausgang 225d und mit dem R-Rücksetzeingang
30c des Flipflops 30 verbunden. Die Widerstände 288 und 290 werden benutzt, um an den Flipfloprücksetzeingang
30c die richtige Spannung anzulegen. Die Vorwärtszähier-ü/D-Eingänge 276c und 278c sind beide mit deir.
Betriebspotential +V verbunden, um die Zähler 276 und 278 in der Nur-VorwärtsZählbetriebsart zu verriegeln. Die PE-Voreinstellfreigabeeingänge
276d und 278d sind parallel mit einem Widerstand 292a und über einen Kondensator 292b mit
deir. Unterschaltungseingang 2 25c verbunden, an dem das Ausgangssignal
E des Flipflops 30 erscheint. Vorzugsweise werden als integrierte Schaltungen ausgebildete Zähler des
Typs CMOS 4C29 od.dgl. für die Zählerteile 272, 274, 276
und 27 8 benutzt, wenn die Implementierung mit diskreten
integrierten Schaltungen benutzt wird.
Im Betrieb erfolgt das Zählen in dem Vor-/Rückwärtszähler
202' auf die Widerstandskomparatorausgangsimpulse hin. Während
einer ersten Quellenschwingungshalbperiode wird das Flipflop 30 durch den Komparatorausgang 34c bei dem Lastspannungsnulldurchgang
gesetzt, wie oben mit Bezug auf die Schaltung nach Fig. 4 erläutert. Nachdem das Flipflop gesetzt
worden ist, steigt der Zustand des Flipflopausgangs 3 0b im Wert an und bewirkt in bezug auf die Unterschaltung
225, daß der digitale Zählerstand des Widerstandskomparators in dem Zähler 202' in den Vorwärtszähler 210' geladen
wird. Gleichzeitig damit wird der Oszillator 260 freigegeben und beginnt, den Zähler 210' auf einen vollen Zählerstand
zu inkrementieren. Beim Erreichen des vollen Zählerstands läuft der Zähler 210' über und es erfolgt eine Zustandsänderung
an dem Ausgang 278b, das Flipflop 30 wird rückgesetzt und die Ansteuerung an der Schaltvorrichtung
20 beseitigt. Während der nächsten Halbperiode der Quellenschwingung
erfolgt wieder der Widerstandsabtastprozeß, und
es wird ein Impuls zu dem Zählerstand 202' addiert oder von diesem subtrahiert, je nach dem Zustand der Signale an den
Unterschaltungseingängen 225a und 225b. In der nächsten folgenden Halbperiode wird der Flipflopausgang wieder freigegeben,
die Ausgangssignale des Zählers 202' werden voreingestellt-freigegeben
in den Zähler 210' überführt, und der Zähler 210' zählt wieder vorwärts bis zum überlauf und
der Flipflopausgang wird eine Zeit nach dem Setzen des Flipflops rückgesetzt, die durch den nun in dem Zähler 202'
vorhandenen und in den Zähler 210' überführten Zählerstand bestimmt wird.
Es sei angenommen, daß der Widerstand der Last 12 abgenommen
hat, wodurch eine längere Leitungsperiode der Schaltvorrichtung 20 freigegeben werden muß. Auf die Lastparame-
33189/
terabtastung hin wird der Wert 1 an dem C-Eingang 225b auf den Wert O gebracht, während ein Wert 1 weiterhin an dem
D-Eingang 225a vorhanden ist. Deshalb existieren ein anhaltender O-Impuls und ein anhaltender 1-Impuls an den
Gattereingängen 229a bzw. 231a. Der Generatoreingang 240a empfängt deshalb ein 1-Signal A, und der Generatoreingang
24 0b empfängt ein O-Impulseingangssignal B. Das aus den Gattern
242 und 244 gebildete Speicherflipflop wird gesetzt,
so daß ein Wert 0 an dem Generator-U/D-Ausgang 24Od er-™ scheint, durch den die Zähler 272 und 274 des Vor-/Rückwärtszählers
202' in die RückwärtsZählbetriebsart gebracht
werden. Gleichzeitig damit wird der.Ausgang 246c des dritten Gatters auf den Wert 1 gebracht und kehrt dann zu dem
Wert 0 zurück; daraufhin fällt der Ausgang 248c des vierten Gatters auf den Wert 0 ab und kehrt dann zu dem Wert
1 zurück, wodurch eine positivgehende Flanke an dem CLK-Taktausgang
240c erzeugt wird, nachdem die Zähler-U/D-Eingär.ge
272c und 274c den O-Dekrementierwert von dem Ausgang
24 0c empfangen haben. Der Zählerstand in dem Zähler 202' wird deshalb um eins dekrementiert.
