DE2752338A1

DE2752338A1 - Adaptiv arbeitendes verfahren und radarempfaenger zur unterdrueckung von stoeranteilen des dopplerspektrums

Info

Publication number: DE2752338A1
Application number: DE19772752338
Authority: DE
Inventors: Richard Dr Klemm
Original assignee: Siemens Corp
Current assignee: Siemens Corp
Priority date: 1977-11-23
Filing date: 1977-11-23
Publication date: 1979-05-31
Also published as: CH638319A5; LU80555A1; BE872238A; GB2027310B; NL7807070A; DE2752338C2; IT7830043A0; US4234880A; GB2027310A; IT1100172B; FR2410286B1; FR2410286A1

Description

Adaptiv arbeitendes Verfahren und Radarempfänger zur Unterdrückung von Störanteilen des Dopplerspektrums.

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Unterdrückung von· Störanteilen des Dopplerfre-

quenzspektrums bei einem Radarempfänger mit kohärenter Integration.

Störungen infolge von Reflexionen an bewegten Reflektoren, insbes. Wetter- und SeegangsstörungenxsSnH nffisichtlich ihres Dopplerspektrums unbekannt und die Unterdrückung solcher Störungen bei Radargeräten muß daher adaptiv erfolgen. Filter mit fester übertragungsfunktion wie die bekannten Schaltungen zur Festzeichenunterdrückung (sog. MTI-Filter) versagen hier. Zwei Methoden der adaptiven Unterdrückung von Störechos sind z.Zt. bekannt. Beide Verfahren werden unmittelbar auf die Echowerte, d.h. vor einer eventuellen kohärenten Integration, angewendet. Bei dem sogenannten "clutter locking" wird die Dopplermittenfrequenz des Störspektruma geschätzt und dazu benutzt,den Sperrbereich eines gewöhnlichen MTI-Filters zu verschieben. Dies kann durch Veränderung der Frequenz des Kohärenzoszillators oder durch entsprechende Phaeendrehungen der Echowerte erfolgen. Einzelheiten hierzu sind in "EASCON 73 Record" (1973) IEEE, Seiten 170 bis 176 beschrieben.

J* 1 Ko. / ».9.1977

• S-

Dieses Verfahren hat den Nachteil, daß man zur StörechounterdrUckung auf die Übertragungsfunktion des Filters zur Festzeichenunterdrückung (MTI-Filters) angewiesen ist. Man schiebt den Sperrbereich auf die Mittenfrequenz der Störung, kann sich im übrigen jedoch des Verlauf des Störspektrums, Insbesondere der Bandbreite, nicht anpassen. Das Verfahren versagt gänzlich, wenn die Störung aus der Überlagerung mehrerer Anteile mit unterschiedlicher Mittenfrequenz besteht. Das. genannte Verfahren kann, in Radargeräten mit kontinuierlicher Raumabtastimg angewendet werden. Bei der Verwendung In Radargeräten mit schrittweiser Raumabtastung haben derartige Filterverfanren den Nachteil, daß die Anzahl der Echowerte um die Anzahl der Filterkoeffizienten verkleinert wird. Dies bewirkt eine Verkürzung der Üblicherwelse nachfolgenden kohärenten Integration.

Bei ein·· anderen Verfahren wird die azimutale Korrelation eines Störgebiete« geschätzt und daraus ein Transversalfilter zur Unterdrückung der Störung berechnet.

Dieses Filter erfordert einen relativ komplizierten Algorithmus und ein· größere Rechengenauigkeit (ca. 12 Bit) zur Berechnung der Filterkoeffizienten au« der geschätzten Störkorrelation.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, die Unterdrückung von Störanteilen - im Dopplerspek-

trum zu verbessern. 0—IB der Erfindung wird dies bei einem Verfahre« der eingangs genannten Art dadurch erreicht, daß die Reihenfolge tos StörungsunterdrÜokung und kohärenter Integration derart vertauscht ist, dal die Echowerte zuerst einer Schaltung zur Durohführung der Fourier-Transformation zugeführt werden und dann gesielt die Unterdrückumf tor Störanteile im Frequenzbereich durohftiOmrt wird, um* dtJ au« der optimalen Eatdeckuagsvorsohrlft dadurom «Im suboptlmales, für dem Realzeitbetrieb geeignetes Entdeckuagsverfehren abgeleitet wire, dal aus der Leistungsspektralmatrix zur Hauptdiagonalen symmetrische Untermatrizen gebildet werden, wodurch ein· approximative Dekorrelation der Störanteile errelemt wird.

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Auf diese Weise ist eine gezielte Unterdrückung unerwünschter Störanteile des Dopplerspektrums möglich.

