DE2752338C2

DE2752338C2 - Radarempfänger

Info

Publication number: DE2752338C2
Application number: DE2752338A
Authority: DE
Inventors: Richard Dr. San Bartolomeo La Spezia Klemm
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1977-11-23
Filing date: 1977-11-23
Publication date: 1983-11-17
Also published as: IT7830043A0; FR2410286A1; GB2027310B; CH638319A5; NL7807070A; US4234880A; DE2752338A1; GB2027310A; LU80555A1; IT1100172B; BE872238A; FR2410286B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Radarempfänger mit kohärenter Integration und mit einer Einrichtung zur Unterdrückung von Störanteilen des Dopplerfrequenzspektrums, in der die Reihenfolge von Störungsunterdrückung und kohärenter Integration derart vertauscht ist, daß die Echowerte erst einer Schaltung zur Durchführung der Fourier-Transformation zugeführt werden und dann gezielt die Unterdrükkung der Störanteile durchgeführt wird.

Störungen infolge von Reflexionen an bewegten Reflektoren, insbesondere Wetter- und Seegangsstörungen (»clutter«) sind hinsichtlich ihres Dopplerspektrums unbekannt und die Unterdrückung solcher Störungen bei Radargeräten muß daher adaptiv erfolgen. Filter mit fester Übertragungsfunktion wie die bekannten Schaltungen zur Festzeichenunterdrükkung (sog. MTI-Filter) versagen hier. Zwei Methoden der adaptiven Unterdrückung von Störechos sind z. Z. bekannt. Beide Verfahren werden unmittelbar auf die Echowerte, d. h. vor einer eventuellen kohärenten Integration, angewendet. Bei dem sogenannten »clutter locking« wird die Dopplermittenfrequenz des Störspektrums geschätzt und dazu benutzt, den Speirbereich eines gewöhnlichen MTI-Filters zu verschieben. Dies kann durch Veränderung der Frequenz des Kohärenzoszillators oder durch entsprechende Phasendrehungen der Echowerte erfolgen. Einzelheiten hierzu sind in »EASCON 73 Record« (1973) IEEE, Seiten 170 bis 176 beschrieben.
Dieses Verfahren hat den Nachteil, daß man zur

Störechounterdrückung auf die Übertragungsfunktion des Filters zur Festzeichenunterdrückung (MTI-Filters) angewiesen ist. Man schiebt dea Sperrbereich auf die Mittenfrequenz der Störung, kann sich im übrigen jedoch dem Verlauf des Störspektrums, insbesondere der Bandbreite, nicht anpassen. Das Verfahren versagt gänzlich, wenn die Störung aus der Überlagerung mehrerer Anteile mit unterschiedlicher Mittenfrequenz besteht. Das genannte Verfahren kann in Radargeräten mit kontinuierlicher Raumabtastung

angewendet werden. Bei der Verwendung in Radargeräten mit schrittweiser Raumabtastung haben derartige Filterverfahren den Nachteil, daß die Anzahl der Echowerte um die Anzahl der Filterkoeffizienten verkleinert wird. Dies bewirkt eine Verkürzung der üblicherweise nachfolgenden kohärenten Integration.

Bei einem anderen Verfahren wird die azimutale Korrelation eines Störgebietes geschätzt und daraus ein Transversalfilter zur Unterdrückung der Störung berechnet.

Dieses Filter erfordert einen relativ komplizierten Algorithmus und eine größere Rechengenauigkeit (ca.

12 Bit) zur Berechnung der Filterkoeffizienten aus der geschätzten Störkorrelation.

Es ist auch eine Schaltungsanordnung zur Unterdrückung von Störungen, hervorgerufen durch Seegang, Wetter und Vogelschwärme unter Anwendung der Diskreten Fourier-Transformation bekannt (US-PS 40 53 885). Diese Anordnung arbeitet jedoch mit einer nicht-kohärente, ι Störungsunterdrükkung.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Unterdrückung von Störanteilen des Dopplerfrequenzspektrums mit unbekannter D:-pplermittenfrequenz und unbekannter Bandbreite (Seegang-, Wetter-Clutter) zu verbessern und insbesondere eine aufwendige und komplizierte Lösung der optimalen Entdekkungsvorschrift durch eine einfache Lösung, die unter den extremen Zeitbedingungen des Radarempfängers realzeitlich überhaupt erst einsetzbar ist, anzugeben.

