DE2749132A1

DE2749132A1 - Rauschfilter-anordnung

Info

Publication number: DE2749132A1
Application number: DE19772749132
Authority: DE
Inventors: James Erving Paul; Visvaldis Alberts Vitols
Original assignee: Rockwell International Corp
Current assignee: Boeing North American Inc
Priority date: 1976-12-20
Filing date: 1977-11-03
Publication date: 1978-06-22
Also published as: JPS5376648A; CA1080630A; JPS5551364B2; US4052559A; GB1547003A

Description

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Erzeugung eines Ansatzes von unerwünschten korrelierten Komponenten und

Kombinieren des Ansatzes der unerwünschten korrelierten Komponenten mit dem geschwächten Sprachsignal zwecks Erzeugung eines ausgangsseitigen Sprachsignals, aus dem die unerwünschten korrelierten Komponenten entfernt sind.

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Die Erfindung betrifft eine Rausch-Filteranordnung gemäß dem Gattungsbegriff des Hauptanspruches.

Es sind zahlreiche bekannte Einrichtungen und Systeme vorgeschlagen worden, um aus einem Eingangssignal das Rauschen, Zwischenzeichen-Interferenzen oder unterschiedliche Signalfrequenzen abzutrennen oder zu entfernen.

So beziehen sich die US-Patent No. 3,857,Io4 und No. 3,821,482 auf das Entfernen von unerwünschtem Rauschen aus einem verrauschten Signal. Die US-PS No. 3,857,1O¹J beschreibt dabei ein heuristisches Vorgehen, um automatisch das Hfirspektrum zu richten, indem die Bereiche, in denen Rauschen "erfaßt" wird, benachteiligt werden. Dieses System ist nicht in der Lage, zu einer optimalen Lösung zu führen und macht zudem keinen Gebrauch von einem Transversalfilter. Die US-PS No. 3,82l,J|fl2 zeigt eine Einrichtung zum Ausgleichen des Rauschspektrums von angelegten Leistungs-Spektrumswerten, um die Erfassung von Signalen, die in dem Rauschen eingebettet sind, zu verbessern. Diese Einrichtung verwendet ebenfalls kein Transversalfilter. Darüber hinaus ist diese Einrichtung nicht anwendbar auf zeitbeherrschte Signale (time-domain signals).

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Die US-PS No. 3,911,366 offenbart eine Einrichtung zum Trennen zweier frequenzmodulierter Signals, die denselben Kanal belegen. Da die akustische Sprache ein amplitudenmodulierter Prozeß ist, kann diese Einrichtung nicht akustische Sprache behandeln. Darüber hinaus ist in dieser bekannten Einrichtung ebenfalls kein Transversalfilter vorgesehen.

Die US-PS No. 3,875,515, No. 3,ß68,6O3, No. 3,727,153, No.3,696,2o3 und No. 3, 6o9,597 verwenden jeweils ein adaptives Transversalfilter oder einen automatischen Ausgleicher in einer Anordnung, um die Zwischenzeichen-Interferenzen zu reduzieren, die von der übertragung von digitalen Datensignalen über einen Kanal auftreten.

Die US-PS No. 3,8o9,923, No. 3,66o_#785 und No. 3,61*1,673 klaren zwar jeweils die Verwendung eines transversalen Filters oder Ausgleichers, befassen sich jedoch nicht mit Sprachbehandlung.

Die US-PS No. 3,Bo9923 betrifft eine sogenannte ^wbucket-brigade^w-Mechanisierung eines Transversalfilters. Die US-PS No. 3,66o,7P5 bezieht sich auf einen Leitungsentzerrer und die US-PS No.3,6lM,673 bezieht sich auf einen adaptiven Leitungsentzerrer, der seine Leitungscharakteristiken von einem einzelnen Impuls ableitet.

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Die US-PS No. 3,^R1*5,39o lehrt ein System zum Entzerren von Übertragungskanälen unter Verwendung einer ad hoc-Prozedur.

Die US-PS No. 3,715,67o sieht Transversalfilter vor,um die Kanalbandbreite bei der Einseitenband- oderRestseitenband-übertragung von synchronen digitalen Daten über einen Kanal mit begrenzter Bandbreite wirksamer auszunutzen.

Keine der vorgenannten zum Stand der Technik zählenden US-Patentschriften lehrt oder schlägt vor eine Sprachfilter-Anordnung, die ein Transversalfilter benutzt, die einen Ansatz, eine Wertung (estimate) von nur der längeren Korrelations-Zeitperiode "Rauschen", das in einem eingangsseitigen Sprachsignal enthalten ist, macht, und keine dieser Patentschriften zeigt einen Subtrahierer, der die längere Korrelations-Zeitperiode "Rauschen" von dem eingangsseitigen, eine Sprache tragenden Signal abzieht, um als verbleibendes Signal im wesentlichen nur die kürzere Korrelatäonszeitperiodische Sprachkomponente des eingangsseitigen, die Sprache tragenden Signals zu erhalten.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, das Filter so aufzubauen, daß es den vorstehenden Anforderungen gerecht wird.