Die Erfindung betrifft auch einen Radarempfänger zur Durchführung des Verfahrens, welcher dadurch gekennzeichnet ist, daß die Abtastwerte einem Fourier-Transformator zugeführt sind, dessen Kanalausgänge mit einer Schaltung zur Berechnung der Filterkoeffizienten verbunden sind, wobei von einer nachfolgenden Schaltung die Höhe der Entdeckungsschwellen ermittelt wird, daß die Kanalausgänge des Fourier-Transformators weiterhin mit einer Schaltung zur Störungsunterdrückung verbunden sind, bei der die Schaltelemente der einzelnen Ubertragungskanäle von der Schaltung zur Berechnung der Filterkoeffizienten sowie von der die Entdeckungsschwellen ermittelnden Schaltung beaufschlagt werden.

Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen entnehmbar.

Die Erfindung und deren Weiterbildungen werden nachfolgend an Hand von Zeichnungen näher erläutert. Ea zeigt: Fig. 1 den Aufbau spektraler Untermatrizen Fig. 2 die Auswahl der 2x2-Untermatrizen Fig. 3 eine Schaltung zur Berechnung der Filterkoeffizienten Fig. 4 eine Schaltung zur Ermittlung der Entdeckungsschwellen Fig. 5 eine erste Schaltung zur adaptiven Störungeunterdrückung im Frequenzbereich

Fig. 6 eine zweite Schaltung zur adaptiven Störungsunterdrückung im Frequenzbereich

Fig. 7 das Blockschaltbild eines Radargerätes nach der Erfindung. Ein wesentlicher Gedanke der Erfindung besteht darin, die Reihenfolge von Störunterdrückung und der kohärenten Integration zu vertauschen, d.h. die Echowerte erst der Fourier-Transformation (entspricht einer Dopplerfilterbank), insbesondere der diskreten Fourier-Transforaation DFT zu unterziehen und die Unterdrückung der Störanteile la Frequenzbereich durchzuführen. Oft StOrechos stoft s ti sch sind, muß ein statistisches Entdeckungverfahren angewendet werden. Aus der Sicht der Optimalfiltertheorie ist es gleichgültig, ob die Störunterdrückung la Zelt- oder la Frequenzbereich

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durchgeführt wird. Die optimale lineare Entdeckungsvorschrift eines Ziels mit unbekannter Dopplerfrequenz 1 in gaußverteilter Störung lautet

max:

* ο"¹

z R

Entscheidung

Ziel vorhanden Kein Ziel

(D

Hierbei sind ζ der Vektor der zeitlichen Echowerte für ein bestimmtes Entfernungselement, R die Kovarianzmatrlx der in ζ enthaltenen Störanteile, s, die Vektoren des erwarteten Zielsignales (Dopplerfilterbank) und Λ die Entdeckungsschwelle. Wegen der hohen Anzahl an Rechenoperationen kann (1) für Realzeltbetrieb vielfach nicht ohne weiteres realisiert werden. Im Frequenzbereich stellt ζ das Spektrum der Echowerte, R die Leistungsspektralmatrix der Störung und S₁ das Spektrum der Zielsignale dar. Die Gesamtheit/|j^rbildet im Frequenzbereich die Einheitsmatrix. Die Anwendung der DFT auf die Störwerte bewirkt eine approximative Dlagonalisierung der Matrix R, falls die Störechos stationär sind, d.h. die meiste Information ist dicht um die Hauptdiagonale von R konzentriert. Dies ist insbesondere bei Radargeräten mit schrittweiser, d.h. nichtstetiger Raumabtastung gegeben»

Der Diagonalisierungseffekt der diskreten Fourier-Transformation (DFT) läßt sich vorteilhaft dazu ausnutzen, um aus der optimalen Entdeckungsvorschrift (1) ein. suboptimales, für Realzeitbetrieb geeignetes Entdeckungsverfahren abzuleiten. Hierzu werden aus der Leistungsspektralmatrix R nach Fig. 1 zur Hauptdiagonalen symmetrische Untermatrizen R_f gebildet. Statt des optimalen Tests (1) wird der suboptimale Test

-1
5f ^Rf ff

(2)

durchgeführt. Venn die Ordnung der R^ klein gegen die Ordnung von R 1st, bedeutet dies eine Ersparnis an Rechenoperationen. Gegenüber (1) entstehen zwar Verluste im erzielbaren Signal-zu-Störleistungsverhältnis, die von der Ordnung der R* abhängen. Die Reduktion der Ordnung ergibt beim übergang von s^ auf s_f bezüglich des Zielsignals keine Verluste, da die kohärente Integration durch die

DFT vorweggenommen wurde und daher das Zielsignal ohnehin nur in

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~*~o VP 8 0 54 BRO

einem Element von s, enthalten ist.