Der dekrementierte Zählerstand bleibt in dem Zähler 202',
bis der Komparatorausgang 34c den Flipflopausgang 30b setzt. Wenn an diesem der Wert in den Wert 1 geändert wird,
wird ein 1-Impuls an die Voreinstell-Freigabe-Eingänge 276c und 278d des VorwärtsZählers angelegt, wodurch der dekremerr
tierte Zählerstand aus den Ausgängen QO-Q7 des Zählers 202'
mittels der voreingestellten Eingänge PO-P7 des Vorwärtszählers in den Zähler 210' überführt wird. Der Wert 1 an
dem Eingang 225c gibt außerdem den Oszillator 260 frei, der den Zählerstand in dem Zähler 210' ständig inkrementiert,
bis dieser Zähler überläuft und ein Impuls an dem Ausgang 278b erzeugt wird. Dieser Impuls wird an den R-Flipfloprücksetzeingang
30c angelegt, was bewirkt, daß der Flipflopaus-
gang 3 0b auf den Wert O abfällt, wodurch die Schaltvorrichtung
20 und der Oszillator 260 abgeschaltet werden.
Ebenso, wenn das Signal an dem D-Eingang 225a ein negativgehender Inpuls gewesen wäre (während der C-Eingang 225b auf dem
Wert 1 blieb), wäre der U/D-Ausgang 24Od auf den Wert 1 gesetzt worden (Vorwärtszählwert), während der CLK-Ausgang
240c auf dem Wert O gewesen wäre. Bei der positivgehenden Hinterflanke des Impulses an dem Eingang 225a würde der CLK-Ausgang
240c ein positivgehendes Taktsignal erzeugt haben, das den Zähler 202' inkrementiert und das Zeitintervall
verkleinert hätte, während welchem die Schaltvorrichtung 2 0 geleitet hätte, wenn festgestellt worden wäre, daß der
Lastwiderstand über der vorbestimmten Größe lag.
Auf die nächste folgende Widerstandsabtastung hin wird der Zählerstand in dem Vor-/Rückwärtszähler 202' inkrementiert
oder dekrementiert, je nach der Größe des Lastwiderstands.
Es ist zu erkennen, daß es eine "Pichtungs"-Ümkehr in dieser
vereinfachten Implementierung gegenüber der Implementierung
mit dem digitalen Komparator nach Fig. 5b gibt. Demgemäß wird der Zähler 210' veranlaßt, bis zuir. Überlauf ab
einem voreingestellten Startpunkt vorwärts zu zählen, um den Impuls für das Rücksetzen des Flipflops 30 zu erzielen,
statt in der Vorwärtsrichtung ab 0 bis zur Übereinstimmung mit dem Zählerstand in dem Zähler 202' zu zählen. Es ist
zu erkennen, daß die Wahl der Richtung beliebig ist und daß entweder das Vorwärtszählen oder das Rückwärts zählen
gleichermaßen benutzt werden kann.
Bei der analogen Lösung legen die Stromversorgungsspannungen die maximalen Spannungen fest, auf die der integrierende
Kondensator aufgeladen werden kann. Bei der digitalen Lösung kann der digitale Zähler 202' von einem nur aus Einser,
bestehenden Zählerstand auf einen nur aus Nullen bestehenden Zählerstand "kippen" und umgekehrt, und zwar auf einer.
" * "* ■' 33189t
einzigen Eingangstaktimpuls hin, wenn der Zähler im vollen bzw. leeren Zustand ist. Diese Situation inuß verhindert
werden, um das Umschalten von minimalen auf maximalen Laststrom, oder umgekehrt, auszuschließen, wenn zusätzliche Vergrößerungen
oder Verringerungen verlangt werden und der Zähler bereits voll oder leer ist. Daher sollten die Taktimpulse
zum Inkrementieren des Zählers 202' nur angelegt werden, wenn der D-Eingang 225a einen negativgehenden Komparatorausgangsimpuls
empfängt, aber das Register 202' nicht voll ist. Das Register 202' wird voll sein, wenn die
Übertragssignale C1 und C2 des ersten und des zweiten Zählerteils vorhanden sind und auch das Bit mit dem höchsten
Stellenwert an dem Ausgang Q7 vorhanden ist. Demgemäß soll der Generator-Α-Eingang 240a nur dann einen negativgehenden
Impuls empfangen, wenn der D-Eingang 225a einen solchen Impuls empfängt und wenn zusätzlich einer der Ausgänge C1
und C2 den Signalwert H führt oder der Ausgang Q7 den Signalwert L führt. Daher wird der Α-Eingang in negativer
Richtung verändert, wenn der D-Eingang in negativer Richtung verändert wird, wenn nicht der Wert an dem Ausgang
Ql oben ist, während die Signalwerte der beiden übertragssignaie
C, und C2 unten sind, in welchem Fall der A-Eingang
oben bleiben und nicht auf irgendeine Änderung an dem D-Eingang ansprechen wird, d.h., es wird kein Taktimpuls erzeugt,
um das Vorwärtszählen zu veranlassen, wenn der Zähler
voll ist. In der üblichen Booleschen Schreibweise gilt deshalb:
A=D+Q7cTc2.