Gemäß der Erfindung wird dies bei einem Radarempfänger der eingangs genannten Art dadurch erreicht, daß die Unterdrückung von durch Wetter, Seegang (Clutter) hervorgerufenen Störanteilen kohärent mittels komplexer Dekorrelation im Frequenzbereich erfolgt, indem jedem Dopplerkanal wenigstens ein Nachbarkanal zur Störschätzung durch Korrelation zugeordnet ist und der Dopplerkanal und der (die) zugehörigein) Nachbarkanal (Nachbarkanäle) durch eine komplexe Störunterdrückungsgewichtung verknüpft sind.

Auf diese Weise ist eine gezielte Unterdrückung unerwünschter Störanteile des Dopplerspektrums möglich.
Dazu werden die Abtastwerte einem Fourier-Transformator zugeführt, dessen Kanalausgänge mit einer Schaltung zur Berechnung der Filterkoeffizienten verbunden sind, wobei von einer nachfolgenden Schaltung die Höhe der Entdeckungsschwellen ermittelt wird, und die Kanalausgänge des Fourier-Transformators mit einer Schaltung zur Störungsunterdrückung verbunden, bei der die Schaltelemente der einzelnen Übertragungskanäle von der Schaltung zur Berechnung der Filterkoeffizienten sowie von der die

Entdeckungsschwellen ermittelnden Schaltung beaufschlagt werden.

Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen entnehmbar.

Die Erfindung und deren Weiterbildungen werden nachfolgend an Hand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 den Aufbau spektraler Untermatrizen,

F i g. 2 die Auswahl der 2 χ 2-Untermatrizen,

F i g. 3 eine Schaltung zur Berechnung der Filterkoeffizienten,

Fig. 4 eine Schaltung zur Ermittlung der Entdekkungsschwellen,

F i g. 5 eine erste Schaltung zur adaptiven Störungsunterdrückung im Frequenzbereich,

Fig. 6 eine zweite Schaltung zur adaptiven Störungsunterdrückung im Frequenzbereich,

F i g. 7 das Blockschaltbild eines Radargerätes nach der Erfindung.

Da Störechos stochastisch sind, muß ihre Entdekkung durch statistische Maßnahmen erfolgen. Aus der Sicht der Optimalfiltertheorie ist es gleichgültig, ob die Störunterdrückung im Zeit- oder im Frequenzbereich durchgeführt wird. Die optimale lineare Entdeckungsvorschrift eines Ziels mit unbekannter Dopplerfrequenz / in gaußverteilter Störung lautet

max

z*R-

Ent- Ziel vorhanden
/. schei- (1)

dung Kein Ziel

Hierbei sind ζ der Vektor der zeitlichen Echowerte für ein bestimmtes Entfernungselement, R die Kovarianzmatrix der in ζ enthaltenen Störanteiie, j, die Vektoren des erwarteten Zielsignales (Dopplerfilterbank) und / die Entdeckungsschwelle. Wegen der hohen Anzahl an Rechenoperationen kann (1) für Realzeitbetrieb vielfach nicht ohne weiteres realisiert werden. Im Frequenzbereich stellt ζ das Spektrum der Echowerte, R die Leistungsspektralmatrix der Störung und Sj das Spektrum der Zielsignale dar. Die Gesamtheit der j, bildet im Frequenzbereich die Einheitsmatrix. Die Anwendung der DFT auf die Siörwerte bewirkt eine approximative Diagonalisierung der Matrix Λ, falls die Störechos stationär sind, d. h. die meiste Information ist dicht um die Hauptdiagonale von R konzentriert. Dies ist insbesondere bei Radargeräten mit schrittweiser, d. h. nichtstetiger Raumabtastung gegeben.