Untersuchungen haben gezeigt, daß es ausreichend ist, für die Untermatrizen Rf die Ordnung 2 anzusetzen. Für beliebige, in einem Radar mit schrittweiser Raumabtastung auftretende Formen des Störspektrums ebenso wie für den Fall der überlagerung mehrerer Störmittenfrequenzen erzielt dies Verfahren Gewinne im Sigaal-zu-Störleistungsverhältnis, die um nicht mehr als 3 dB vom Optimum nach Gleichung (1) abweichen. Hierbei sind zwei Voraussetzungen enthalten, die bei einer Realisierung beachtet werden müssen:

a) Das Zielsignal liegt in der Mitte der übertragungsfunktion eines Dopplerkanals. Dies kann bei der Entdeckung von Zielen mit unbekannter Dopplerfrequenz dadurch annähernd erreicht werden, daß eine Vielzahl von Dopplerfiltern mit einander stark Überlappenden Durchlaßcharakeristlken angeordnet wird. Derartige Anordnungen sind z.B. in NTZ (1972), Heft 2, S. 72, beschrieben.

b) Die Multiplikation der Ausgangssignale zweier benachbarter DFT-Kanäle mit der inversen 2x2-Matrix bewirkt eine Dekorrelation der beiden Kanäle, wobei der eine Jeweils dem anderen als Referenzkanal, d.h. zur Messung der Störung, dient. Die beiden Kanäle sollten zueinander orthogonal sein, damit ein Zielsignal möglichst nur in einem der beiden Kanäle auftritt. Werden also, wie in a) gefordert, mehr Dopplerfilter angeordnet, als dem orthogonalen Raster der DFT entspricht, sollte zur Dekorrelation eines Jeden Kanals nicht der unmittelbare Nachbarkanal, sondern ein anderer, vorzugsweise der nächste orthogonale Kanal gewählt werden.

Die Beschränkung auf 2x2-Matrizen bringt den Vorteil mit sich, daß die Matrixinversionen nur sehr wenige Rechenoperationen (3 reelle Multiplikationen für die Determinante) benötigt:

Für ,

I f,f ^rf,f+1

^rf+1,f+1

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- 3.

1st bekanntlich

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^rf,f

Die Divisionen der Matrixelemente durch die reelle Determinante können dadurch eingespart werden, daß man die Determinante auf die rechte Seite von (2) bringt. Dies entspricht dann einer von f, d.h. von der Frequenz abhängigen Regelung der Entdeckungs-

schwelle:

^rf₊1,f₊1

In der Gesamtheit aller einander Überlappender 2x2-Untermatrizen gemäß Flg. 1 tritt eine jede Dopplerfrequenz zweimal auf. Es '* genügt jedoch, sich auf eine,der jeweils zwei zu beschränken. Damit kann jede zweite Untermatrix weggelassen werden. Man kommt zu einem Auswahlschema wie es Flg. 2 zeigt.

Das erfindungsgemäße Verfahren bewirkt eine approximative Dekorre-

^tw lation und damit Unterdrückung von StOrechos mit unbekanntem Spektrum. Die Echowerte werden vorab mittels der DFT in den Frequenzbereich transformiert, dies führt zu dem beschriebenen suboptimalen Verfahren, das sich durch große Ersparnis an Rechenoperationen auszeichnet und daher für die realzeitliche Störunterdrückung

²^ tauglich ist. Zur Störbefreiung eines jeden Dopplerkanals braucht lediglich jeweils ein Nachbarkanal zur Messung der Störung herangezogen zu werden. Die Ausgangseignale beider Kanäle werden mit Faktoren bewertet und addiert. Die Bewertungsfaktoren ergeben sich aus der entsprechenden spektralen Untermatrix nach Gleichung

(3) und bedürfen keinerlei Berechnung. Man hat lediglich die Inversen Determinanten der Untermatrizen R_f zu berechnen und als dopplerfrequenzabhängige Entdeckungsschwelle zu verwenden. Für einen DFT-Kanal der Frequenz f müssen die Werte r_{f f}, r_{f+1 i+1}, *V ψ^λ realzeitlich geschätzt werden. Dies kann sowohl durch MIt-

•*^J telung über mehrere Entfernungselemente wie auch über mehrere sukzessive Abtastfolgen erfolgen.

