DE2751886A1 - Monolithisch integrierte, rueckgekoppelte verstaerkerschaltung - Google Patents

Description

Anmelderin: International Business Machines Corporation, Armonk, N.Y., 10504

ne-cn

Monolithisch Integrierte, rückgekoppelte Verstärkerschaltung

Die Erfindung bezieht sich auf monolithisch integrierte, rückgekoppelte Verstärkerschaltungen und insbesondere auf solche Schaltungen, die für eine gewünschte Verstärkung entworfen werden, die einheitlich ist für alle Halbleiterplättchen eines Produktionslaufes.

Die Verwendung von Rückkopplungswiderständen bei einem Verstärker mit hohem Verstärkungsfaktor zur Erzeugung einer vorgegebenen Gesamtverstärkung, die stabil ist und nicht mit den Parametern der Komponenten variiert, ist in Schaltungen üblich, die aus diskreten Komponenten aufgebaut sind. Eine direkte Übertragung solcher Schaltungen auf in Halbleiterplättchen realisierten, integrierten Schaltungen ist jedoch nicht befriedigend. Die erforderlichen Widerstände beanspruchen einen übermäßigen Teil der Fläche des Halbleiterplättchens und erzeugen eine große Verlustwärme. Auch schließt die Verwendung von Rückkopplungswiderständen sowohl einen Eingang mit niedriger Impedanz ein als auch eine Stromsenke am Ausgang des Verstärkers, beides Faktoren, die aktive Komponenten höherer Leistung verlangen, von denen jede mehr Fläche auf dem Halbleiterplättchen beansprucht als normale Komponenten.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine monolithisch integrierte, rückgekoppelte Verstärkerschaltung zu schaffen, die eine hohe Eingangsimpedanz aufweist und keine passiven Impedanzen oder Komponenten mit großem Leistungsverbrauch erfordert und daher nur eine kleine Fläche eines Halbleiterplättchens beansprucht, und die so entworfen werden kann^ daß sie einen vorgegebenen Verstärkungsfaktor trotz weiter Variationen der prozeßbezogenen Parameter zwischen verschiede-

¹^⁹⁷⁶⁰⁰² 80982 5/06 54

- 3 nen Halbleiterplättchen besitzt.

Diese Aufgabe wird durch eine monolithisch integrierte, rückgekoppelte Verstärkerschaltung gelöst, die durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 genannten Merkmale charakterisiert ist.

Im folgenden wird die Erfindung anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispieles in Verbindung mit den Zeichnungen näher beschrieben, von denen zeigt:

Fig. 1 das Schaltbild eines Feldeffekt-Transistors

und die Bezeichnung seiner Arbeitsparameter,

Fig. 2 ein Schaltbild des bevorzugten Ausführungsbeispieles des Verstärkers gemäß der Erfindung.

Die Verwendung der Rückkopplung bei einem Verstärker mit hohem Verstärkungsfaktor mit dem Ziel, einen stabilen und genauen Gesamtverstärkungsfaktor zu erzielen, ist in der elektronischen Schaltungstechnik üblich. Aus Gründen der Frequenzunabhängigkeit und der Linearität wird die Rückkopplung über Widerstände vorgenommen und der Verstärkungsfaktor kann durch das Verhältnis des Rückkopplungswiderstandes und eines Widerstandes der Eingangsschaltung festgelegt werden. Jedes gewünschte Verhältnis kann leicht erreicht werden, so daß der Verstärkungsfaktor der Schaltung recht genau eingestellt werden kann.

Beim Entwurf monolithisch integrierter Halbleiterschaltungen erfordern Widerstände einen übermäßig großen Flächenanteil des Halbleiterplättchens. Auch die Stromsenke durch den Rückkopplungswiderstand erfordert, daß die Ausgangsstufe des Verstärkers so entworfen ist, daß sie Leistung liefert, was eine größere Fläche des Halbleiterplättchens für die Ausgangskomponenten bedeutet. Die offenbarte Schaltung sorgt für die Rückkopplung durch die Verwendung aktiver Feldeffekt-Transistoren anstelle von Widerständen und kann bei einem Halbleiterplätt-

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chen angewandt werden, ohne daß eine große Fläche dafür benötigt wird.

In der Schaltung nach Fig. 2 handelt es sich bei dem Verstärker 10 um einen üblichen Operationsverstärker. Er kann eine sehr hohe Verstärkung zwischen Eingang und Ausgang aufweisen, z.B. eine Verstärkung von 1000 oder mehr, aber die Verstärkung braucht nicht genau eingestellt zu werden und nicht linear zu sein. Beide Faktoren können mit den Herstellungsbedingungen variieren. Der Verstärker 10 hat zwei Eingänge, einen unteren, mit 11 bezeichneten, der mit dem Massepotential oder einer Bezugsspannung verbunden ist, und einen oberen Eingang 12, dem das Eingangssignal zugeführt wird und der ein im Hinblick auf den Verstärkerausgang 13 invertierender Eingang ist.