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Die Lösung dieser Aufgabe gelingt gemäß den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs*

Die Erfindung wendet sich somit an eine verbesserte Rauschfilter-Anordnung, die vorgesehen ist, um unerwünschte korrelierte Signalkomponenten, wie Rauschen, Brummen, Töne, Echos, und akustische Resonanzen aus geschwächten Sprach-, Musik» oder anderen erwünschten Hßr-Signalen und Aufzeichnungen herauszunehmen. In einer ersten Ausführungsform gibt ein Wiener Filter einen Ansatz bzw. Wertung (estimate) von den korrellerten Signalkomponenten in einem Eingangs-Sprachsignal vor, und ein Kombinie.rer subtrahiert den Ansatz der korrelierten Signalkomponente von dem Einpangs-Sprachslgnal, um so ein Ausgangs-Sprachsignal zu erzeugen, das nur nfcht-korrelierte Signalkomponenten enthält (in einem Langterm-Sinn). Das Lang-Term-Spektrum der nicht-korrelierten Signalkomponenten kann auf seine gewünschte Gestalt zurückgeführt werden, indem man das Ausgangs-Sprachsignal an einen Sprach-Spektrumsformer anschließt. Bei einer zweiten Ausführungsform sieht ein adaptives Transversalfilter einen Ansatz der korrelierten Signalkomponenten in einem eingsngsseltigen SpracheJmal vor, und ein Kombinierer subtrahiert den Ansatz von dem Eingangs-Sprachsignal, um auf diese Weise ein Ausgangs-Sprachsignal zu erzeugen, das nur nicht-korrelierte Signalkomponenten enthält (in einem LanK-Term-Sinn). Das Ausganes-Sprachsignal oder eine Punktion davon wird

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2 7 Λ 9 1 3 2

- ίο -

dazu verwendet, die Pilterkoeffizienten zu verstellen, um so das Transversalfilter in die Lage zu versetzen, den Ansatz zu entwickeln.

Die Erfindung sieht somit eine verbesserte Rauschfilter-Anordnung vor, die kompakt verhältnismäßig einfach und billig ist und in der Lage ist, Lang-Term-korrelierte Rauschsignale und akustische Signale von Kurz-Term-nicht-korrelierten Sprachsignalen oder anderen gewünschten Httrsignalen zu entfernen. Es kennen dabei die verschiedensten Anwendungen vorgesehen werden, bei denen es um den Empfang von stark verrauschten Signalen geht.

Die Erfindung verwendet mit Vorteil eine Anordnung zum Entfernen von Rauschen aus den Sprachsignalen, bei der die kleinsten quadratischen Mittelwerte der korrelierten Komponenten des Sprachsignals verwendet werden. Zweckmäßig wird dabei eine adaptive Filtertechnik verwendet. Bei der Erfindung wird somit vorteilhaft der erzeugte kleinste quadratische Mittelwert (least mean square estimate) der korrelierten Komponenten des Eingangs-H^rsignals mit dem Eingangs-Hörsignal kombiniert, um so ein Ausganps-Hörsignal zu erzeugen, das nur die nicht-korrelierten Signalkomponenten enthält.

Die erfindungsgemäße Anordnung zum Entfernen unerwünschter Signale wie Rauschen, Brummen, Tttnen, Echos und akustischen Resonanzen

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aus gedämpften Spracft-, Musik- oder anderen gewünschten Hör-Slgnalen und Aufzeichnungen erfordert mit Vorteil keine zweite Signalquelle, die mit den unerwünschten Signalkomponenten, die zu entfernen sind, korreliert ist.

Weitere Merkmale, Vorteile und Anwendungsmöglichkeiten ergeben sich anhand der Beschreibung von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen, wobei für gleiche Positionen die gleiche Bezugsziffer verwendet, wird.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 2 das Frequenzspektrum des Ausgangssignals der Fig. 1,

Fig. 3 das umgeformte Frequenzspektrum des Ausgangssignals der Schaltung nach Fig. 1,

Fig. Ί ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform der Erfindung, und

Fig. 5 einen fakultativen Schaltkreis für die zweite Ausfflhrungsform zum Vorsehen einer Anpassungskonstante U

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die sich in Abhängigkeit von dem Leistungspegel des Eingangssignals ändert.

Die Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform der Erfindung. Diese erste Ausführungsform besteht aus einem Wiener Filter 11 und einer Summierungsstelle 13 und weist zweckmäßig ebenfalls einenSDrachspektrums-Umformer 15 auf.

Ein eingangsseitiges Signal S wird sowohl an das Wiener Filter 11 als auch an die Summierungsstelle 13 angelegt. Es sei angenommen,

daß das Eingangssignal S sowohl eine unerwünschte korrelierte Komponente und eine erwünschte unkorrelierte Komponente aufweist. Beispiele für unerwünschte korrelierte Komponenten sind Rauschen, Brummen, Echos und akustische Resonanzen, wogegen Sprach-, Musik- und andere erwünschte Hör-Signale oder Aufzeichnungssignale Beispiele für erwünschte unkorrelierte Komponenten sind. In der nachfolgenden Beschreibung der Erfindung wird davon ausgegangen, daß der Ausdruck "Rauschen" irgendeine dieser unerwünschten Signa !komponenten bedeutet, wogegen der Ausdruck "Sprache" irgendeine dieser erwünschten Signalkomponenten bedeuten soll. Es ist daher angenommen, daß das Eingangssignal S ein beeinträchtigtes Sprachsignal ist, bei dem das Rauschen die unerwünschte korrelierte Komponente und ein Sprachsignal die gewünschte unkorrelierte Komponente darstellt.