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.40'

Ein störadaptives Entdeckungssystem auf der Basis des vorstehend beschriebenen Verfahrens gliedert sich In drei Teile: Berechnung der Filterkoeffizienten, Berechnung der von der Dopplerfrequenz abhängigen Endeckungsschwellen ^ f und die eigentliche Störunterdrllckung nebst Entdeckung. Der einfache Aufbau der spektralen Untermatrizen nach der Gleichung (3) führt zu einer einheitlichen Rechenstruktur, die in allen drei Aufgaben Verwendung findet. Mit Rücksicht darauf, daß im Radarbetrieb hohe Datenraten (typisch: z.B. 1 MHz) auftreten, wurden die Rechenstrukturen in den Figuren 3 bis 6 für alle Dopplerfrequenzen parallel dargestellt. Es ist in bekannter Weise möglich, Einsparungen durch Multiplexen von schnellen Recheneinheiten zu erreichen.

Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 werden die Echosignale in Form von einzelnen Abtastwerten (bevorzugt digitalisiert) dem Fourier-Transformator FOT zugeführt. Bei Radargeräten mit schrittweiser Raumabtastung ("step scan") empfiehlt sich die Anwendung der sogenannten schnellen Fourier-Transformation (FFT), während bei Rundsichtradargeräten mit im wesentlichen stetiger Abtastung die rekursive diskrete Fourier-Transformation (DFT) Vorteile bringt. Einzelheiten hierzu sind in der Zeitschrift NTZ, Band 30, 1977, Seite 199 beschrieben. Die einzelnen Entfernungsbereiche sind durch einen entsprechenden Zeitmultiplexbetrieb voneinander getrennt. Am Auegang des Fourier-Transformators FOT liegen die

komplexen Momentanspektren für die verschiedenen Frequenzbereiche

jeweils .zeitlich

vor, welche hler mit f₁ bis f_N bezeichnet sind, und zwar/nacheinander für die verschiedenen Entfernungsbereiche. Insgesamt ist somit der gesamte interessierende Dopplerfrequenzbereich, also im wesentlichen der Bereich zwischen den Festzeichen-Spektrallinien, in N Teilbereiche frequenzmäßig aufgetrennt. Diese N Teilbereiche können sLch auch frequenzmäßig gegenseitig überlappen.

Die verschiedenen Ausgangssignale an den N Auegangskanälen des Fourier-Transformators FOT geben an, wie stark der Jeweilige Kanal durch Empfangssignale belegt ist.

Nachfolgend gilt für die Bezeichnung der einzelnen Schaltungsteile folgende Festlegung:

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77P 80 54 BRO Anfangsbuchstaben RM * reeller Multiplizierer Anfangsbuchstaben KM * komplexer Multiplizierer Anfangsbuchstaben KMH » halber komplexer Multiplizierer (zwei reelle Multiplikationen zur Berechnung des Betragsquadrats eines komplexen Wertes).

Anfangsbuchstaben KA « komplexer Addierer Anfangsbuchstaben RA « reeller Addierer.

Jedem der N Ausgangskanäle ist ein halber komplexer Multiplizierer

KMHF1, KMHF2 usw. zugeordnet. Diese bilden aus dem Jeweiligen Wert ff und dem Wert f£ das Produkt (»momentaner Leistungsspektralwert) und geben dieses an nachgeschaltete Addierstufen KAF1, KAF2 usw.. Der Index - steht hier und nachfolgend für einen der N Kanäle, während * bedeutet, daß es sich um einen konjugiert komplexen

^ Wert handelt. Mittels eines jedem Kanal zugeordneten Registers RGF1, RGF2 usw. wird der Ausgangswert der jeweiligen Addition festgehalten, wobei mittels einer RUckfÜhrschleife zum jeweiligen Addierer RAF1, RAF2 usw. fortlaufend eine Akkumulation der einzelnen Werte bewirkt wird. Dies bedeutet, daß über mehrere Entfernungsbereiche eine Mittelung erfolgt. Diese Mittelung wird zweckmäßig im gesamten Störgebiet vorgenommen, weil Störungen meist im Gegensatz zu Bewegtzielechosignalen - in sehr vielen Entfernungsbereichen auftreten. Information über das Störgebiet erhält man z.B. aus einer Clutterkarte, die aus Falschmeldungen nach Einschalten des MTI's angelegt wurde. Der Registerwert r^ in Register RGFI stellt somit den für den Kanal f* charakteristischen Wert dar, während z.B. für den Kanal fp der entsprechende Wert r^? beträgt usw.