Eber.sc muß der Zähler 202', wenn der C-Eingang 225b einen negativgehenden Impuls empfängt, nur rückwärtszählen, wenn
das Register nicht leer ist, d.h. wenn der Ausgang Q7 nicht den Wert O hat und wenn die Uberrragssignale C1 und C2 des
ersten und des zweiten Zählerteils jeweils den Signalwert 0 haben. Daher wird ein Rückwärtszähltaktimpuls verhindert,
wenn der Zähler leer ist, falls das B-Eingangssignal an der Schaltung 24 0 durch folgenden Booleschen Ausdruck gegeben
ist:
B=C+Q7CTC2.
Die Schaltung zum Verhindern des Zählerunterlaufs und
-Überlaufs enthält die Gatter 229, 231, 233, 235 und 282 und die Inverter 237, 280 und 284. Der Gatterausgang 282c
ist nur dann auf dem Wert 1, wenn sich nicht gerade ein
Überlauf- oder ein Unterlaufzustand nähert, d.h. wenn die
Signale C1 und C2 beide auf dem Wert O sind. Das Zählerausgangssignal
Ql wird an den Gattereingang 232c angelegt, während das Komplement desselben an dem Gattereingang 2 35c
angelegt wird und die übrigen Gattereingänge 233b und 235b den Signalwert des Gatterausgangs 282c empfangen. Wenn daher
die Signale C1 und C2 beide den Signalwert O haben
(was der Fall ist, wenn der Zähler auf Vorwärts zählen eingestellt und voll ist oder wenn der Zähler auf Rückwärtszählen
eingestellt und leer ist), was angibt, daß bei der nächsten Zählung die Q-Ausgänge des Zählers 202', die alle
den Zustand 1 haben, alle auf den Zustand O übergehen, wenn
vorwärtsgezählt wird, oder alle von dem Zustand O auf den Zustand 1 übergehen, wenn rückwärtsgezählt wird, und das Q7-Bit
wird überprüft. Wenn das _Q7-Bit den Wert 1 hat, während die Signale C1 und C2 den Signalwert 0 haben, ist der Zähler
voll und es darf kein weiteres Vorwärts zählen gestattet werden. Ebenso, wenn der Ausgang Ql auf dem Wert O ist und die
Signale C1 und C2 ebenfalls den Wert O haben, ist der Zähler
leer und weiteres Rückwärtszählen ist zu verhindern. In dem
ersten Fall wird das Gatter 229 gesperrt, um das Vorwärtszählen zu blockieren, während in dem zweiten Fall das Gatter
231 blockiert wird, um weiteres Rückwärtszählen zu verhindern.
In dem vorstehend beschriebenen Erläuterungsbeispiei wird
ein besonderer Typ von als integrierte Schaltung aasgebil-
331891 53 -
detem Zähler benutzt; wenn andere Zähler, die als integrierte
Schaltungen ausgebildet sind, benutzt werden, kann sich die Logikimplementierung des digitalen Komparators
225 etwas verändern. Diese Implementierung ist mit dem Schalter 250 beschrieben worden, der so eingestellt
ist, daß die gemeinsame Klemme 250a über die Klemme 250b mit einem positiven Logikpotential verbunden ist, wodurch
die Zählung in dem Vor-/Rückwärtszähler 202' sich nur um
einen Zählwert bei jeder Widerstandsabtastung ändern kann. Das ist besonders vorteilhaft, wenn es in Verbindung mit
dem Taktosziliator 260 benutzt wird, der auf diese Weise
mit dem Netzspannungsnulldurchgang synchronisiert wird, uir. eine Zweideutigkeit im Umfang von einem Zählwert aufgrund
vcn Störungen, die aus einem Mangel an Synchronisation resultieren, zu eliminieren. Wenn eine Störung von
einer Zahlung in einer, besonderen Lastwiderstandsregelfall·
kein Problem darstellt, kann der Taktoszillator 260 laufen gelassen werden, indeir. der Gattereingang 262a mit einem positiven
Logikpotential verbunden wird. Die Taktoszillatorfrequenz ist nicht besonders kritisch, und ihre obere Grenze
wird durch die Anzahl N der Stufen in dem Zähler dividiert durch die erforderliche maximale Verzögerungszeit festgelegt. Zum Maximieren der Auflösung für eine gegebene
Zahl N von Zählerstufen sollte jedoch die Taktfrequenz so groß wie möglich sein. Eine Implementierung mit
variabler Verstärkung, in der die Anzahl der Zählwerte, die zu dem Zählerstand in dem Vor-/Rückwärtszähler 202' addiert
oder von diesem, subtrahiert wird, eine Funktion der Impulsbreite
des D- oder des C-Impulses an den Eingängen 225a oder
225b ist, ergibt sich durch Einstellen des Schalters 250 so, daß die gemeinsame Klemme 250a rr.it der wählbaren Klemme 250c
verbunden ist. Wenn der Schalter 250 so eingestellt ist, liefert ;jeder negativgehende Eingangsimpuls eine Anzahl von
Ausgangs impulsen des Taktoszillators 260 über das Gatter 248 an der. Vor-ZRückwärtszählertakteingang, wobei die Anzahl
der Oszillatorimpulse durch die Widerstandskomparatorausgangsimpulsbreite
bestimmt wird. Diese Ausführungsforir. mit variabler Verstärkung kann in gewissen Fällen erwünscht
sein, in denen ein schnelleres Ansprechen auf große Lastwiderstandsänderungen verlangt wird.