Der Diagonalisierungseffekt der diskreten Fourier-Transformation (DFT) läßt sich vorteilhaft dazu ausnutzen, um aus der optimalen Entdeckungsvorschrift (I) ein suboptimales, für Realzeitbetrieb geeignetes Entdeckungsverfahren abzuleiten, das der Realisierung der Einrichtung, zur Unterdrückung von Störanteilen zugrunde liegt. Hierzu werden aus der Leistungsspektralmatrix R nach Fig. 1 zur Hauptdiagonalen symmetrische Untermatrizen R_f gebildet. Statt des optimalen Tests (I) wird der suboptimale Test

auf Sj bezüglich des Zielsignals keine Verluste, da die kohärente Integration durch die DFT vorweggenommen wurde und daher das Zielsignal ohnehin nur in einem Element von s-_t enthalten ist.

Untersuchungen haben gezeigt, daß es meist ausreichend ist, für die Untermatrizen Rf die Ordnung 2 anzusetzen. Für beliebige, in einem Radar mit schrittweiser Raumabtastung auftretende Formen des Störspektrums ebenso wie für den Fall der Überlagerung

ίο mehrerer Störmittenfrequenzen erzielt dies Verfahren Gewinne im Signal-zu-Störleistungsverhältnis, die um nicht mehr als 3 dB vom Optimum nach Gleichung (1) abweichen. Hierbei sind zwei Voraussetzungen enthalten, die bei einer Realisierung beachtet werden müssen:

a) Das Zielsignal liegt in der Mitte der Übertragungsfunktion eines Dopplerkanals. Dies kann bei der Entdeckung von Zielen mit unbekannter Dopplerfrequepz dadurch annähernd erreicht werden, daß eine Vielzahl von Dopplerfiltc-.λ mit einander stark überlappenden Dürchlaßcharikieristiken angeordnet wird. Derartige Anordnungen sind z. B. in NTZ (1972), Heft 2, S. 72, beschrieben.

b) Die Multiplikation der Ausgangssignale zweier benachbarter DFT-Kanäle mit der inversen

2 χ 2-Matrix bewirkt eine Dekorrelation der beiden Kanäle, wobei der eine jeweils dem anderen als Referenzkanal, d. h. zur Messung der Störung, dient. Die beiden Kanäle sollten zueinander orthogonal sein, damit ein Zielsignal möglichst nur in einem der beiden Kanäle auftritt. Werden also, wie in a) gefordert, mehr Dopplerfilter angeordnet, als dem orthogonalen Raster der DFT entspricht, sollte zur Dekorrelation eines jeden Kanals nicht der unmittelbare Nachbarkanal, sondern ein anderer, vorzugsweise der nächste orthogonale Kanal gewählt werden.

Die Beschränkung auf 2 χ 2-Matrizen bringt ;ien Vorteil mit sich, daß die Matrixinversionen nur sehr wenige Rechenoperationen (3 reelle Multiplikationen für die Determinante) benötigt:

55

Für

45

^rf+\./+ι

ist bekanntlich

^rf.ff+\.f+\-^r'f.f+\'^rf.f+\

50

Die Divisionen der Matrixelemente durch die reelle Determinante könner. dadurch eingespart werden, daß man die Determinante auf die rechte Saite von (2) bringt. Dies entspricht dann einer von/, d. h. von der Frequenz abhängigen Regelung der Entdeckungsschwelle:

max f

(2) 60 η_; = k· (Γ//· Γ

/· Γ_/+1ι/+Ι

/y_/+1) (4)

durchgeführt. Wenn die Ordnung der Rf klein gegen die Ordnung von R ist, bedeutet dies eine Ersparnis an Rechenoperationen. Gegenüber (1) entstehen zwar Verluste im erzielbaren Signal-zu-Störleistungsverhältnis, die von der Ordnung der ^abhängen. Die Reduktion der Ordnung ergibt beim Übergang von i, In der Gesamtheit aller einander überlappender 2 χ 2-Untermatrizen gemäß Fig. 1 tritt eine jede Dopplerfrequenz zweimal auf. Es genügt jedoch, sich auf eine der jeweils zwei zu beschränken. Damit kann jede zweite Untermatrix weggelassen werden. Man kommt zu einem Auswahlschema wie es Fig. 2 zeigt.