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Die Erfindung macht von der Tatsache Gebrauch, daß die gewünschte Sprachkomponente in dem Sprachsignal S nur über kurze Intervalle hinweg selbst-korreliert ist, wogegen die unerwünschte Rauschkomponente über längere Intervalle hinweg selbst-korreliert ist. Dadurch, daß, wie noch im einzelnen erläutert wird, die unterschiedlichen Korrelationsintervalle oder Zeitperioden der gewünschten Sprachkomponente und der unerwünschten Rauschkomponente verwendet werden, subtrahiert die Erfindung das längere Korrelat ionsIntervall-Rauschen von dem eingangsseitigen, die Sprache tragenden Signal S, und läßt dabei die gewünschte Sprachkomponente (als auch jedes kurze Korrelationsintervall oder nicht-korreliertes Rauschen) als verbleibendes Signal. Ein solches Entfernen von Rauschen aus einem verrauschten, ein Sprachsignal tragenden Eingangssignal, kann immer dann auftreten, wenn die gewünschte Sprachkomponente und die unerwünschte Rauschkomponente denselben spektralen Bereich einnehmen.

Das V7iener Filter 11 ist ein spezieller Piltertyp eines Transversalfilters mit festen Koeffizienten, das so ausgelegt ist, daß es als Ausgangssignal den kleinsten quadratischen Mittelwert S seines eingangsseitigen, die Sprachinformation enthaltenden Signal S bildet. Ein derartiges festes Wiener Filter 11 wird in der ersten Ausführungsform verwendet, wenn die Charakteristiken der unerwünschten korrelierten Effekte (oder Rauschen) in dem die Spra-

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che enthaltenden Signal über die Zeitperlode der Autokorrelatfonsfunktion des Filters 11 im wesentlichen konstant bleiben. Die Autokorrelationsfunktion des Wiener Filters 11 wird bei einer Anwendung als Sprachfilter Ober verschiedene Sekunden von Signal-S-Abtastwerten errechnet, um so unerwünschte kurze Zeitkorrelierte Effekte auf den Sorachprozeß zu vermeiden.

Bei der Darstellung des Wiener Filters 11 wird das Eingangssignal S, das zu filtern ist, analysiert, die Filterkoeffizienten W , W_,..., W_M werden errechnet (was noch erklärt wird), und dann wird das Wiener Filter aufgebaut unter Verwendung der vorausgehenden errechneten Werte der Filterkoeffizienten als Konstanten.

Wenn das Filter im Betrieb ist, wird das Eingangssignal S an eine Folge von Z (eine Abtastzeltverz«gerung)-Stufen 17^, 17p,... 17_N (die zusammen eine Verzögerungsleitung bilden), angelegt, die an ihren Ausgangsklemmen 19.,, 19₂»···19_Ν Signale S., Sp,... S„ mit unterschiedlichen Abtastzeit-Verzfigerungen erzeugen.

Diese Abtast zeit verzögerungs-Signale S.., Sa,...S_n werden mit vorbestimmten festen Filterkoeffizienten W , W.,... W_n in Multiplizierstufen 2I₁, 21p, ... 21 multipliziert. Die gewichteten Signale WS , W₃S₃, ... W S_n an den Ausgängen der Multiplizierer 21., 21-, ... 2Ij. werden in einem Summierkreis 23 auf summiert,

um auf diese Weise den kleinsten quadratischen Mittelwert S des Eingangssignals S zu erzeugen

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Der Wert S des Eingangssignals S wird an den Kombinierer, d.h. an die Subtrahierstufe 13 angelegt, die den Wert S von dem Eingangssignal S abzieht, um auf diese Welse das Filtersignal oder das verbleibende Signal (-zu erzeugen, das im Sinne des kleinsten quadratischen Mittelwertes verkleinert ist. Da die Autokorrelationsfunktion des Wiener Filters 11 für verschiedene Sekunden von Abtastungen des Eingangssignals S errechnet worden ist, und da das Filter 11 ein linearer Bewerter (estimator) ist, kann das Wiener Filter 11 nur solche Komponenten (korrelierte Komponenten, z.B. Rauschen) in dem Eingangssignal S bewerten und durchlassen, die eine Korrelations-Zeitperiode haben, die gleich oder größer ist als die Zeitperiode der Autokorrelationsfunktion des Filters 11. Alle Signalkomponenten, die eine kürzere Korrelations-Zeitperlode haben (z.B. Sprache oder Musik), werden durch das Wiener Filter 11 nicht bewertet, d.h. zum Ansatz gebracht, und sind daher nachfolgend in dem Fehlersignal oder bzw. verbleibenden Signal (· an dem Ausgang des Kombinierers 13 vorhanden.

Die folgenden Gleichungen definieren mathematisch die Arbeitsweise der ersten Ausführungsform der Fig. 1.

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Wiener /^

Am Ausgang des/Filters 11 stellt sich der angesetzte Wert S des Signals S wie folgt dar:

S= W.S, + W₀S₀ + . . . W_VS_W 11 cd NN

N (1)

Σ V.1

wobei j = die Anzahl der Verzögerungen j η der Verzögerungsleitung, bestehend aus den Blocks 17-, 17₂»

S,1 = die einzelnen verzögerten Signalabtastwerte, und

Wj = die Filterkoeffizienten mit j = 1, 2, . . ., N ist.