Es sind zwar mehrere Ausführungsformen der Lastparameterregelschaltung
hier ausführlich beschrieben worden, insbesondere zur Temperaturregelung des Glühfadens einer
Glühlampe, zahlreiche Veränderungen und Modifizierungen sind jedoch im Rahmen der Erfindung möglich. Es ist unmittelbar
zu erkennen, daß die Lastparameterregelschaltung zwar mit Bezug auf die Verwendung zur Lastlampenglühfadenwiderstandsregelung
beschrieben worden ist, daß sie jedoch bei vielen Systemen einsetzbar ist, in denen Wechselstrom. leistung
einer Last zugeführt wird und die Regelung der Lastleistung erfolgen kann, indem die Einschaltzeit einer
Schaltungskomponente in der Lastregelschaltung verändert wird. Weiter ist die Verwendung in Gleichstromsysteme:: möglich,
indem die Gleichstrorr.leistung intermittierend unterbrochen
wird, um Impulse zu erzeugen, wenn die Spannung und/oder der Strom sich verändern und die Schwellenwertpunkte
der Koiuparatoren der hier beschriebenen Regelschaltung
durchlaufen. Die Erfindung soll deshalb nur durch den Schutzumfang der Ansprüche und nicht durch die Einzelheiten
und/oder den Schaltungsaufbau, der hier beispielshalber beschrieben worden ist, begrenzt werden.
Claims (28)
- Patentansprüche1 . Schaltung zum Regeln des Widerstands einer Last, die Energie aus einer elektrischen Quelle empfängt, gekennzeichnet durch:eine zwischen die Quelle (16) und die Last (12) geschaltete Einrichtung (15) zum Verändern des durch die Last fließenden Stroms auf ein Steuersignal hin; eine Einrichtung (17, 54) zum Überwachen der Spannung an der Last, um ein erstes Signal zu liefern; eine Einrichtung (24) zum überwachen des durch die Last fließenden Stroms, um ein zweites Signal zu liefern; eine Kornparatorschaltung (23), die das erste und das zweite Signal sowie ein erstes und ein zweites Referenzsignal empfängt, um ein Ausgangssignal zu liefern, das eine Charakteristik hat, die die Zeit, zu der die Größe des erster. Signals die Größe des ersten Referenzsignals übersteigt, in bezug auf die Zeit, zu der die Größe des zweiter. Sianais die Größe des zweiten Referenzsicnals über-steigt, angibt; undeine Einrichtung (25, 27) zum Liefern des Steuersignals auf das Komparatorschaltungsausgangssignal hin, um zu bewirken, daß der Lastwiderstand (R^) auf einem im wesentlichen konstanten vorbestimmten Wert gehalten wird.
- 2. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durchdie Komparatorschaltung (23) einen ersten Komparator (52) enthält, der einen ersten Eingang (52a) hat, welcher das erste Signal empfängt, und einen zweiten Eingang (52b), der das erste Referenzsignal empfängt, wobei der erste Komparator (52) einen Ausgang (52c) hat, der seinen Zustand immer dann ändert, wenn die Größe des ersten Signals die Größe des ersten Referenzsignals übersteigt.
- 3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, da£ die Komparatorschaltung (23) weiter einen zweiten Komparator (66) enthält, der einen ersten Eingang (66b) hat, welcher das zweite Signal empfängt, einen zweiten Eingar.c (66a), welcher das zweite Referenzsignal empfängt, und einen Ausgang (66c), der seinen Zustand immer dann ändert, wenn die Größe des zweiten Signals die Größe des zweiten Referenzsignals übersteigt.
- 4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das zweite Referenzsignal dasselbe Referenzsignal sind.
- 5. Schaltung nach Anspruch 3 oder 4 dadurch gekennzeichnet, daß die Komparatorschaltung (23) weiter eine Logikschaltung (59) enthält, die einen ersten und einen zweiten Eingang (59a, 59b) hat, die mit den zugeordneten Ausgängen (52c, 66c) des ersten bzw. zweiten Komparators verbunden sind, um das Komparatorschaltungsausgangssignal als einen im wesentlichen konstanten Wert zu liefern, wenn übergängein den Ausgangszuständen des ersten und des zweiten Komparators im wesentlichen gleichzeitig auftreten, und um das Komparatorschaltungsausgangssignal als einen Impuls in einer ersten oder in einer zweiten Richtung zu liefern, wenn ein gewählter Ausgang des ersten oder des zweiten !Comparators seinen Zustand in einer vorbestimmten Richtung ändert, bevor der andere Komparatorausgang seinen Zustand ändert.
- 6. Schaltung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch einen monostabilen Multivibrator (58) zum Erzeugen eines Impulses verbestimmter Dauer an dem ersten Eingang (59a) der Logikschaltung (59) auf eine Zustandsänderung des Ausgangs (52c) des ersten Komparators (52) hin.