»Unter Ausnutzung dieser Erkenntnis wird die Unterdrückung von Störechos mit unbekanntem Spektrum ermöglicht. Die Echowerte werden dazu vorab mittels der DFT in den Frequenzbereich transformiert. Durch die große Ersparnis an Rechenoperationen wird eine realzeitliche Störunterdrückung durchführbar.«

Zur Störbefreiung eines jeden Dopplerkanals braucht lediglich jeweils ein Nachbarkanal zur Messung der Störung herangezogen zu werden. Die Ausgangssignale beider Kanäle werden mit Faktoren bewertet und addiert. Die Bewertungsfaktoren ergeben sich aus der entsprechenden spektralen Untsrmatrix nach Gleichung (3) und bedürfen keinerlei Berechnung. Man hat lediglich die inversen Determinanten der Untermatrizen R, zu berechnen und als dopplerfrequenzabhängige Entdeckungsschwelle zu verwenden. Für einen DFT-Kanal der Frequenz/müssen die Werte r_f/, Ay., ,-,, r,_f,_x realzeitlich geschätzt werden. Dies kann sowohl durch Mittelung über mehrere Entfernungselemente wie auch über mehrere sukzessive Abtastfolgen erfolgen.

Ein vorstehend beschriebenes störadaptives Entdeckungssystem gliedert sich in drei Teile: Berechnung der Filterkoeffizienten. Berechnung der von der Dopplerfrequenz abhängigen Entdeckungsschwellen η, und die eigentliche Störunterdrückung nebst Entdeckung. Der einfache Aufbau der spektralen Untermatrizen nach der Gleichung (3) führt zu einer einheitlichen Rechenstruktur, die in allen drei Aufgaben Verwendung findet. Mit Rücksicht darauf, daß im Radarbetrieb hohe Datenraten (typisch: z. B. I MHz) auftreten, wurden die Rechenstrukturen in den F i g. 3 bis 6 für alle Dopplerfrequenzen parallel dargestellt. Es ist in bekannter Weise möglich. Einsparungen durch Multiplexen von schnellen Recheneinheiten zu erreichen.

Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 werden die Echosignale in Form von einzelnen Abtastwerten (bevorzugt digitalisiert) dem Fourier-Transformator FOT zugeführt. Bei Radargeräten mit schriuweiser Raumabtastung (»step scan«) empfiehlt sich die Anwendung der sogenannten schnellen Fourier-Transformation (FFT). während bei Rundsichtradargeräten mit im wesentlichen stetiger Abtastung die rekursive diskrete Fourier-Transformation (DFT) Vorteile bringt. Einzelheiten hierzu sind in der Zeitschrift NTZ. Band 30. 1977. Seite 159 beschrieben. Die einzelnen Entfernungsbereiche sind durch einen entsprechenden Zeitmultiplexbetrieb voneinander getrennt. Am Ausgang des Fourier-Transformators FOT liegen die komplexen Momentanspektren für die verschiedenen Frequenzbereiche vor. welche hier mit/, bis/_v bezeichnet sind, und zwar jeweils zeitlich nacheinander für die verschiedenen Entfernungsbereiche. Insgesamt ist somit der gesamte interessierende Dopplerfrequenzbereich, also im wesentlichen der Bereich zwischen den Festzeichen-Spektrallinien, in Λ^Γ Teilbereiche frequenzmäßig aufgetrennt. Diese .V Teilbereiche können sich auch frequenzmäßig gegenseitig überlappen.

Die verschiedenen Ausgangssignale an den N Ausgangskanälen des Fourier-Transformators FOT geben an. wie stark der jeweilige Kanal durch Empfangssignale belegt ist.

Nachfolgend gilt für die Bezeichnung der einzelnen Schaltungsteile folgende Festlegung:
Anfangsbuchstaben RM = reeller Multiplizierer

Anfangsbuchstaben KM = komplexer Multiplizierer

Anfangsbuchstaben KMH - halber komplexer Multiplizierer

(zwei reelle Multiplikationen zur Berechnung des Betragsquadrats eines komplexen Wertes).
Anfangsbuchstaben KA — komplexer Addierer
Anfangsbuchstaben RA = reeller Addierer.