Zur Berechnung der Kreuzkorrelationswerte wird zwischen den Werten aus aufeinanderfolgenden Kanälen (z.B. f₁ und f₂) eine Verknüpfung hergestellt, wozu entsprechende komplexe Multiplizierer KMF12, KMF23 usw. vorgesehen sind. Der zwischen den Kanälen f_f und f_f+1 liegende Multiplizierer erhält als Eingangssignal einerseits den Wert des Ausgangssignals von f_f und außerdem den Wert von f|₊₁. Das so erhaltene Ergebnis gelangt zu einem komplexen Addierer KAF12, KAF23 usw., dem jeweils ein Register RGF12, RGF23 usw. nachgeschaltet 1st, in welchem über die zum jeweiligen Addierer KAF12, KAF23 laufende RückfUhrschleife fortlaufend eine Akkumulation der entsprechenden Werte durchgeführt wird. Das entsprechende, über mehrere Entfernungebereiche im gestörten Gebiet gemitteltt Ergebnis (Kreuzkorrelationewert) ist für die beiden Kanäle mit r_i9(fttr f.,f₉),r₉,

909822/0084 ι ζ 23

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(für fp»^f3) ^usw· bezeichnet und steht zur weiteren Verarbeitung in den Registern RGF12, RGF23 usw. zur Verfügung. Allgemein ausgedrückt, steht im Register RGFf der/ftlri¹^ _f und im Register RGFf,f+1 der komplexe Wert r_f

Aus den in Fig. 3 dargestellten Registerwerten r^, r₁₂ usw. werden die Entdeckungsschwellen T)^,η ₂ usw. ermittelt, wobei die zugehörige Schaltungsanordnung in Fig. 4 dargestellt ist. Im einzelnen wird hierzu der Registerwert eines Kanals (z.B.r.,^) und der Registerwert des nächsten Kanals (z.B.r₂₂) einem reellen Multiplizierer (z.B. RMS1) zugeführt. Die Ausgänge dieser Multiplizierer RMS1, RMS2 usw. sind mit reellen Addierern RAS1, RAS2 usw. verbunden. Von den Ausgängen der die aus jeweils zwei benachbarten Kanälen stammenden Registerwerte r₁₂, ^r23 ^usw· enthaltenden Registerstufen RGF12, RGF23 usw. werden halbe komplexe Multiplizierer KMHS12, KMHS23 usw. angesteuert, und zwar einerseits mit dem eigentlichen Wert z.B. r^₂ und andererseits mit dem konjugiert komplexen Wert z.B. r^₂· Allgemein ausgedrückt bilden die Multiplizierer RMS1. RMS2 usw. das Produkt aus r_f f*r^₊₁ f₊i> während die Multiplizierer KMHS12, KMHS23 usw. das Produkt aus r_f £+<]·*·$ f₊ <\ liefern. Die Ausgänge dieser halben komplexen Multiplizierer KMHS12, KMHS23 usw. sind mit dem Minuseingang der Jeweiligen benachbarten Addierer RAS1A, RAS1B usw. verbunden und ergeben zusammen mit dem von den reellen Multiplizierern RMS1, RMS2 usw. kommenden Werten ■* eine Differenz, die jeweils als Eingangswert für weitere reelle Addierer RAS1B, RAS2B usw. dient. Diesen Addierern wird am jeweils zweiten Eingang der Wert& . ^zugeführt, wobei aus der Verknüpfung dieser beiden Werte der Schwellwert ^ ₁ für den Kanal 1, \ ₂ für den Kanal 2 usw. entsteht. Damit sind für jeden einzelnen der N Kanäle die Werte für die Entdeckungsschwelien ^ ₁ bisTJ_n individuell ermittelt und stehen zur weiteren Verarbeitung zur Verfügung. Der Faktor/i legt nach Gleichung (4) die Falschalarmrate fest, während<X einen konstanten Faktor darstellt. Im vorliegenden Bei spiel wird das Produkt aus Gleichung (4) durch wiederholtes Addieren von Bruchteilen OC . }\ des Proportionalitätsfaktors approximiert. #. Λ ist für alle Kanäle gleich und kann durch Verschieben der Binärzahl A nach rechts gewonnen werden.