Das Fehlersignal £ , das durch Subtraktion des bewerteten Wertes S von dem Eingangssignal S entsteht, ist

-S-1 (2)

Indem man den Wert von S von der Gleichung (1) in die Gleichung

(2) einsetzt, ergibt sich

N
f-S-Σ W_jSj (3)

.1 = 1

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Der zu verkleinernde Vorgang ist:

E < £ * = Minimum, (4)

wobei E 7 χ { - der erwartete Wert des Quadrates des Fehlersignals l· ist.

wartete Wert von h zu

Indem man beide Seiten der Gleichung (3) quadriert, wird der er-

(-Z ·λ)²·

In Gleichung (5) kann der minimale erwartete Wert des Fehlerquadrates gefunden werden, indem man die partielle Ableitung des Wertes ET^ j im Bezug auf Jeden Koeffizienten bildet, und danach jede partielle Ableitung gleich Null setzt. Dies führt dann zu dem folgenden Satz von N-Gleichungen:

I₁ ^Vj) ^Skj "

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Die Gleichung (6) läßt sich mathematisch zur Gleichung (7) wie folgt umschreiben:

0 = 2E \ j S - £ WjS J sA = E /SS, - £

= K(ss_k) - eJ

= E(SS_k) τ

Es ist wieder zu vergegenwärtigen, daß das Signal, das verkleinert worden ist, korreliert ist (stationär). Die Autokorrelationsfunktion dieses korrelierten Signals ist gegeben durch:

E } SjS_k

Der angesetzte oder Komputerwert von R., ist gegeben durch die

JK

Gleichung (9)

Sj(n)S_k(n) , (9)

n=

wobei S.(n) = der Wert von S, zur Zeit η (jetzt), j J

S.(n) = der Wert von S_k zur Zeit n,

3 und k = zwei unterschiedliche Verzögerungszeiten, und M = verschiedene Sekunden von Signalabtastwerten. 809825/0627

Das Einsetzen der Autokorrelationsfunktlon R₄. der Gleichung (8)

JK

in die Gleichung (7) erzeugt die Gleichung (10)

L ^wj'

^{= R}ok»

Indern man bekannte numerische Analysentechniken verwendet, kennen die aus der Gleichung (10) folgenden N-Gleichungen Mit N-Unbekannten für die Filterkoeffizienten W. gelöst werden, wobei J = 1, 2, . . ., N sein kann.

Es sei nochmals in Erinnerung gerufen, daß bei der beschriebenen Anwendung als Sprachfilter die Autokorrelationsfunktion gemäß Gleichung (9) über verschiedene Sekunden von Signalabtastwerten errechnet wurde, um unerwünschte Kurzzeit-korrelierte Wirkungen auf die Sprachbehandlung zu entfernen.

Indem man den Ansatz S von dem Eingangssignal S abzieht, wird das Fehlersignair erhalten. Dieses Fehlersignal f ist im Sinne eines kleinsten quadratischen Mittelwertes verkleinert.

Es sei in Erinnerung gerufen, daß das Eingangssignal S sowohl die korrelierten Komponenten (z.B. Rauschen, akustische Effekte usw.) als auch die unkorrelierten Komponenten (in einem Langzeit-

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sinn) (z.B. Sprache, Musik und/oder andere nicht-stationäre Komponenten) aufweist. Da das Wiener Filter 11 linear ansetzt, kann es nur einen Ansatz S der korrelierten Komponenten des Ein-

gangssignals S entwickeln. Dieser Ansatz S weist keine unkorrelierten Komponenten auf. Das bedeutet, das resultierende Fehlersignal oder das verbleibende Signal l· enthält nur die nichtkorrelierten Komponenten (z.B. Sprache und/oder Musik und die verbleibenden unkorrelierten Rauschkomponenten) des Eingangssignals S.

Wie aus der Fig. 2 ersichtlich, ist das resultierende Leistungsspektrum des Fehlersignals £ flach. Um die Natur der Sprachbehandlung bzw. des Sprachprozesses beizubehalten, wie er durch sein charakteristisches Langzeitspektrum erzeugt wird, wird zweckmäßig das Fehlersignal ξ einem Sprachspektrumsformer 15 zum Formen des Spektrums zugeführt. Dieser Spektrumsformer 15 kann z.B. ein Tiefpaßfilter erster Ordnung sein, der eine flache Übergangskurve bis ungefähr 500 Hz hat, bevor er im übertragungsverhalten abfällt, mit einem Betrag von 6 dB/Oktave bei höheren Frequenzen. Eine derartige Spektrumsformung gibt, wie aus Fig. 3 hervorgeht, dem Fehlersignal ( ein LangzeitsOektrum, das eher dem Original Langzeit-Sprachsignal ähnelt und dabei die natürliche Leistungsverteilung im Sprachspektrum dem ver-

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bleibenden Signal ( mitteilt. Techniken zum Darstellen eines derartigen Spektrums-Umformers sind Stand der Technik.

In Pig· 4 ist eine zweite Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Grundsätzlich verwendet diese zweite Ausfflhrungsform eine Signalleitung 31, ein adaptives Transversalfilter 33 und einen Kombinierer 35 zum Erzeugen eines Ausgangs-Fehlersignals oder verbleibenden Signals £ (n). Dieses Fehlersignal ς" (n) wird durch eine gewünschte Adaptions'konstante ,u(n) in einem Multiplizierer 37 bewertet, bevor es zurückgeführt wird, um adaptiv die Filterkoeffizienten des adaptiven Transversalfilters 33 einzustellen.