ίο Jedem der yV Ausgangskanäle ist ein halber komplexer Multiplizierer KMHFl. KMHFl usw. zugeordnet. Diese bilden aus dem jeweiligen Wert/ und dem Wert/* das Produkt (= momentaner Leistungsspektralwert) und geben dieses an nachgeschaltete Addierstufen KAFl. KAFl usw. Der Index, steht hier und nachfolgend für einen der N Kanäle, während * bedeutet, daß es sich um einen konjugiert komplexen Wert handelt. Mittels eines jedem Kanal zugeordneten Registers RGFl. RGFl usw. wird der Ausgangswert der jeweiligen Addition festgehalten, wobei mittels einer Rückführschleife zum jeweiligen Addierer RAFl. RAFl usw. fortlaufend eine Akkumulation der einzelnen Werte bewirkt wird. Dies bedeutet, daß über mehrere Entfernungsbereiche eine Mittelung erfolgt. Diese Mittelung wird zweckmäßig im gesamten Störgebiet vorgenommen, weil Störungen meist - im Gegervttz zu Bewegtzielechosignalen in sehr vielen Entfernungsbereichen auftreten. Information über das Störgebiet erhält man z. B. aus einer Clutterkarte, die aus Falschmeldungen nach Einschalten des MTTs angelegt wurde. Der Registerwert /·,, im Register RGFl stellt somit den für den Kanal/, charakteristischen Wert dar. während z. B. für den Kanal /. der entsprechende Wert r_:: betrag; usw.

is Zur Berechnung der Kreuzk^rrelationswerte wird zwischen den Werten aus aufeinanderfolgenden Kanälen (ζ. Β./, und/.) eine Verknüpfung hergestellt, wozu entsprechende komplexe Multiplizierer KMFIl. KMFIi usw. vorgesehen sind. Der zwischen den Kanälen / und /^, liegende Multiplizierer erhält als Eingangssignal einerseits den Wert des Ausgangssignals von/ und außerdem den Wert von/* ^₁. Das so erhaltene Ergebnis gelangt zu einem komplexen Addierer KAF12. KAFlZ usw.. dem jeweils ein Register RGFIl. RGF13 usw. nachgeschaltet ist. in welchem über die zum jeweiligen Addierer KAFIl, KAFlZ laufende Rückführschleife fortlaufend eine Akkumulation der entsprechenden Werte durchgeführt wird. Das entsprechende, über mehrere Entfernungsbereiche im gestörten Gebiet gemittelte "rgebnis (Kreuzkorrelationswert) ist für die beiden Kanäle mit r,, (für/,./!), r₁₃ (für/,,/₃) usw. bezeichnet und steht zur weiteren Verarbeitung in den Registern RGFIl, RGFlZ usw. zur Verfügung. Allgemein ausgedrückt, steht im Register RGFf der reelle Wert r^ und im Register RGFfJ+1 der komplexe Wert

7/-1·
Aus den in Fig. 3 dargestellten Registerwerten r_u,

r_n usw. werden die Entdeckungsschwellen >/,, η₂ usw.

ermittelt, wobei die zugehörige Schaltungsanordnung in F i g. 4 dargestellt ist. Im einzelnen wird hierzu der Registerwert eines Kanals (z. B. r,,) und der Registerwert des nächsten Kanals (z. B. T₂₂) einem reellen Multiplizierer (z. B. RMSl) zugeführt. Die Ausgänge dieser Multiplizierer RMSl, RMSl usw. sind mit reellen Addierern RASl, RAS2 usw. verbunden. Von den Ausgängen der die aus jeweils zwei benachbarten Kanälen stammenden Registerwerte r_I2, r_v usw. ent-

haltenden Registerstufen RGF12, RGFIi usw. werden halbe komplexe Multiplizierer KMHS12, KMHS23 usw. angesteuert, und zwar einerseits mit dem eigentlichen Wert z. B. r₁₂ und andererseits mit dem konjugiert komplexen Wert z. B. r_n*. Allgemein ausgedrückt bilden die Multiplizierer RMSl, RMS2 usw. das Produkt aus rj-r-rr_+lr_+i, während die Multipliziere; XMHS12, KMHS21 usw. das Produkt aus f/μ-r^r/*/'+1 liefern. Die Ausgänge dieser halben komplexen Multiplizierer KMHS12, KMHS23 usw. sind mit dem Minuseingang der jeweiligen benachbarten Addierer RASXA, RAS\B usw. verbunden und ergeben zusammen mit dem von den reellen Multiplizierem RMSl. RMS2 usw. kommenden Werten eine Differenz, die jeweils als Eingangswert für weitere reelle Addierer RASlB. RAS2B usw. dient. Diesen Addierern wird am jeweils zweiten Eingang der Wert α/, zugeführt, wobei aus der Verknüpfung dieser bei-