Die Einzelheiten der adaptiven StörungsunterdrUckung im Frequenz-40

bereich sind in Fig. 5 gezeichnet. Die Darstellung in Fig'. 5

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zeigt im einzelnen, wie die inversen 2x2-Spektralmatrizen mit der für die Korrelationsschätzung und die Berechnung der Entdeckungsschwellen verwendeten Rechenstruktur zur Filterung gemäß Gleichung (2) verwendet werden. Am Ausgang jedes der N Kanäle des Fourier-Transformators FOT nach Fig. 3 ist weiterhin je ein halber komplexer Multiplizierer KMHU1, KMHU2 usw. angeschlossen, auf den je ein komplexer Addierer KAU1A, KAU2A usw., je eine Schaltung zur Betragbildung BTU1, BTU2 usw. und je ein weiterer reeller Addierer RAU1B, RAU2B usw. folgt. Der zweite Eingang der Multiplizierer KMHU1, KMHU2 usw. ist bei geradzahligen Kanälen (KMHU2, KMHU4 usw.) mit dem Registerinhalt r^, r„ usw. des vorangegangenen Kanals und bei ungeradzahligen Kanälen (KMHU1, KMHU3 usw) mit dem Registerinhalt Γρρ» z*44 des nachfolgenden Kanals aus den Registern RGF1, RGF2 usw. aus Fig. 3 beaufschlagt. Der durch diese Multiplikatlon erhaltene Wert gelangt zu den komplexen Addierern KAU1A, KAU2A usw., deren Minuseingang jeweils von einem komplexen Multiplizierer KMÜ12, KMÜ34 usw. bzw. KMU21, KMU43 usw. angesteuert wird. Bei geradzahligen Kanälen (z.B. f₂) werden die zugehörigen Multiplizierer (z.B. KMU12) vom Ausgang des vorangegangenen Kanals (z.B. £|), bei ungeradzahligen Kanälen (z.B. f₂) vom Ausgang des nachfolgenden Kanals (z.B. f~) aus mit Eingangsworten versorgt. Die zum jeweils geradzahligen Kanal (z.B. f₂) hinübergeführten Multiplizierer (z.B. KM012) werden zusätzlich mit dem Faktor r* (z.B.rf₂),/znfi ungeradzahligen Kanal (z.B. f^) geführten Multiplizierer (z.B.KMU2i) mit dem Faktor r^z.B.r,,) aus dem diesen beiden Kanälen paarweise jeweils gemeinsamen Register RG12, RG34 usw. versorgt.

In jedem der N Kanäle wird entsprechend Gleichung (3) dem ausgangsseitigen reellen Addierer RAU1B, RAÜ2B usw. am Minuseingang zusätzlich der Wert ^₁,7? 3 usw. ,also der Schwellwert aus Fig. 4 zugeführt und zwar jeweils für zwei benachbarte Kanäle nur einer , vorzugsweise der ungeradzahlige Wert, d.h. für f₁ und f₂ in beiden Fällen der Wert ^₁* für t_y f₄ in beiden Fällen der Wert ^₃ usw.. Mit der ausgangsseitig angeschlossenen Schaltung SMS wird aus den Ausgangswerten der jedem Kanal zugeordneten reellen Addierstufen RAÜ1B, RAU2B usw. dasjenige Signal ermittelt, welches seinem Betrag nach das grüßte 1st.

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Die Betragsbildung in BTU1, BZU2 usw. bzw. in SMS kann vorteilhaft approximativ durch eine Addition erreicht werden. Mittels der Schaltung SMS erfolgt die Bestimmung der Zieldopplerfrequenz, d.h. derjenigen Frequenz, welche durch ein echtes Ziel, z.B. ein Flugzeug, verursacht wird. Für den Fall, daß eine derartige Bestimmung der Zieldopplerfrequenz uninteressant ist, kann an ihre Stelle eine disjunktive Verknüpfung gesetzt werden, die ebenfalls durch eine Subtraktion durchgeführt wird. Es ist daher denkbar, daß die Operationen, welche durch die komplexen Addierer RAF1, RAS1A, RAU1A, RAÜ1B usw. sowie die Schaltungen zur Betragbildung BTU1, BTU2 usw. und die Schaltung SMS bewirkt werden, von einer einzigen Reihe von Addierern durchgeführt werden können. Da digitale Addierer sehr billig sind, ist abzuwägen, ob die Ersparnis den durch Multiplexen in Kauf genommenen zusätzlichen Steuerungsaufwand rechtfertigt.