Gleich der ersten Ausführungsform entfernt diese zweite Ausführungsform ebenfalls unerwünschte korrelierte Effekte (z.B. Rauschen, Echos, Brummen und Resonanzen) von einem "verschmutzten" Eingangssignal S(n) (z.B. schwache Sprach-, Musik- oder andere gewünschte Hörsignale und Aufzeichnungen), ohne daß, wie sonst üblich, eine zweite Signalquelle notwendig ist, die mit dem zu entfernenden unerwünschten Effekt korreliert ist. Zwecks Erläuterung dieser zweiten Ausführungsform sei angenommen, daß das verschmutzte Eingangssignal S(n) ein sprachetragendes Signal, die unerwünschte korrelierte Komponente Rauschen und die gewünschte unkorrelierte Komponente ein Sprachsignal ist.

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Wie bereits in Zusammenhang mit der ersten Ausführungsform erläutert wurde, macht die Erfindung Gebrauch von der Tatsache, daß die gewünschte Sorachkomponente in dem die Sprache tragenden Signal S(n) nur über kurze Intervalle hinweg selbst korreliert ist, wogegen die unerwünschte Rauschkomponente fiber längere Intervalle selbst korreliert ist. Die Erfindung benutzt nun die unterschiedlichen Korrelationsintervalle oder Zeitperioden der gewünschten Sprachkomponente und der unerwünschten Rauschkomponente, um das längere Korrelationsintervall Rauschen abzuleiten bzw. von dem Eingangs-Sprachetragenden Signal S(n) abzugehen, um auf diese Weise nur die gewünschte Sprachkomponente als auch irgendwelches Rauschen mit kurzen Korrelationsintervallen als verbleibendes Signal £ (n) zu erhalten. Dieses Entfernen einer unerwünschten Rauschkomponente von dem verrauschten, die Sprache tragenden Eingangssignal S(n) kann immer dann auftreten, wenn die gewünschte Sprachkomponente und die unerwünschte Rauschkomponente denselben spektralen Bereich einnehmen.

Beim Betrieb der Anordnung wird das Eingangssignal S(n) sowohl an das adantive Transversalfilter 33 als auch an den Kombinierer, d.h. die Summierungsstelle 35 angelegt, und zwar über den Signalpfad 31.

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Innerhalb des Filters 33 wird das Signal S(n) an eine Folge von Z"¹ (eine Abtastzeitverzögerung)-Blöcke 39^ 39₂» · · ·» 39_N (die zusammen eine Verzögerungsleitung bilden), angelegt, um entsprechend um verschiedene Abtastzeiten verzögerte Signale S(n-l), S(N-2),. . .,S(n-N) an ihren entsprechenden zeitlich beabstandeten Ausgangsklemmen ¹Il₁, ¹H₂, · · ·»**!» ^zu erzeugen. Die Zahl η stellt den n^ten Zeitpunkt oder Abtastwert dar und die Zahl N stellt die Zahl des letzten Abgriffes in dem Filter 33 dar.

An die Abgriffe ¹Il₁, ¹Il₂, . . ., H^ sind Koeffizienten-Rechenkreise ^3-, ¹^₂, · · ·♦ ^3« angeschlossen, die die Gewichte oder Koeffizienten VL (n), W₂(n), . . ., W"_N(n) als eine Funktion des vom Multiplizierer 37 stammenden, im Wert geänderten Filtersignals ,u(n) ( (n) einzustellen. Da alle Koeffizienten-Rechenkreise 43₁, 43₂, . . ., Ί3_Ν Ähnlich in der Struktur und in der Arbeitsweise sind, soll nur der Kreis O₁ erläutert werden.

Der Koeffizienten-Rechenkreis ¹^₁ besteht aus einem Multiplizierer I15., einer. Summierer kT^ und einem Block ^₁ mit der Verzögerung einer Abtastperiode. Das zeitlich verzögerte Abtastsignal S(n-l) des Abgriffes ¹Il₁ wird an den Multiplizierer ^5* angelegt. Das Produktsignal ^u.(n) { (n), das eine Funktion des Fehlersignals ^ (n) ist, wird mit dem verzögerten Signal S(n-l) in dem Multinlizierer 1*5^ multipliziert, um ein dem Abgriff ¹Il. zugeord-

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netes gewichtetes Einstellsignal zu erzeugen. Dieses gewichtete Einstellsignal, das zum gegenwärtigen Zeitpunkt (n oder jetzt) = .u(n) f (n)S(n-l) ist, wird in dem Summierer kl mit dem gegenwärtigen Wert (zum Zeitpunkt n) des gegenwärtig eingestellten Koeffizienten oder Gewichtes W (n) von dem Ausgang des um eine Abtastzeit verzögernden Blockes ⁴Jl.. auf summiert. Es sei darauf hingewiesen, daß das Ausgangssignal des Summierers Ί7- das gewichtete eingestellte Signal W (n+l) zum gegenwärtigen Zeitpunkt η für den W.inJ-Pilterkoeffizient bzw. das entsprechende Gewicht 1st, das zum nächsten Zeitpunkt (n+l) auftritt. Der Algorithmus zum Bestimmen des Wertes der eingestellten Gewichts- oder Filterkoeffizienten W.(n) an dem Ausgang des Summierers ^7^ für den nächsten Zeitpunkt wird durch folgende Gleichung gegeben:

W₁(n+1) = W_a(n) + /U(n) £ (n) S(n-l). (11)

Das Ausgangssignal des Summierers ^7- wird an den Eingang des Verzögerungsblockes ^9^ angelegt, wobei das Ausgangssignal des Verzögerungsblockes ^₁ den Filterkoeffizienten W^n) darstellt.