.1-.. H/,-.- J ._ CI 11 * «*."._ -4 V -I 1 r."._

UCIl VV CI IC UCI OCIIWCIlWCIt //] IUI UCII IVdIUlI 1, r/2 IUI

den Kanal 2 usw. entsteht. Damit sind für jeden einzelnen der /V Kanäle die Werte für die Entdeckungsschwellen ι/, bis >/,v individuell ermittelt und stehen zur weiteren Verarbeitung zur Verfügung. Der Faktor λ legt nach Gleichung (4) die Falschalarmrate fest, während α einen konstanten Faktor darstellt. Im vorliegenden Beispiel wird das Produkt aus Gleichung (4) durch wiederholtes Addieren von Bruchteilen «■/. des Proportionalitätsfaktors approximiert. a-X ist für alle Kanäle gleich und kann durch Verschieben der Binärzahl ;. nach rechts gewonnen werden.

Die Einzelheiten der adaptiven Störungsunterdrükkung im Frequenzbereich sind in Fig. 5 gezeichnet. Die Darstellung in Fig. 5 zeigt im einzelnen, wie die inversen 2 χ 2-Spektralmatrizen mit der für die Korrelationsschätzung und die Berechnung der Entdekkungsschwellen verwendeten Rechenstruktur zur Filterung gemäß Gleichung (2) verwendet werden. Am Ausgang jeder der /V Kanäle des Fourier-Transformators FOT nach F i g. 3 ist weiterhin je ein halber komplexer Multiplizierer KMHUl, KMHU2 usw. angeschlossen, auf den je ein komplexer Addierer KAUlA, KAU2A usw., je eine Schaltung zur Betragbildung BTUl, BTU2 usw. und je ein weiterer reeller Addierer RAUlB, RAU2B usw. folgt. Der zweite Eingang der Multiplizierer KMHUl, KMHU2 usw. ist bei geradzahligen Kanälen (KMHU2, KMHUA usw.) mit dem Registerinhalt /·,,, r_}} usw. des vorangegangenen Kanals und bei ungeradzahligen Kanälen (KMHUl, KMHUZ usw.) mit dem Registerinhalt r₂₂, r_u des nachfolgenden Kanals aus den Registern RGFl, RGF2 usw. aus Fig. 3 beaufschlagt. Der durch diese Multiplikation erhaltene Wert gelangt zu den komplexen Addierern KAUlA, KAU2A usw., deren Minuseingang jeweils von einem komplexen Multiplizierer KMUU, KMUlA usw. bzw. KMU21, KMUAZ usw. angesteuert wird. Bei geradzahligen Kanälen (z. B./j) werden die zugehörigen Multiplizierer (z. B. KMU12) vom Ausgang des vorangegangenen Kanals (z. B./,), bei ungeradzahligen Kanälen (z. B. Z₂) vom Ausgang des nachfolgenden Kanals (z. B./τ) aus mit Eingangswerten versorgt. Die zum jeweils geradzahligen Kanal (z. B./j) hjnübergeführten Multiplizierer (z. B. KMU12) werden zusätzlich mit dem Faktor r* (z. B. T₁₂*), die zum ungeradzahligen Kanal (z. B. /,) geführten Multiplizierer (z. B. KMU21) mit dem Faktor T_n (z. B. r,) aus dem diesen beiden Kanälen paarweise jeweils gemeinsamen Register RG12, RG 34 usw. versoret.