Mit etwa der gleichen Struktur kann auch eine abgewandelte Filtermethode realisiert werden, die in ihrer Wirkung der in Fig. 5 dargestellten Anordnung entspricht. Einzelheiten hierzu sind in Fig. gezeichnet. In jedem Kanal ist vorgesehen ein Multiplizierer KMV1, KMV2 usw., ein Addierer KAV1A, KAV2B usw., eine Schaltung zur Betragsbildung BTV1, BTV2 usw. und ein weiterer Addierer RAV1B, RAV2b usw.. Die Multiplizierer KMV1, KMV2 usw. erhalten am zweiten Eingang den Registerwert r₂₂, r,, usw. des Registers RGF2, RGF3 usw. des nachfolgenden Kanals. Beim letzten Kanal N wird der Wert r^ des ersten Kanals verwendet. Im Gegensatz zu den Anordnung nach Fig. 5 werden hier jedoch nicht je zwei Kanäle paarweise zur gegenseitigen Dekorrelation zusammengefaßt, sondern je ein Kanal durch seinen rechten (ggf. auch umgekehrt durch seinen linken) Nachbarkanal dekorrel iert. Hierzu wird das Ausgangssignal des nachfolgenden Kanals (z.B. f₂) einem halben komplexen Multiplizierer (z.B. KMHV21) zugeführt, dessen zweiter Eingang aus dem Zwischenregister (z.B. RGF12) der Registerwert rj _f+1(z.B. r^₂) zugeführt wird. Das so erhaltene Produkt gelangt zum Minuseingang des benachbarten Addierers z.B. KAV1A. Nachteilig gegenüber Fig. 5 ist, daß alle Schwellwerte ^ ₁, ^ ₂ usw. berechnet und den Addierern KAV1B, KAV2B usw. zugeführt werden müssen. Gleiches gilt für die Kreuzkorrelationswerte r₁₂, T^y r,^ usw., von denen in Fig. 5 nur di· Hälfte benötigt wird.

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- AS-

Die Erfindung stellt eine besonders vorteilhafte Lösung zur adaptiven Unterdrückung von Störechos in Radargeräten, insbesondere mit schrittweiser Raumabtastung dar. Das Verfahren arbeitet gleichmäßig gut für beliebige Formen des Stördopplerspektrums, insbesondere auch bei der Überlagerung von mehreren Störeinflüssen mit unterschiedlicher Mittenfrequenz. Die Verluste im Signalzu-Störleistungsverhältnis sind bei diesem suboptimalen Verfahren nicht größer als 3 dB gegenüber dem optimal erreichbaren Gewinn. Derartig günstige Werte werden von anderen bislang bekannten Verfahren nicht erreicht. Wegen seiner sehr einfachen Rechenstruktur ist das Verfahren gerade für realzeitliche Signalverarbeitung geeignet. Die einfache Struktur führt darüber hinaus zu einem weiteren Vorteil, weil damit die Störungsunterdrückung unempfindlich ist gegenüber schlechter Kondition der Störkovarianzmatrix, wie sie bei stark korrelierten Störungen auftreten kann. Dadurch stellt das Verfahren nur geringe Anforderungen an die Rechengenauigkeit.

In Fig 7 ist das Blockschaltbild eines Radarempfängers nach der

Erfindung dargestellt. Dabei ist die Antenne mit AN, der Sender mit SEN, der Kohärenzoszillator mit COH und der Demodulator für die komplexe Demodulation mit DEM bezeichnet. Die beiden Ausgänge I und Q des Demodulators sind über Abtast- und Halteschaltungen mit jeweils nachgeschalteten A/D Wandlern (insgesamt mit SAD bezeichnet) mit dem Fourier-Transformator FOT verbunden. Das störadaptive Entdeckungssystem nach der Erfindung ist durch gestrichelte Linien umschlossen und enthält die Störungsunterdrückungsschaltung STU, die Entdeckungsschaltung ENT, die Schaltung zur Koirelationsschätzung KOS (für r_{f f}; r_{f f+1}) und die Schwellen-

schaltung SWS(für^_f). Die Schaltung für die Korrelationsschätzung KOS wird direkt vom Ausgang des Fourier-Transformators FOT angesteuert und ist ausgangsseitig sowohl mit der Störungeunterdrückungsschaltung STU als auch der der Schwellschaltung SWS verbunden. Letztere steuert direkt die Entdeckungsschaltung. Die weitere Verarbeitung erfolgt z.B. in einer Anzeigeschaltung AN2 oder in sonstigen Auswerteschaltungen (z.B. Rechnern).

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77P 8 0 5 4 BRO « Αν)-

Das erfindungsgemäße Verfahren unterdrückt ebenfalls Bodenclutterstörungen. Wird dem Fourier-Transformator FOT jedoch je ein MTI-Filter im I- und Q-Kanal vorgeschaltet (in Fig. 7 zwischen A/D-Wandler SAD und Fourier-Transformator FOT), so wird damit die Dynamik der Echosignale reduziert. Dies führt zu Ersparnis an Rechengenauigkeit des Fourier-Transformators FOT sowie des nachfolgenden Entdeckungssystems.

11 Ansprüche
7 Figuren

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. 47-.