- 7. Schaltang nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Logikschaltung (59) ein erstes und ein zweites NAND-Gatter (72, 74) enthält, die jeweils einen ersten und einen zweiten Eingang (72a, 72b; 74a, 74b) und einen Ausgang (72c; 74c) haben, wobei ein erster Eingang jeweils des ersten und des zweiten Gatters mit dem ersten Logikschaltungseingang (59a) verbunden ist und wobei ein zweiter Eingang (74b) des ersten Garters (74) mit dem zweiten Logikschaltungseingang (59b) verbunden ist; eine Invertierschaltung (70) die zwischen den zweiten Logikschaltungseingang (59b) und den zweiten Eingang (72b) des zweiten Gatters (72) geschaltet ist; und eine Einrichtung (25), die mit den Gatterausgängen verbunden ist, UTT, einen Impuls mit anderer Charakteristik in Abhängigkeit von einem geänderten Zustand des Ausgangs des ersten oder des zweiten Gatters zu liefern.
- 8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die das Steuersignal liefernde Einrichtung (25, 27) ein integrierendes Element (11) enthält, das die Impulse aus-A-der Logikschaltung (59) empfängt, um eine Spannung zu liefern, deren Größe von der Größe des Lastwiderstands (R.) abhängig ist.
- 9. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die das Steuersignal liefernde Einrichtung (25, 27) eine Schaltung (25) zum Integrieren des Ausgangssignals der Komparatorschaltung (23) und eine Wandlerschaltung (27) zum Umwandeln des integrierten Komparatorschaltungsausgangssignals in das Steuersignal enthält.
- 10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet., Nda£ die Integrierschaltung (25) einen integrierenden Kondensator (11) enthält, der auf Änderungen in der Charakteristik des Komparatorschaltungsausgangssignals hin eine Spannung führt.
- 11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Wandlerschaltung (27) ein Speicherflipflop (30) mit einem Setzeingang (30b), einem Rücksetzeingang (30c) und einem Ausgang (30a), der auf ein Signal an dem Setz- und an dem Rücksetzeingang hin in einen ersten bzw. zweiten Zustand steuerbar ist, enthält; eine Einrichtung (32) zurr. Liefern eines Setzeingangssignals, wenn der durch die Last fließende Strom eine vorbestimmte Größe hat; und eine Einrichtung (98) zum Liefern eines Rücksetzeingangssignals zu einer Zeit nach dem Auftreten eines unmittelbar vorhergehenden Setzeingangssignals in Abhängigkeit von der Größe der Integrierschaitungsspannung.
- 12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, caß die das Rücksetzsignal liefernde Einrichtung (98) eine Einrichtung (96) zum Liefern einer linear ansteigenden Spannung, die bei dem Auftreten jedes Setzeingangssignaiseingeleitet wird, und einen Komparator (92, 98) enthält, der die Integrierschaltungsspannung und die linear ansteigende Spannung empfängt, um nach einem unmittelbar vorhergehenden Setzeingangssignal das Rücksetzsignal zu erzeugen, wenn die linear ansteigende Spannung auf die Größe der Integrierschaltungsspannung zunimmt.
- 13. Schaltung nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (98) zum Rücksetzen der linear ansteigenden Spannung auf einen Anfangswert, nachdem ein Rücksetzsignal erzeugt worden ist und bevor das nächste Setzeingangssigr.al empfangen wird.
- 14. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet,da£ die Quelle (16) eine Wechselstromquelle ist und daß die das Setzeingangssignal liefernde Einrichtung (32) eine Einrichtung enthält zum Liefern eines Setzeingangssignals bei ausgewählten NaI!durchgängen der Spannung der Quelle Ct-J .
- 15. Schaltung nach einem der Ansprüche 10-14, qekennzeichr.et durch eine Geschwindigkeitsvorkopplungsschaltung (148, 150, 152), die bewirkt, daß die integrierte Spannung mit erhöhter Geschwindigkeit auf plötzliche Änderungen in der Quellenspannung anspricht.
- 16. Schaltung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrierschaltung (11) einen ersten und einen zweiten Integrierkondensator (11a, 146) in Reihe enthält und daß die Geschwindigkeitsvorkopplungsschaltung (148, 15C, 152) eine zwischen die Quelle (16) und den Verbindungspunkt cer Integrierkondensatoren geschaltete Einrichtung aufweist zurr1 Verändern der Augenblicksspannung an einem der Integrierkondensatoren in einer Richtung, entgegengesetzt zu der Richtung der Spannungsänderung an dem anderer. Kondensator auf eine Komparatorschaltungsausgangsän-derung hin, bei der plötzlichen Quellenspannungsänderung.