In der gleichen Weise entwickeln die Koeffizienten-Rechenkreise ¹O₁. O₂, . . . ,^3Jj eingestellte Filterkoeffizienten W₁(n), Wp(n), . . ., W_N(n). Die zeitlich verzögerten Abtastsignale S(n-l), S(n-2), . . ., S(n-N) werden In Multiplizierern 5I₁, 51p, . . ., 51« mittels dieser eingestellten Filterkoeffizienten

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W₁Cn), W₂(n), . . ., W_N(n) multipliziert, um auf diese Weise adaptiv gewichtete Signale W₁Cn)SCn-I), W₂(n)S(N-2), . . .W_N(n) S(n-N) zu erzeugen. Diese gewichteten Signale der Multiplizierer 5I₁, 5I₂» · · ·» 5I_n werden in einem Summierungskreis 53 aufsummiert, um auf diese Weise den kleinsten quadratischen Mittelwertansatz S(n) des Eingangssignals S(n) zu erzeugen.

Der Ansatz S(n) des Eingangssignals S(n) wird von dem Eingangssignal S(n) in dem Kombinierer 35 subtrahiert, um ein Fehlersignal oder verbleibendes Signal £ Cn) zu erzeugen, das im Sinne eines quadratischen Mittelwertes verkleinert ist. Dieses Fehlersignal £ (n) wird mittels einer gewünschten Adaptionskonstante yU(n) in dem Multiplizierer 37 in der Größe verändert, um ein Produkt signal ,u(n) £ (n) zu erzeugen, das zu den Koeffizienten-Rechenkreisen 43., Ί3₂, . . ., ί»3_Ν zurückgeführt wird, um adaptiv die Gewichte oder Koeffizienten W₁Cn), W₃Cn), . . ., W_N(n) des adaptiven Transversalfilters 33 einzustellen.

Die Adaptionskonstante ,uCn) des Filters 33 hat mit der Eingangsleistung P_e(n) des Filters 33 und der Adaptions-Zeitkonstante Cin Sekunden)des Filters 33 einen Zusammenhang, der gegeben ist durch den Ausdruck

1
T = . (12)

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Die Adaotions-Zeitkonstante T zeigt die Zeitdauer in Sekunden an, die notwendig 1st, um das Filter 33 zu adaptieren. Zum Zwecke der vorliegenden Erfindung wird die Adaptions-Zeitkonstante T immer so gewählt, daß sie zeitlich länger ist als die gewünschten unkorrelierten Komponenten (und Kürzterm-korrelierten Komponenten) des eingangsseitigen Signals S(n), jedoch kürzer ist als die unerwünschten langzeitkorrelierten Komponenten (Rauschen, usw.), die aus dem Eingangssignal S(n) entfernt werden sollen. Da, wie bereits oben erwähnt, für jeden Eingangs-Signalabtastwert S(n) neue Pilterkoeffizienten W^n), W₂(n), . . . W_N(n) errechnet werden, läßt das adaptive Transversalfilter 33 nur die Langzeit-korrelierten Rauschkomponenten in dem Eingangssignal S(n) durch. Auf diese Weise enthält das Ausgangssignal des Kombinierers 35, der sowohl das Filter-Ausgangssignal 33 als das Eingangssignal S(n) erhält, das verbleibende Signal ξ (n), das lediglich Intervalle mit kürzeren Korrelationen aufweist.

Daher stellt die Adaptions-Zeitkonstante T dnen der Eingangsparameter des Filters 33 dar, die für eine spezielle gewünschte Anwendung vorgegeben wird. Beispielsweise ist bei einer langsamen Musik t etwa 300 bis 500 Millisekunden, wogegen bei einer Sprache der Wert von t zwischen 20 und 50 Millisekunden beträgt. Bei der vorliegenden Anwendung zum Filtern eines Sprache tragenden Signals S(n) wurde gefunden, daß eine AdaDtions-Zeitkonstante T von

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100 Millisekunden oder großer (zwischen 100 und 300 Milliseknnden) sehr wirksam 1st hinsichtlich des Entfernens von Rauschen, Tönenechos und Raumresonanzen. Dies beruht darauf, daß das Filter 33 nicht schnell genug die gewünschte Sprachkomponente in dem Eingangssignal S(n) Ändern bzw. adaptieren kann, Jedoch in der Lage ist, die korrelierte Rausch- (oder Signal-)-Komponente zu adaptieren. Daher ist der Ansatz S(n) an dem Ausgang des Filters 33 nur ein Ansatz der unerwünschten Langterm-korrelierten Komponenten in dem Eingangssignal S(n).

Die Gleichung (12) kann unter Auflösung für die Adaptionskonstante yu(n) wie folgt beschrieben werden

1 .

u(n) = (13)

' 2TP(n)

Um zu gewahrleisten, daß das Filter 33 stabil ist, sollten die folgenden Grenzen für die Adaptionskonstante ,u(n) gewährleistet werden.

2
0 < /U(n) <

NP_e(n)

wobei N = die Anzahl der Abgriffe in dem Filter 33 darstellt.