L e e r s e 11

Claims

77P 80 54 BRQ Patentansprüche

1. Adaptiv arbeitendes Verfahren zur Unterdrückung von

Störanteilen des Dopplerfrequenzspektrums

bei einem Radarempfänger mit kohärenter Integration, dadurch gekennzeichnet , daß tSte'Tleiheiifolge von StörungsunterdrUckung und kohärenter Integration derart vertauscht ist, daß die Echowerte zuerst einer Schaltung zur Durchführung der Fourier-Transformation zugeführt werden und dann gezielt die Unterdrückung der Störanteile im Frequenzbereich durchgeführt wird, und daß aus der optimalen Entdeckungsvorschrift dadurch ein suboptimales, für den Realzeitbetrieb geeignetes Entdeckungsverfahren abgeleitet wird, daß aus der Leistungsspektralmatrix (R) zur Hauptdiagonalen symmetrische Untermatrizen (R_f) gebildet werden, wodurch eine approximative Dekorrelation der Störanteile erreicht wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ordnung der Untermatrizen (R_f) klein gewählt ist gegenüber der Ordnung der Leistungsspektralmatrix (R).

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Untermatrizen die Ordnung 2 aufweisen.

4. Verfahren nach den vorhergehenden Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, daß die Verknüpfung der 'Ausgangssignale der einzelnen Kanäle der diskreten Fourier-Transformation so vorgenommen wird, daß ein Zielsignal jeweils im wesentlichen nur in einem Kanal auftritt und der andere Kanal nur als Referenzkanal zur Messung des Störsignals und zur Dekorrelation dient.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß insbesondere bei mehreren Dopplerfiltern mit Überlappenden Durchlaßbereichen, die Dekorrelation nicht mit dem jeweiligen Nachbarkanal sondern mit einem anderen, vorzugsweise dem nächsten nicht überlappenden Kanal durchgeführt wird.

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" ^Ψ I VP 8 0 54 BRD

6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, daß die Untermatrizen (R^) so gewählt werden, daß sie sich nicht gegenseitig überlappen (Fig. 2).

7. Radarempfänger zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwerte einem Fourier-Transformator (FOT) zugeführt sind, dessen Kanalausgänge (f., bis f_N) mit einer Schaltung zur Berechnung der Filterkoeffizienten (r in Fig. 3) verbunden sind, wobei von einer nachfolgenden Schaltung die Höhe der Entdeckungsschwellen (η in Fig. 4) ermittelt wird, daß die Kanalausgänge (f-j bis %) des Fourier-Transformators (FOT) weiterhin mit einer Schaltung zur Störungsunterdrückung (Fig. 5, Fig. 6) verbunden sind, bei der die Schaltelemente der einzelnen Übertragungskanäle von der Schaltung zur Berechnung der Filterkoeffizienten (r in Fig. 3) sowie von der die Entdeckungsschwellen (^ in Fig. 4) ermittelnden Schaltung beaufschlagt werden.

8. Radarempfänger nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, daß von jedem Ausgangskanal (f., f«...) und von Jeweils zwei benachbarten Kanälen (z.B. f^, f«; f₂» ^*? ···) des Fourier-Transformators (FOT in Fig. 3) der momentane Leistungsspektralwert (z.B. f₁· f..*; ί,,'ίρ*»···) gebildet und daraus jeweils eine Mittelung über mehrere Entfernungskanäle (z.B. RAF1 und RGF1; KAF12 und RGF12 ...) durchgeführt wird, wobei die so erhaltenen Werte ( z.B. T₁₁; x\j₂) als Registerwerte zur Berechnung der Entdeckungsschwellen (Fig4 ) und zur Störungsunterdrückung (Fig.5_f Fig. 6) bereitgestellt sind.

9. Radarempfänger nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittelung nur im Störgebiet vorgenommen wird.

10. Radarempfänger nach einem der Ansprüche 7 bis 9 » dadurch gekennzeichnet, daß aus den Filterkoeffizienten (r) und durch kreuzweise Verknüpfung von aufeinanderfolgenden Kanalpaaren (z.B. f«j und f₂; f, und f^ in Fig. 5) die Dekorrelation durchgeführt und mittels einer Schaltung zur Maximumsuche (SMS) der durch Zielechosignale belegte Kanal ermittelt wird.

'"* - 77P 80 54 BRD

11. Radarempfänger nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß aus den Filterkoeffizienten (r) und durch Verknüpfung mit Jeweils einem benachbarten Kanal (z.B. von f. mit f in Fig. 6) die Oekorrelation durchgeführt uncjinittels einer Schal tung zur Maximumsuche (SMS) der durch Zielechosignale belegte Ka nal ermittelt wird.