In jedem der iV Kanäle wird entsprechend Gleichung (3) dem ausgangsseitigen reellen Addierer RAUlB, RAU2B usw. am Minuseingang zusätzlich der Wert >/,, η_} usw., also der Schwellwert aus Fig. 4 zugeführt, und zwar jeweils für zwei benachbarte Kanäle nur einer, vorzugsweise der ungeradzahlige Wert, d. h. für/, und/₂ in beiden Fällen der Wert //,, für/,, /₄ in beiden Fällen der Wert η_} usw. Mit der ausgangsseitig angeschlossenen Schaltung SMS wird aus den

ίο Ausgangswerten der jedem Kanal zugeordneten reellen Addierstufen RAUlB, RAU2B usw. dasjenige Signal ermittelt, welches seinem Betrag nach das größte ist.

Die Betragsbildung in BTUl, BTU2 usw. bzw. in SMS kann vorteilhaft approximativ durch eine Addition erreicht werden. Mittels der Schaltung SMS erfolgt die Bestimmung der Zieldopplerfrequenz, d. h. derjenigen Frequenz, welche durch ein echtes Ziel. z. B. ein Flugzeug, verursacht wird. Für den Fall, daß

;o eine derartige Bestimmung der Zieldopplerfrequenz uninteressant ist, kann an ihre Stelle eine disjunktive Verknüpfung gesetzt werden, die ebenfalls durch eine Subtraktion durchgeführt wird. Es ist daher denkbar, daß die Operationen, welche durch die komplexen

^₅ Addierer RAFl, RASlA, RAUlA, RAUlB usw. sowie die Schaltungen zur Betragbildung BTUl, BTU2 usw. und die Schaltung SMS bewirkt werden, von einer einzigen Reihe von Addierern durchgeführt werden können. Da digitale Addierer sehr billig sind, ist

ίο abzuwägen, ob die Ersparnis den durch Multiplexen in Kauf genommenen zusätzlichen Steuerungsaufwand rechtfertigt.

Mit etwa der gleichen Struktur kann auch eine abgewandelte Filtermethode realisiert werden, die in ihrer Wirkung der in Fig. 5 dargestellten Anordnung entspricht. Einzelheiten hierzu sind in Fig. 6 gezeichnet. In iedem Kanal ist vorßesehen ein Multiplizierer KMVl, KMV2 usw., ein Addierer KA VIA, KA V2B usw., eine Schaltung zur Betragsbildung BTVl.

BTV2 usw. und ein weiterer Addierer RAVlB. RAV2b usw. Die Multiplizierer KMVl, KMV2 usw. erhalten am zweiten Eingang den Registerwert r₂₂, r,, usw. des Registers RGF 2, RGFh usw. des nachfolgenden Kanals. Beim letzten Kanal N wird der Wert r_n des ersten Kanals verwendet. Im Gegensatz zu der Anordnung nach Fig. 5 werden hier jedoch nicht je zwei Kanäle paarweise zur gegenseitigen Dekorrelation zusammengefaßt, sondern je ein Kanal durch seinen rechten (ggf. auch umgekehrt durch seinen Hnken) Nachbarkanal dekorreliert. Hierzu wird das Ausgangssignal des nachfolgenden Kanals (z. B. /₂) einem halben komplexen Multiplizierer (z. B. KMHVIl) zugeführt, dessen zweiter Eingang aus dem Zwischenregister (z. B. RGF12) der Registerwert /y_/+1 (z. B. r_n') zugeführt wird. Das so erhaltene Produkt gelangt zum Minuseingang des benachbarten Addierers z. B. KAVlA. Nachteilig gegenüber Fig. 5 ist, daß alle Schwellwerte ι/,, η₂ usw. berechnet und den Addierern KAVlB, KAV2B usw. zugeführt werden müssen. Gleiches gilt für die Kreuzkorrelationswerte r_n, T₁₃, r_M usw., von denen in Fig. 5 nur die Hälfte benötigt wird.