Ein Eingangssignal wird den Eingangsklemmen 14 und 15 zugeführt, die mit dem Gate eines Feldeffekt-Transistors 16 und mit dem Massepotential verbunden sind. Die Feldeffekt-Transistoren werden im folgenden kurz mit FET bezeichnet. Die Drain-Elektrode des FET 16 ist mit dem Pluspol 17 einer Spannungsquelle verbunden und seine Source-Elektrode mit dem Eingang 12 des Verstärkers 10. Ein zweiter FET 18 ist dem FET 16 parallel geschaltet, so daß seine Drain-Elektrode ebenfalls mit dem positiven Pol 17 der Spannungsquelle verbunden ist und seine Source-Elektrode mit dem Verstärkereingang 12, aber sein Gate ist an den Ausgang 13 des Verstärkers 10 angeschlossen. Die Source-Elektroden ' beider FET 16 und 18 und der Eingang 12 sind über einen Konstantstromregler 20 mit dem negativen Pol 21 der Spannungsquelle verbunden. Beide FET sind vorzugsweise vom Verarmungstyp, die normalerweise leiten, wenn an der Gate-Elektrode und

der Source-Elektrode die gleiche Spannung anliegt. Hie das bei _: FET üblich ist, ist die Gate-Impedanz von FET 16 sehr hoch, J so daß kein Eingangsstrom erforderlich ist, undjder Verstärker J ist gut geeignet für Anwendungen, in denen keine großen Lastströrne erforderlich sind, wie beispielsweise in Abtast- und Halteschaltungen.

«* *⁷⁶ °°² 809825/0654

Beim Betrieb werden der Strom durch den Regler 20 und die Versorgungsspannung, während sich die Eingänge 11 und 14 auf Massepotential befinden, so lange geregelt, bis die Spannung am Verstärkereingang 12 den gleichen Pegel aufweist wie die Spannung am Eingang 11 oder sich auf dem virtuellen Massepotential befindet. Der Ausgang des Verstärkers 13 befindet sich dann ebenfalls auf Massepotential, so daB die Gate-Elektrode von FET 18 sich ebenfalls auf Massepotential befindet. Beide FET 16 und 18 nüssen im linearen Arbeltsbereich arbeiten.

Jedes Anwachsen der Eingangsspannung an der Klemme 14 ist die Ursache dafür, daB der FET 16 einen verringertem Widerstand zeigt, und daher einen geringeren Spannungsabfall, so daB die Spannung am Eingang 12 positiv wird. Diese positive Spannung an Eingang 12 wird durch den Verstärker 10 verstärkt und invert tiert, um eine negative Spannung am Ausgang 13 zu erzeugen, die der Gate-Elektrode von FET 18 zugeführt wird, um seinen Widerstand zu erhöhen. Die Spannung an der Gate-Elektrode von ; ;FET 18 ist eine solche, daB nur eine geringe Gesamtänderung in den Widerstand der Kombination aus den FET 16 und 18 vorhanden ist. Damit ist die Spannungsänderung am Eingang 12 ver- !nachlässigbar, so daß der Eingang 12 sich stets auf den virtu- ;eilen Massepotential befindet. Die Ausgangsspannung des Ver-ίstärkers 10 ist stets invertiert zu der Eingangsspannung an der KluiiWM 14 und steht zu dieser in einen Verhältnis, das von 'der Beziehung der Entwurfsparameter für die FET's 16 und 18 abhängt.

IM die Beziehung zwischen den bei der Entwicklung der FET 's 16 und 18 zu benutzenden Parameter zu verstehen, ist es wünschens-f wert, die nathematische Beschreibung der Transistoren in Ver- , bindung nlt Fig. 1 zu betrachten. Der Drain-Strom I_ für den linearen Bereich ist durch die Beziehung gegeben

^VDS

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für Vgg > V_T und

^VDS < ^(VGS - V

worin ist

ρ die effektive Beweglichkeit der Kanalelektronen, C die Gate-Kapazität pro cm ,
r das effektive Verhältnis der Kanalweite zur Kanallänge

des FET,

Vgg die Gate-Source-Spannung,
V„ die Schwellspannung und
V^₃ die Drain-Source-Spannung des FET.