- 17. Schaltung nach einen; der Ansprüche 1-16, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (116), die mit der Komparatorschaltung (23) verbunden ist, um eine Hysterese in diese einzuführen, die ausreicht, um Veränderungen des Laststroms in entgegengesetzten Richtungen zu verhindern, wenn der Lastwlaerstand (R ) im wesentlichen auf dem vorbe-L
stimmten Wert ist. - 18. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,daß das Komparatorschaltungsausgangssignal wenigstens einen Impuls in einer ersten oder in einer zweiten Richtung auf die Abweichung der Größe des Lastwiderstands (R1. ) von dem vorbestimmten Wert hin enthält und daß die das Steuersignal liefernde Einrichtung (25, 27) einen Vor-/Rückwärtszähler (2C2) zum Zählen der Korcparatcrschaltungsausgangsirr.puise enthält, wobei der Zählerstand in dem Vor-/Rückwärtszähler (202) für Impulse der ersten und der zweiten, entgegengesetzten Polarität zunimmt bzw. abnimmt; eine Einrichtung zum Liefern eines Taktsignals; einen Zähler (210), der periodisch auf einen Anfangszählwert rückgesetzt wird, um die Anzahl der Taktirnpulse nach jedem Rücksetzen zu zählen; und eine Einrichtung (206) zum Vergleichen der Zählwerte in dem Vor-ZRückwärtszähler (202) und dem Zähler (210) zum Liefern einer Folge periodischer Ausgangssignale, wobei jedes Ausgangssignal eine Dauer hat, die im wesentlichen beim Rücksetzen des Zählers (210) beginnt und endet, wenn der Zählwert in dem Zähler gleich dem Zählwert in dem Vor-ZRückwärtszähler (202) ist; wobei die Stromveränderungseinrichtung (15) auf die Dauer jedes periodischen Ausgangssignals hin den daraufhin durch die Last fließenden Strom verändert.
- 19. Schaltung nach Anspruch 18, dadurch cexenr.zeichnet, da3 die Quelle (16) eine Wechselstromquelle ist und daß weitereine Einrichtung zum Rücksetzen des Zählers (210) bei ausgewählten Nulldurchgängen der Quellenspannung vorgesehen ist.
- 20. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Komparatorschaltungsausgangssignal wenigstens einen Impuls in einer ersten oder einer zweiten Richtung enthält, wenn der Lastwiderstand (R ) größer oder kleiner als der vorbestimmte Wert ist; und daß die das Steuersignal liefernde Einrichtung (225) enthält: einen Vor-/Rückwärtszähler (202') zum inkrementierenden oder dekrementierenden Zählen der Anzahl der an einein Eingang empfangenen Impulse auf einen ersten und einen zweiten Zustand eines Auf/Ab-Signals hin; einen Oszillator (260) zum Liefern eines periodischen Signals; eine Einrichtung (240), die das Koir.paratorschaitungsausgangssignal empfängt und das Auf/Ab-Steuersignal mit den ersten oder zweiten Zustand liefert, wenn die Größe des ersten Signals die Größe des ersten Referenzsignals übersteigt bzw. bevor und nachden. die Größe des zweiten Signais die Größe des zweiten F.eferenzsignals übersteigt; eine Einrichtung (250) , die das periodische Oszillatorsignal empfängt, ur. ein Taktsignal an den Vor-/Rückwärtszähler (202') jedesmal dann abzugeben, wenn sich die Charakteristik des Komparatorschaltungsausgangssignals ändert; eine Einrichtung (210') zum Zählen des Oszillatorsignals in einer Richtung von einem Anfangs zählwert an, der auf den Vor-/Rückwärtszählerzählwert voreingestellt ist; und eine Einrichtung, die an die Stromveränderungseinrichtung (15) ein Steuersignal abgibt, das eine Dauer hat, die durch die Zeit festgelegt ist, welche der Zähler benötigt, um von dem voreingestellten Anfangs zählwert auf den Unter- oder überlaufzustand zu zählen; wobei die Stromveränderungseinrichtung (15) auf die Zeitdauer des empfangenen Steuersignals hin den durch den Lastwiderstand (R ) fließenden Strom einstellt.
- 21. Schaltung nach Ansprach 20,gekennzeichnet durch eine mit dem Vor-/Rückwärtszähler (202') verbundene Einrichtung (229, 231, 233, 235, 237, 280, 282, 284) zum Verhindern des fortgesetzten inkrementierenden Zählens, wenn der Vor-/ Rückwärtszähler (202') voll ist, und zum Verhindern des fortgesetzten dekrementierenden Zählens, wenn der Vor-/ Rückwärtszähler leer ist.
- 22. Schaltung nach Anspruch 20 - 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle (16) eine Wechselstromquelle ist und daß der Oszillator (260) bei ausgewählten Nulldurchgängen der Quellenspannung freigegeben wird und im wesentlichen dann unwirksam gemacht wird, wenn der Zähler (202') den zugeordneten 'Über- oder Unterlauf zustand erreicht.
- 23. Schaltung nach einem der Anspräche 20 - 22, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (248) zuir; Anlegen des periodischen Oszillatorsignals als Taktsignal an den Vor-/ Rückwärtszähler (202') für die Dauer einer Änderung ir. der Charakteristik des Komparatorschaltungsausgangssignals.