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- 2P -

Die folgenden Gleichungen definieren mathematisch die Gesamtarbeitsweise der zweiten Ausftlhrungsform nach Fig. 4»

N
S"(n) = £ W₁Cn)SCn-I), (15)

wobei S(n-i) vergangene Abtastungen des Eingangssignals S(n) und 1=1, 2, . . ., N ist.

Das Fehlersignal r (n), das erzeugt wird, indem man den ange-

JL

setzten Wert S(n) von dem Eingangssignal S(n) subtrahiert, ist

(n) = S(n) - S(n). GS)

f p

Der i Filterkoeffizient zum AbtastZeitpunkt n+1 wird aus dem i ^en Koeffizient zum Abtastzeitpunkt η wie folgt errechnet:

(n)S(n-i). (17)

In Fig. 5 sind ein automatischer Leistungspegel-Erfassungskreis 55 und eine/u(n)-Box 57 dargestellt. Die Schaltungen 55 und 57 kennen in Verbindung mit dem Schaltkreis nach Fig. lJ verwendet werden, um die Stabilität des adaptiven Transversalfilter 33 sicherzustellen. Der Schaltkreis 55 gibt einen Ansatz P_g(n) der Eingangsleistung P (n) an das filter 33 (Fig. 1), und zwar zu jedem AbtastZeitpunkt, wogegen die Schaltung 57 den Leistungsansätz P_(n) und die vorbestämmte Adaptions-Zeitkonstante T dazu

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verwendet,, um automatisch die Adaptionskonstante.u(n) als

eine Punktion des angesetzten Wertes P (n) der Eingangsleistung

P (n) in dem Eingangssignal S(n) einzustellen. Der Schaltkreis 55 gibt einen Leistungsansatz P(n) durch die

folgende Gleichung vor

A A ο

P₈(n+1) = 0,999 P_e(n) + 0,001 S⁴^n). (18)

Es hat sich dabei gezeigt, daß die Koeffizienten nach Gleichung (l8) geeignet waren für abgetastete, verrauschte Sprachsignäe von 7000 Hz bis 20000 Hz.

Der den Leistungspegel erfassende Schaltkreis 55 wird gem£ß der Gleichung (lB) realisiert. In einem Multiplizierer 59 wird zunächst das Eingangssignal S(n) mit sich selbst multipliziert,

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um das Signal S (n) zu erzeugen· Dieses Signal S (n) wird dann in einem Multiplizierer 6l mit dem Koeffizienten 0,001 multipliziert, um auf diese Weise den Ausdruck 0,001 S^(n) zu erzeugen. Dieser Ausdruck 0,001 S (n) wird in einem Summierer 63 mit dem Produkt des gegenwärtigen Wertes (zum Zeitpunkt η) des Leistungsansatzes Pg(n) und des Koeffizienten 0,999 vom Ausgang des Multiplizierers 65 aufsummiert. Das Ausgangssignal des Summierers 63 wird an einen, um eine Abtastzeit verzögernden Block 67 an-

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gelegt, um so den gegenwärtigen Wert des Leistungsansatzes P (n)

an dem Ausgang des Blockes 67 zu entwickeln. Es sei darauf hinge-

wiesen, daß das Ausgangssignal des Summierers 63 gleich P (n+l)

ist, der Wert zu dem gegenwärtigen Zeitpunkt η für den Leistungsansatz P , der zum nächsten Zeitpunkt (n+l) auftritt.

Die ^uCn)-BOx 57 wird dargestellt derart, daß sie die Adaptions-Konstante ,u(n) entsprechend der Gleichung (13) liefert. Wie bereits oben erwähnt, stellt der Schaltkreis 57 automatisch die Adaptionskonstante ,u(n) als eine Funktion des angesetzten WVrtes P (n) der Eingangsleistung P_(n) des Eingangssignals S(n) dar,

S 5

Die Erfindung sieht somit eine Rauschfilter-Anordnung vor, die in einer ersten Ansordnung ein Wiener Filter und in einer zweiten Anordnung ein adaptives Transversalfilter verwendet, um einen Ansatz bzw. Wertung des in dem eingangsseitigen sprachtragenden Signal enthaltenen "Rauschen" mit längerer Korrelations-Zeitperiode zu machen, wobei ein Subtrahierer vorgesehen ist, der das am Ausgang des Filters anfallende "Rauschen" mit längerer Korrelations-Zeitperiode von dem eingangsseitigen, die Sprache tragenden Signal subtrahiert, um auf diese Weise am Ausgang des Subtrahierers

im wesentlichen nur die "SDrachkomoonenten" des eingangsseiti-r gen, die Sprache tragenden Signals als verbleibendes Signal zu erzeugen, das die kürzeren Korrelations-Zeitperioden hat.

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Es sind zwar in den Zeichnungen nur zwei AusführungsbeisDiele dargestellt, _t1edoch sind für den Fachmann auch andere Ausführungsbeispiele im Rahmen der Erfindung möglich.