Im Falle von Verarmungs-FET, wie es die FET 16 und 18 sind, gilt:

v_T = K₁ + K₂ (v_s__SUB + ψ)} + K₃ (v_s__SÜB + ψ)

K₁, K₂ und K₃ sind prozeBabhängige Konstanten und ψ ist das zweifache des Fermi-Niveaus.

Da angenommen wurde, daß der Verstärker 10 eine genügende Verstärkung aufweist, um den Eingang 12 zur virtuellen Erde zu machen, kann man die Strom-Gleichungen für die FET 16 und 17 folgendermaßen schreiben:

^X16 ^{m 2λ}16 ^(VEIN - ^VT16 - Τ^> ^VREF ⁽¹⁾

worin V--- «= der Drain-Spannung bezüglich Masse ist

Ι\Ε·Γ

^vref1 ^(vein -W' ⁽¹"^a)

wodurch das Arbeiten im linearen Bereich sichergestellt wird, und

M6 "-Mille ⁽¹"^B>

¹IS ^{= 2}λΐ8 ^(VÄUS - ^VT18 - ^ ^VBEP

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^worin Vref 1 ^(VAÜS - ^VT18>
1.

^λιβ ^e in ^c\zh* <²~^B>

Die Gleichungen (1-A) und (2-A) begrenzen den Bereich der Eingangs- und Ausgangs spannunghübe, typische Werte für V-, sind etwa -1,74 Volt bei großer Kanallänge, d.h., bei solchen FET, bei denen der Wert für L etwa 12 μ beträgt.

Differenzieren der Gleichungen für I,_c und I,„ nach V„_TM liefert unter Beachtung der Tatsache, daß die Schwellspannungen V_ Konstante sind, da der Verbindungspunkt der Source-Elektroden die virtuelle Erde darstellt:

^VREF

~» _v AUS

¹⁸ K

Da I- eine Konstante ist, beträgt der Strom am Verbindungspunkt der Source-Elehtroden der FET 16 und 18:

I_R « I₁₆ + I₁₈ Differenzieren liefert: (5)

_{1fi 1ft}
*^VEIN ^5VEIN
Einsetzen der Gleichungen 3 und 4 in Gleichung 6 liefert

^2λ16 ^VREF ^{+ 2λ}18 ^VREP 5^

^0VEIN

^6VAOS λ 16

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- 8 und unter Benutzung der Gleichungen (1-B) und (2-B) erhält man:

(8) 8

Diese Gleichung zeigt, daß die Spannungsverstärkung der Schaltung nach Fig. 2 festgesetzt ist durch den Entwurf der Geometrien der FET 16 und 18. Da diese Transistoren benachbart angeordnet werden können, so daß die prozeßabhängigen Variablen für sie die gleichen sind, sind die Kennlinien der beiden FET

W
sehr ähnlich, nd die _r-Verhältnisse der Gleichung 8 sind die

Xj

einzigen benötigten Enrwurfsvariablen, um einen gewünschten Verstärkungsfaktor einzustellen. Da diese Verhältnisse mit engen Toleranzen entworfen werden können, kann das Verhältnis

AUS
rj genau entworfen werden und ändert sich nicht merklich von

Haißleiterplättchen zu Halbleiterplättchen, obgleich die Prozeßparameter und die einzelnen Kennlinien der FET stark variieren .

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Claims (3)

1. PATENTANSPRÜCHE

   Monolithisch integrierte, rückgekoppelte Verstärkerschaltung mit hoher Eingangsimpedanz und sehr geringem Rückkopplungsstrom, deren Gesamtverstärkung über einen weiten Bereich von Herstellungsparametem einem vorgegebenen Wert im wesentlichen entspricht, gekennzeichnet durch einen hoch verstärkenden Operationsverstärker (10), mit dessen invertierendem Eingang (12) die eine Klemme einer Konstantstrom-Regelschaltung (20), deren zweite Klemme an den einen Pol der Betriebsspannungsquelle angeschlossen ist, und die Source-Elektroden zweier Feldeffekt-Transistoren (16, 18) verbunden sind, deren Drain-Elektroden an den anderen Pol der Betriebsspannungsquelle angeschlossen sind, während die Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekt-Transistors mit der Eingangsklemme der Schaltung und die Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekt-Transistors mit dem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden 1st, um dessen hohe Verstärkung auf die gewünschte Gesamtverstärkung zu verringern.
2. 2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Feldeffekt-Transistoren vom Verarmungstyp sind.
3. 3. Verstärkerschaltung nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis der Kanalweite zur Kanallänge des einen Feldeffekt-Transistors um einen Faktor größer als das des anderen ist, der dem gewünschten Verstärkungsfaktor entspricht.

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