- 24. Verfahren zum Regeln des Widerstands einer Last, die Energie aus einer elektrischen Quelle empfängt, gekennzeichnet durch folgende Schritte:a) Abtasten der Spannung an der Last und des durch die Last fließenden Stroms, um ein erstes und ein zweites überwachungssignal zu liefern;b) Liefern eines ersten und eines zweiten Referenzsignals;c) Liefern eines ersten Vergleichssignals immer dann, wenn das der Lastspannung zugeordnete erste Überwachungssignal das erste Referenzsignal übersteigt;d) Liefern eines zweiten Vergleichssignals immer dann, wenn das dem Laststrom zugeordnete zweite Überwachungssignal das zweite Referenzsignal übersteigt; unde) Verändern des Laststroms in einer ersten oder in einerzweiten, entgegengesetzten Richtung, wenn das erste oder das zweite Vergleichssignal eine "Zeitdauer hat, die größer oder kleiner als die Zeitdauer des anderen Vergleichssignals ist.
- 25. Verfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt (b) den Schritt beinhaltet, das erste und das zweite Referenzsignal einander gleich zu setzen.
- 26. Verfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt (e) folgende Schritte beinhaltet: Bereitstellen eines Ladungsspeicherelements; Hinzufügen von Ladung zu dem Ladungsspeicherelement, wenn die Zeitdauer des ersten Vergleichssignals größer als die Zeitdauer des zweiten Vergleichssignals ist; Entfernen von Ladung von den Ladungsspeichereiement, wenn die Zeitdauer des zweiten Vergleichssignals größer als die Zeitdauer des ersten Vergleichssignals ist; und Verändern des Laststroms auf die Spannung an deir. Ladungsspeichereiement hin.
- 27. Verfahren nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt (e) folgende weitere Schritte beinhaltet: Festlegen eines Mindestlaststroms; Erzeugen einer linear ansteigenden, periodischen Spannung; Vergleichen der Spannung an den Ladungsspeichereiement mit der linear ansteigenden Spannung; und Ermöglichen zusätzlichen Stromflusses durch die Last ab dem Beginn der linear ansteigenden Spannung, bis die Spannung des Ladungsspeicherelements und die linear ansteigende Spannung im wesentlichen gleich
- 28. Verfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt (e) folgende weitere Schritte beinhaltet: Zählen der Differenz zwischen den Zeitdauern des erster, und des zweiten Vergleichssignals in der ersten bzw. zwei-ten Richtung, wenn das erste Vergleichssignal eine Zeitdauer hat, die größer oder kleiner als die Zeitdauer des zweiten Vergleichssignals ist; periodisches Rücksetzendes Zählerstands in einem in einer Richtung zählenden Zähler; anschließendes Voreinstellen des Zählerstands in dem in einer Richtung zählenden Zähler auf den Zählerstand in dem in zwei Richtungen zählenden Zähler; Erzeugen eines im wesentlichen konstanten ersten Laststroms; Veranlassen, daß der in einer Richtung zählende Zähler nach dem Voreinstellen in inkrementierender oder dekrementierender Richtung zählt; und Erzeugen eines zusätzlichen Laststromflusses, und zwar beginnend dann, wenn der in einer Richtung zählende Zähler zu zählen beginnt, und aufhörend dann, wenn der in einer Richtung zählende Zähler einen zugeordneten Über- oder Unterlaufzustand erreicht.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/382,875 US4421993A (en) | 1982-05-28 | 1982-05-28 | Load resistance control circuitry |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3318911A1 true DE3318911A1 (de) | 1983-12-01 |
Family
ID=23510758
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19833318911 Withdrawn DE3318911A1 (de) | 1982-05-28 | 1983-05-25 | Schaltung und verfahren zum regeln des widerstands einer last |
Country Status (9)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4421993A (de) |
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BE (1) | BE896871A (de) |
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FR (1) | FR2527859A1 (de) |
GB (1) | GB2122389B (de) |
NL (1) | NL8301895A (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3840360A1 (de) * | 1988-11-30 | 1990-05-31 | Ego Elektro Blanc & Fischer | Strahlungs-heizkoerper |
Families Citing this family (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4547828A (en) * | 1983-05-31 | 1985-10-15 | General Electric Company | Circuit for preventing excessive power dissipation in power switching semiconductors |
US4513207A (en) * | 1983-12-27 | 1985-04-23 | General Electric Company | Alternating comparator circuitry for improved discrete sampling resistance control |
US4754200A (en) * | 1985-09-09 | 1988-06-28 | Applied Materials, Inc. | Systems and methods for ion source control in ion implanters |
US4743767A (en) * | 1985-09-09 | 1988-05-10 | Applied Materials, Inc. | Systems and methods for ion implantation |
US4727292A (en) * | 1986-03-04 | 1988-02-23 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | High voltage power supply fault isolation system |