Die Erfindung stellt eine besonders vorteilhafte Lösung zur adaptiven Unterdrückung von Störechos in

ή5 Radargeräten, insbesondere mit schrittweiser Raumabtastung dar. Das Verfahren arbeitet gleichmäßig gut für beliebige Formen des Stördopplerspektrums, insbesondere auch bei der Überlagerung von mehre-

ren Störeinflüssen mit unterschiedlicher Mittenfrequenz. Die Verluste im Signal-zu-Störleistungsverhältnis sind bei diesem suboptimalen Verfahren nicht größer als 3 dB gegenüber dem optimal erreichbaren Gewinn. Derartig günstige Werte werden von anderen bislang bekannten Verfahren nicht erreicht. Wegen seiner sehr einfachen Rechenstruktur ist das Verfahren gerade für realzeitliche Signalverarbeitung geeignet. Die einfache Struktur führt darüber hinaus zu einem weiteren Vorteil, weil damit die Störungsunterdrückung unempfindlich ist gegenüber schlechter Kondition der Störkovarianzmatrix, wie sie bei stark korrelierten Störungen auftreten kann. Dadurch stellt das Verfahren nur geringe Anforderungen an die Rechengenauigkeit.

In Fig. 7 ist das Blockschaltbild eines Radarempfängers nach der Erfindung dargestellt. Dabei ist die Antenne mit AN, der Sender mit SEN, der Kohärenzosziüator mit COM und der Demodulator für die komplexe Demodulation mit DEM bezeichnet. Die beiden Ausgänge / und Q des Demodulators sind über Abtast- und Halteschaltungen mit jeweils nachgeschalteten A/D-Wandlern (insgesamt mit SAD bezeichnet) mit dem Fourier-Transformator FOT verbunden. Das störadaptive Entdeckungssystem nach der Erfindung ist durch gestrichelte Linien umschlossen und enthält die Störungsunterdrückungsschaltung STU, die Entdeckungsschaltung ENT, die Schaltung zur Korrelationsschätzung KOS (für r,_f; Λγ+ι) und die Schwellenschaltung SWS (für η,). Die Schaltung für die Korrelationsschätzung KOS wird direkt vom Ausgang des Fourier-Transformators FOT angesteuert und ist ausgangsseitig sowohl mit der Störungsunterdrückungsschaltung STU als auch der der Schwellschaltung SWS verbunden. Letztere steuert direkt die Entdeckungsschaltung. Die weitere Verarbeitung erfolgt z. B. in einer Anzeigeschaltung AN2 oder in sonstigen Auswerteschaltungen (z. B. Rechnern).

Das erfindungsgemäße Verfahren unterdrückt ebenfalls Bodenclutterstörungen. Wird dem Fourier-Transformator FOT jedoch je ein MTI-Filier im /- und g-Kanal vorgeschaltet (in F i g. 7 zwischen A/D-Wandier SAD und Fourier-Transformator FOT). so wird damit die Dynamik der Echosignale reduziert. Dies führt zu Ersparnis an Rechengenauigkeit des Fourier-Transformators FOT sowie des nachfolgenden Entdeckungssystems.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Radarempfänger mit kohärenter Integration und mit einer Einrichtung zur Unterdrückung von Störanteilen des Dopplerfrequenzspektrums, in der die Reihenfolge von Störungsunterdrückung und kohärenter Integration derart vertauscht ist, daß die Echowerte erst einer Schaltung zur Durchführung der Fourier-Transformation zugeführt werden und dann gezielt die Unterdrückung der Störanteile durchgeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterdrückung von Wetter, Seegang (Clutter) hervorgerufenen Störanteilen kohärent mittels komplexer Dekorrelation im Frequenzbereich erfolgt, indem jedem-Dopplerkanal wenigstens ein Nachbarkanal zur Störschätzung durch Korrelation zugeordnet ist und der Dopplerkanal und der (die) zugehörige(n) Nachbarkanal (Nachbarkanäle) durch eine komplexe Störunterdrückungsgewichtung verknüpft sind.

2. Radarempfänger nach Anspruch I₁ dadurch gekennzeichnet, daß eine komplexe Störunterdrückungsgewichtung aus den Ausgangssignalen der Diskreten Fourier-Transformation bestimmt wird (Gleichung 2).

3. Radarempfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß statt einer einzigen Störunterdrückungsgewichtung für den gesamten Dopplerbereich mehrere Gewichtungen kleinerer Lange aus Untergruppen der Dopplerkanäle ermittelt werden.

4. Radarempfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Störschätzung unter Verwendung nur eines Nachbarkanals erfolgt, so daß die Länge der Gewichtungen gleich 2 ist.