Die Erfindnng bezieht sich somit zusammenfassend dargestellt auf eine Anordnung zum Entfernen von unerwünschten korrelierten Signalkomponenten, beispielsweise Rauschen, Brummen, Töne, Echos und Resonanzen von geschwächten Sprach-, Musik- oder anderen gewünschten HörSignalen und Aufzeichnungen, ohne daß es notwendig ist, eine zweite Signalquelle zu haben, die mit den unerwünschten, zu den entfernenden Effekten korreliert ist. In einer ersten Ausführungsform wird ein optimaler, linearer Bewerter, beispielsweise ein Wiener Filter, dazu verwendet, von den korrelierten Signalkomponenten in einem eingangsseitigen Sprachsignal einen Ansatz für den kleinsten quadratischen Mittelwert zu machen« Ein Kombinierer kombiniert diesen Ansatz mit dem eingangseeitigen Sprachsignal, um ein Ausgangs-Sprachsignal zu erzeugen, das nur noch die nicht-korrelierten Signalkomponenten (in einem Lang-Zeit-Sinn) enthSlt, Das ausgangsseltige Sprachsignal kann ferner an einen Spektrumsformer angelegt werden, um dem Langzeitspektrum der unkorrelierten Signalkomponenten seine gewünschte Gestalt zu geben«

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Leerseite

Claims

Patentanwalt

DiPL-ING.

HELMUT GÖRTZ 2749132

3. November 1977 Gzw/goe

ROCKIiELL INTERNATIONAL CORPORATION

Rauschfllter - Anordnung

Pat ent ansprflehe

Anordnung zum Entfernen unerwünschter korrelierter Komponenten aus einem eingangsseitigen geschwächten Hörsignal gekennzeichnet durch eine PiIteranordnung (11, 33), die auf das eingangsseitige Hörsignal anspricht und dabei im wesentlichen nur die unerwünschten korrelierten Komponenten des Eingangs-Hörsignals bewertet bzw. ansetzt (estimating), und durch einen Kombinierer (13, 35) zum Subtrahieren des eingangsseitigen Hörsignals von dem Ansatz bzw. der Wertung der unerwünschten korrelierten Komponenten zwecks Erzeugung eines ausgangsseitigen Hörsignals, das im wesentlichen keine unerwünschten korrelierten Komponenten enthält.

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ORIGINAL INSPECTED

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2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Filteranordnung ein Wiener Filter (11) ist, das die unerwünschten korrelierten Komponenten im Sinne des kleinsten quadratischen Mittels bewertet.

3. Anordnung nach Anspruch 1,dadurch gekennzeichnet, daß die Filteranordnung ein angezapftes adaptives Transversalfilter (33) ist.

4. Anordnung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden gekennzeichnet durch einen Sprachspektrums-Umformer (15), der an den Kombinierer (13» 35) angeschlossen ist, zwecks Umformung des Frequenzspektrums des ausgangsseitigen Hörsignals, damit dieses ausgangsseitige Hörsignal natürlicher in seinem spektralen Inhalt wird.

5· Filteranordnung, bestehend aus:

Einer Anordnung zum Entwickeln eines kleinsten quadratischen . Mittelwertansatzes der korrelierten Komponenten eines einganprsseitigen Signals, das sowohl korrelierte als auch nicht-korrelierte Signalkomponenten enthält, und

eine Anordnung zum Kombinieren dieses kleinsten quadratischen Mittelwertansatzes mit dem eingangsseitigen Signal zwecks Ableitung eines Ausgangssignals, das nur die nicht-korrelierten Signalkomponenten enthält.

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6. Filteranordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung zum Entwickeln des Ansatzes ein Wiener Filter ist.

7. FiIteranordnung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch eine Anordnung, die mit der kombinierenden Anordnung verbunden ist zwecks Umformung des Frequenzspektrums des Ausgangssignals, um es konform mit einem gewünschten Signalspektrum zu machen·

8. Filteranordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung zum Entwickeln des Ansatzes aufweist:

Ein adaptives Transversalfilter mit einstellbaren Koeffizienten, wobei dieses Transversalfilter Jeden seiner Koeffizienten als Funktion des Ausgangssignals Sridert zwecks Ableitung des kleinsten quadratischen Mittelwertansatzes.

9« FiIteranordnung nach Anspruch 5,dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung zum Entwicklen des Ansatzes aufweist:

Ein adaptives Transversalfilter, das einstellbare Koeffizienten aufweist und eine Anordnung zum Multiplizieren des Ausgangs· signals durch ein Multiplizierersignal, zwecks Erzeugung eines

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Produktsignals, wobei dieses Transversalfilter ,jeden seiner Koeffizienten als eine Punktion des Produktsignals Sndert zwecks Erzeugung des Ansatzes für den kleinsten quadratischen Mittelwert.

10. Filteranordnung nach Anspruch 9_t gekennzeichnet durch eine Anordnung zum automatischen Einstellen der Amplitude des Signals des Multiplizierers als eine Funktion des Pegels der Eingangsleistung des Eingangssignals.

11« Verfahren zum Entfernen unerwünschter korrelierter Komponenten aus einem eingangsseitigen Hörsignal, bestehend aus den folgenden Schritten:

Entwickeln eines Ansatzes für den kleinsten quadratischen Mittelwert der unerwünschten korrelierten Komponenten in dem Eingangs-Hörsignal,

Subtrahieren dieses kleinsten quadratischen Mittelwertansatzes von dem eingangsseitigen Hörsignal zwecks Erzeugung eines ausgangsseitigen Hörsignals, das im wesentlichen keine unerwünschten korrelierten Komponenten mehr enthalt.

12· Verfahren zum Entfernen unerwünschter korrelierter Komponenten aus einem eingangsseitigen geschwächten Sprachsignal, bestehend aus den folgenden Schritten:

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