JPS63200224A (ja) * | 1987-02-14 | 1988-08-18 | Fanuc Ltd | キ−ボ−ド装置 |
GB2226431B (en) * | 1988-12-20 | 1992-08-12 | Strand Lighting Ltd | Electric lighting and power controllers therefor |
US5237244A (en) * | 1988-12-20 | 1993-08-17 | Bertenshaw David R | Electric lighting and power controllers therefor |
US4996494A (en) * | 1989-06-15 | 1991-02-26 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Droop compensated PFN driven transformer for generating high voltage, high energy pulses |
US5420781A (en) * | 1993-09-02 | 1995-05-30 | General Electric Company | High voltage sensing circuit for an X-ray tube power supply |
US5679277A (en) * | 1995-03-02 | 1997-10-21 | Niibe; Akitoshi | Flame-resistant heating body and method for making same |
US6124574A (en) * | 1999-12-01 | 2000-09-26 | Bunn-O-Matic Corporation | Heated beverage container |
US6771712B2 (en) * | 2001-07-27 | 2004-08-03 | The Pulsar Network, Inc. | System for extracting a clock signal and a digital data signal from a modulated carrier signal in a receiver |
KR20040077211A (ko) * | 2003-02-28 | 2004-09-04 | 삼성전자주식회사 | 표시 장치용 광원의 구동 장치 |
US9195286B2 (en) * | 2012-03-26 | 2015-11-24 | Mediatek Inc. | Method for performing power consumption control, and associated apparatus |
US20140049398A1 (en) * | 2012-08-17 | 2014-02-20 | John A. Kovacich | Indicator system for an energized conductor including an electret and an electroluminescent indicator |
US11567549B2 (en) * | 2019-05-31 | 2023-01-31 | Texas Instruments Incorporated | Reset circuit for battery management system |
Family Cites Families (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB644871A (en) * | 1946-07-29 | 1950-10-18 | British Thomson Houston Co Ltd | Improvements in and relating to electric regulators |
GB892990A (en) * | 1958-05-30 | 1962-04-04 | Elemelt Ltd | Improvements relating to and means for heating glass preparatory to delivery |
DE1266335B (de) * | 1964-08-19 | 1968-04-18 | Siemens Ag | Einrichtung zur Regelung der Gluehtemperatur bei einer Drahtanlage |
GB1210432A (en) * | 1968-02-20 | 1970-10-28 | Quicfit & Quartz Ltd | Improvements in and relating to electronic circuits for temperature control |
CH527934A (de) * | 1970-07-23 | 1972-09-15 | Rieter Ag Maschf | Vorrichtung zur Regelung der Temperatur einer induktiv beheizten Fadenförderrolle für Endlosfilamente |
US3924102A (en) * | 1974-05-22 | 1975-12-02 | Nicolaas W Hanekom | Apparatus for controlling temperature |
US4167037A (en) * | 1975-11-25 | 1979-09-04 | Moerman Nathan A | Apparatus for DC/AC power conversion by electromagnetic induction |
US4162379A (en) * | 1977-02-25 | 1979-07-24 | The Perkin-Elmer Corporation | Apparatus for deriving a feedback control signal in a thermal system |
GB1573679A (en) * | 1978-05-31 | 1980-08-28 | English Electric Valve Co Ltd | Arrangements including electrical heating elements |
JPS5654791A (en) * | 1979-10-09 | 1981-05-14 | Fuji Photo Optical Co Ltd | Light source driving circuit |
US4326245A (en) * | 1981-02-23 | 1982-04-20 | Siemens Corporation | Current foldback circuit for a DC power supply |
US4438370A (en) * | 1981-03-03 | 1984-03-20 | Isco, Inc. | Lamp circuit |
US4523084A (en) * | 1981-09-02 | 1985-06-11 | Oximetrix, Inc. | Controller for resistive heating element |
-
1982
- 1982-05-28 US US06/382,875 patent/US4421993A/en not_active Expired - Fee Related
-
1983
- 1983-05-13 GB GB08313239A patent/GB2122389B/en not_active Expired
- 1983-05-20 CA CA000428635A patent/CA1200839A/en not_active Expired
- 1983-05-25 DE DE19833318911 patent/DE3318911A1/de not_active Withdrawn
- 1983-05-25 FR FR8308610A patent/FR2527859A1/fr not_active Withdrawn
- 1983-05-27 BE BE0/210867A patent/BE896871A/fr not_active IP Right Cessation
- 1983-05-27 DD DD83251331A patent/DD249108A5/de unknown
- 1983-05-27 NL NL8301895A patent/NL8301895A/nl not_active Application Discontinuation
- 1983-05-28 JP JP58096860A patent/JPS58218787A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3840360A1 (de) * | 1988-11-30 | 1990-05-31 | Ego Elektro Blanc & Fischer | Strahlungs-heizkoerper |
US5004892A (en) * | 1988-11-30 | 1991-04-02 | E.G.O. Elektro-Gerate Blanc U. Fischer | Radiant element |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB2122389A (en) | 1984-01-11 |
JPS58218787A (ja) | 1983-12-20 |
FR2527859A1 (fr) | 1983-12-02 |
US4421993A (en) | 1983-12-20 |
NL8301895A (nl) | 1983-12-16 |
BE896871A (fr) | 1983-11-28 |
GB2122389B (en) | 1985-10-23 |
DD249108A5 (de) | 1987-08-26 |
CA1200839A (en) | 1986-02-18 |
GB8313239D0 (en) | 1983-06-22 |
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Date | Code | Title | Description |
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8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |