DE2818204C2

DE2818204C2 - Signalverarbeitungsanlage zur Ableitung eines störverringerten Ausgangssignals

Info

Publication number: DE2818204C2
Application number: DE2818204A
Authority: DE
Inventors: Jont Brandon Westfield N.J. Allen
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1977-04-27
Filing date: 1978-04-26
Publication date: 1984-04-19
Also published as: ES469121A1; CH629350A5; AU3534378A; CA1110768A; IL54572A0; DE2818204A1; NL7804497A; JPS5919357B2; IL54572A; NL184449C; FR2389280A1; FR2389280B1; SE431280B; IT7867945A0; IT1203179B; US4066842A; AU519308B2; NL184449B; SE7804451L; GB1595260A

Description

Behandlung der frühen und der spaten Echos, wobei vorwiegend die frühen Echos beseitigt werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, insbesondere den Einfluß der späten Echos also des Langzeitnachhalls, im Ausgangssignal von räumlich getrennten Mikrophonen weiter zu verbessern. Dabei soll außerdem die Möglichkeit bestehen, auch den Einfluß der frühen Echos zu verringern.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung bei einer Signalverarbeitungsanlage der eingangs genannten Art dadurch gelöst, daß die Korrelatoreinrichtung die Frequenzkorrelation zwischen dem ersten Signal und dem zweiten Signal bestimmt und daß die Einrichtung zur Ableitung des Ausgangssignals die Amplitude dieses Ausgangssignals abhängig von der Frequenzkorreimion zwischen dem ersten und dem zweiten Signal steuert.

Auf diese Weise kann die Amplitude des Ausgangssignals proportional so gesteuert werden, daß sie bei Frequenzen, bei denen keine oder nur eine kleine Frequenzkorrelation zwischen dem ersten und zweiten zugeführten Signal besteht, verringert wird, um den Einfluß von spaten Echos kleiner zu machen.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß zwischen den frühen Echosignalen eine hohe Frequenzkorrelation und zwischen den spaten Echosignalen eine niedrige Frequenzkorrelation vorhanden ist. Dieser Unterschied in der Frequenzkorrelation zwischen den frühen und spaten Echosignalen wird zur wirksamen Reduzierung des Einflusses der späten Echos benutzt, indem die Amplitude der abgeleiteten Signale bei denjenigen F. equenzen, bei denen keine oder nur eine kleine Frequenzkorrelation vorhanden ist, verringert wird, und durch Anwendung eines gleichphasigen Addierverfahrens bei denjenigen Frequenzen, bei welchen eine hohe Frequenzkorrelation auftritt.

Zur Kombination des ersten und zweiten Signals ist eine Kombiniereinrichtung vorgesehen, wobei das Ausgangssignal von dem kombinierten Signal abgeleitet wird. Wenn die Kombination des ersten und zweiten Signals entsprechend einem Inphase- und Addierverfahren erfolgt, werden auch die Einflüsse früher Echos verringert.

Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung an Hand der Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 einen typischen hallbehafteten Raum mit einer Schallquelle und zwei Aufnahmemikrophonen;

F i g. 2 das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels nach der Erfindung;

F i g. 3 das Blockschaltbild eines typischen Prozessors 25 im Ausfiihrungsbeispiel nach F i g. 2.

In Fig. 1 ist eine Schallquelle 10 in einem hallbehafteten Raum 15 mit zwei räumlich getrennten Mikrophonen 11 und 12 dargestellt. Die Töne, die die beiden Mikrophone von der Schallquelle 11 erreichen, sind verschieden voneinander, da die jeweiligen Abstände zur Schallquelle und den verschiedenen Reflektoren im Raum verschieden sind. Anders gesagt, die Mikrophon-Ausgangssignale x(t) und yft) unterscheiden sich vom Signal der Schallquelle und

X (ü>)/S (ω) = \Ει (ω) I exp (i Θ, (<a)) + L₁ (β),
X(<u)/S(ω) = \Ε₂(ω)I exp (/O₂(ω)) + L₂(ω),

voneinander, da die unterschiedlichen Wege als Filter für die Töne wirken. Mathematisch lassen sich die Signale x(l)und y(t)ausdrucken durch

x(t) = h^)'s(t)

C)

yft) = h₂(t)*s(l)

(2)

dabei ist sft) das Signal der Schallquelle 10, das Symbol

ίο »*« gibt die Konvolutionsoperalion an, h\(l) ist das Impulsansprechen des Signalweges zwischen der Quelle 10 und dem Mikrophon 11 und h₂ft) ist das Impulsansprechen des Signalweges zwischen der Quelle 10 und dem Mikrophon 12.

li Die Funktionen xfi) und yft) ändern sich zwar von Raum zu Raum, aber es wurde festgestellt, daß das Impulsansprechen h(t)\n einen Abschnitt »frühes Echo« eft) und einen Abschnitt »spätes Echo« Ift) unterteilt werden kann. Die Abschnitte »frühes Echo« und »spätes Echo« sind zwar tatsächlich wahrnehmbar, aber eine genaue mathematische Abgrenzung dafür, wo das eine endet und das andere beginnt, ist bis jetzt noch nicht festgestellt worden. Es wurde jedoch beobachtet, daß der Abschnitt »frühes Echo« Signalen entspricht, die gut korreliert sind, während der Abschnitt »spätes Echo« Signalen zugeordnet ist, die verhältnismäßig unkorreliert sind. Unter »gut korreliert« wird verstanden, daß die Signale xft) und yft) eine generell ähnliche Kurvenform haben, daß aber die eine Kurvenform zeitlich mit Bezug auf die andere verschoben ist. Wenn die Signale gut korreliert sind, liegt also der Wert der Kreuzkorrelationsfunktion r_xv(r) von einem gewissen Weil von r ab deutlich oberhalb Null.

Entsprechend der vorliegenden Erfindung werden bei einer Anordnung die Signale xft) und yft) durch Auftrennen der Signale in Frequenzbänder und unabhängige Behandlung jedes entsprechenden Signalbandpaares verarbeitet. Diese Bänder sind so schmal, daß im Ergebnis entsprechend der Erfindung die Signale xft) und yft) auf der Frequenzebene verarbeitet werden. Frühe und späte Echosignale werden unter Verwendung des oben beschriebenen, grundsätzlichen Unterschiedes der Kreuzkorrelation zwischen den Echosignalen getrennt, und der Nachhall wird dadurch beseitigt, daß die frühen Echosignale mittels einer Inphase- und Addier-Operation ausgeglichen und die späten Echosignale gedämpft werden.

Die nachfolgende Analyse zeigt, wie die unterschiedlichen Teile von hft) zum Signalspektrum beitragen und

so wie entsprechende Operationen auf der Frequenzebene zur Verringerung der Auswirkungen von späten Echos benutzt werden können.

Die Durchführung einer Fourier-Transformation für die Signale x(t)und y(t)erg\bt

Χ(ω) = [E₁(Cu) + L₁(Cu)]S(CO) (3)

Υ[ω) = [E₂(CO) + L₂(Cu)]S(W) (4)

worin Ε(ω) und L;(co) die Transformationen von ejft) bzw. lift) sind. Die Gleichungen (3) und (4) lassen sich schreiben

worin O₁ (ω) und θ₂ (ω) die den frühen Echos zugeordneten Phasenwinkel-Spektren sind. Die Absolutstriche II

bedeuten den Absolutwert der Ausdrücke zwischen den Strichen.

Durch Anwendung einer Allpaßfunktion der Form exp (ίθ₂ (ω) - /θ, (ω)) auf das Signal X (ω) und Addieren des Ergebnisses zum Signal Y (ω) erhält man das in Phase- und addierte Signal

U (ω) = S (ω) [( IF, (ω) I + If₂ (ω) !exp 0e₂(u)+L, (ω) exp (;θ₂ (ω) - /β, (ω)) + L₂ (ω)].

Aus Gleichung (7) ergibt sich, daß sich die frühen Echos in Phase addieren, während sich die spaten Echos zufällig addieren, und zwar abhängig von den Phasenwinkeln von Ζ-ι(ω), L^co) sowie vom Winkel θ^ω) — θι(ω). Dadurch werden dann im Ergebnis die späten Echos im Vergleich zu den frühen Echos gedämpft und die Schwankungen des frühen Echos relativ zum Mittelwert um 3 dB verringert.

Späte Echos werden noch weiter gedämpft, indem das Signal U(u>) über eine Verstärkerstufe G(&)) geführt wird, in welcher nicht korrelierte Signale abgeschwächt werden. In der Verstärkerstufe steuert eine zu den spaten Echos in Beziehung stehende Funktion, beispielsweise die Kreuzkorrelationsfunktion die Verstärkung für die Frequenzbänder.

Entsprechend den Grundgedanken der Erfindung werden also Nachhall- und andere nicht korrelierte Signale verringert durch Anwendung der Gleichung

beispielsweise einer Folge, die um kT Sekunden gegen die ursprüngliche Folge verschoben ist, muß nur das Fenster w(nD) um kT Sekunden verschoben werden. ίο Das auf das verschobene Fenster abgebildete Spektrumsignal X (mF) läßt sich definieren zu

$(ω) = [Υ(ω) +Α(ω) X(ω)]

(8)

auf die Spektren Χ(ω) und Y[u>), wobei Α(ω) die Allpaßfunktion und G(co) die Verstärkungsfunktion sind. Beide Funktionen werden nachfolgend noch genauer definiert.

In der obigen Analyse ist implizit ein Parameter verborgen. Dieser Parameter ist die Zeit.

Die Transformationen Χ(ω) und Υ(ω) der Gleichungen (3) und (4) sind lediglich als Darstellungen der Spektren in den Signalen x(t) und y(t) für bestimmte Zeitintervalle sinnvoll. Daher sollte man die Transformation nicht der Funktionen selbst, sondern der Funktionen x(t) und y(t) multipliziert mit einer Fensterfunktion w(t) betrachten, die mit Ausnahme innerhalb eines gewissen definierten Intervalls überall Null ist. Dieses Fenster begrenzt, wenn es so gewählt ist. daß es als Tiefpaßfilter wirkt, das durch die Transformation der Signale belegte Frequenzintervall. Dadurch wird eine Abtastung sowohl in der Zeit- als auch in der Frequenzebene möglich. Ein solches Fenster, das in Verbindung mit der vorliegenden Erfindung brauchbar ist, ist das Hamming-Fenster, das definiert ist zu

w(nD) = 0,54 + 0,46 cos (2 π nD/L)

-L/2<n<L/2 =

(9)

N-\

.V-I

'^mdf

X(mF, kT) = Σ w (nD - kT) χ (nD) e"

,5 _H "⁼° (ID

oder

X(mF,kT)=F[w(nD-kT)x(nD)}, (12)

wobei P[ ] die diskrete Fourier-Transformation des Ausdruckes innerhalb der eckigen Klammern bedeutet.

Wie oben angegeben, muß die Funktion Α(ω) oder

A(mF, kT) Allpaßcharakter haben und sich auf die Phasendifferenz der korrelierten Abschnitte in den mit einer Fensterfunktion multiplizierten Signalen x(t) und y(t) in Beziehung stehen. Es muß sich also A(mF. kT) auf den Winkel der Kreuzkorrelationsfunktion der mit einer Fensterfunktion mi tiplizierten Signale beziehen, die in die Frequenzebene transformiert sind, und kann alternativ, aber äquivalent wie folgt definiert werden

A(mF, kT) = exp / (<f [/■„ (nD))}

an allen anderen Stellen.

Der Wert für L hängt von dem Abstand zwischen den Mikrophonen 11 und 12 ab. Unter Verwendung des oben angegebenen Fensters lautet die Transformation des Signals χ (r), das in Intervallen von D Sekunden abgetastet wird

= expi{<R_n.(mF.kl)]

_ EIr_n(ItD)) \F[r„(nD)]\

R_n(mF,kT) \R„(mF,kT)\

X*(mF,kT) Y(mF,kT) \X(mF,kT)\\Y(mF,kT)\

(13)

X(mF)

w(nD) e^lmdF,

(10) Der Ausdruck r„(l) ist in Verbindung mit der vorliegenden Offenbarung die Kreuzkorrelationsfunktion der mit einer Fensterfunktion multiplizierten Signale x(t) und y(t). Entsprechend ist R_x^d) die

Transformation von r_x>(t) des Kreuzspektrums der mit einer Fensterfunktion muliplizierten Signale x(t) und y(t). Demgemäß ist R_xJmF. kT) gleich X*(mF, kT)Y(mF. kT), wobei X*(mF. kT) der komplex konjugierte Wert von X(mF, kT) ist.

Die Funktion G(mF, kT) kann der Kreuzspektrumsfunktion direkt proportional sein. Sie sollte von der absoluten, in den Signalen x(t) und y(t) enthaltenen Leistung unabhängig sein und geglättet werden, um einen Mittelwert des Kreuzspektrums der mit einer

Fensterfunktion multiplizierten Signale x(t) und y(t) zu erhalten. Demgemäß läßt sich die Funktion G(mF, kT) auf bequeme Weise definieren zu

worin F der Frequenzabtastabstand gemäß —— ist und

ι die übliche Bedeutung hat Zur Auswahl einer unterschiedlichen Folge im abgetasteten Signal x(jiD),

G(mF, kT)

\R„(mF,kT)\

R_x, (mF, kT) + R_yy (mF, kT)
(14)

Das laßt sich äquivalent ausdrucken zu

_r. r- _LT, \X*(mF,kT) Y)mF,kT)\ W(HiF^kT)P *\Y(mF,kT)\²

(15)

wobei die Querstriche oberhalb der Ausdrücke einen laufenden Mittelwert angibt, der beispielsweise die Form

Ä„ [mF, kT) = _aR„ (mF, (k -I)T) + R„ (mF, kT)

(16)

wobei A kleiner als Eins ist. Die Funktion G(mF, kT) kann natürlich eine alternative Form annehmen, solange sie eine Funktion der mittleren Kreuzkorrelationsfunktion bleibt.

Eine Prüfung von Gleichung (14) zeigt, daß die Funktion G(mF, kT) tatsächlich real und proportional zu der Kreuzkorrelationsfunktion ist. Wenn die Signale x(t) und y(t) gut korreliert sind, dann ist der Betrag von #TI* gleich RT und 7ζ7 G(mF. kT) nimmt den Wert'/₂ an. Wenn x(t) und y(t) nicht korreliert sind, hat /?,, willkürliche Phase. Im Ergebnis ist der Mittelwert /7ΓΓ dicht bei Null und folglich G(mF, A-7?dicht an Null.

F i g. 2 zeigt das allgemeine Blockschaltbild des Signalprozessors 20 im Nachhall-Verringerungssystem gemäß Fig. 1 entsprechend den Grundgedanken der Erfindung. In der Schaltung nach Fig. 2 erzeugen Mikrophone 11 und 12 Signale x(t) bzw. y(t). Diese Signale werden abgetastet und in den Schaltern 31 bzw. 32 in digitale Form umgewandelt, wodurch die Abtastfolgen x(nD) und y(nD) erzeugt werden. Zur Berücksichtigung der überlappenden Fensterfolgen x(nD)w(nD — A-T). wobei T < L ist und L die Breite des Fensters bedeutet, sind die Vor-Prozessoren 21 bzw. 22 an die Schalter 31 und 32 angeschlossen. Der Vor-Prozessor 21, der identisch mit dem Vor-Prozessor 22 aufgebaut sein kann, enthält einen Signalabtastwertspeiuher zur Aufnahme der letzten Folge von L* ^r-Abtastwerten von x(nD), eine Anzahl von üblichen Speicheradressenzählern zur Übertragung von Signalabtastwerten in den und aus dem Speicher sowie einer Einrichtung zum Multiplizieren der Ausgangssignalabtastwerte des Signalabtastwertspeichers mit geeigneten Koeffizienten der Fensterfunktion. Die Koeffizienten werden aus einem Festwertspeicher gewonnen, der durch die Speicheradressenzähler adressiert wird. Die Speicheradressenzähler unterteilen den Speicher in Abschnitte von je T Speicherstellen. Während der Speicher Signalabtastwerte aus den Adressen b bis b + L ausliest und Festwertspeicher-Koeffizienten aus den Adressen 0 bis L — 1 gewinnt, werden die Adressen L bis L + T mit neuen Daten geladen. Beim nächsten Durchlauf von Ausgangssignalen, die vom Vor-Prozessor 21 erzeugt werden, erfolgt ein Zugriff zum Signalabtastwertspeicher an den Adressen b + T bis b + T+ L Die Lese- und Schreibzähler, die den Speicher adressieren, arbeiten mit dem gleichen Modulus, der natürlich nicht größer als der Signalabtastwertspeicher sein darf.

Das oben beschriebene Verfahren zur Unterteilung eines Speichers und zum im Ergebnis gleichzeitigen Lesen und Schreiben des Speichers ist ein bekanntes Verfahren, das beispielsweise in der US-PS 37 31 284 (1. Mai 1973) beschrieben ist

Zur Steuerung der Signalverarbeitung im Signalprozessor 20 und insbesondere der Startabschnitte der verschiedenen Operationen in den Bauteilen des Prozessors weist dieser ein Steuergerät 40 auf, das die Abtaster 31,32 steuert, die verschiedenen Zähler in den Vor-Prozessoren 21, 22 vorbereitet und die Verarbeitung in den Bauteilen 23, 24, 25, 29 und 30 einleitet. Diese sind alle nachfolgend genauer beschrieben.

Die Ausgangssignalfolgen der Vor-Prozessoren 21 und 22 werden an schnelle Fourier-Transformations-Prozessoren (FFT von Fast Fourier Transform) 23 und 24 angelegt. Die Ausgangsfolgen der FFT-Prozessoren 23 und 24 werden an einen Prozessor 25 gegeben, der den Phasen- oder Verzögerungsfaktor A(mF, kT) und den die Verstärkung oder Amplitude bestimmenden Faktor G(mF, k T) erzeugt.

Die FFT-Prozessoren 23 und 24 können üblicher Art sein und beispielsweise entsprechend der Beschreibung in der US-PS 32 67 296 (7. November 1972) aufgebaut sein. Die Ausgangsfolgen der FFT-Prozessoren 23 und 24 sind die Frequenzabtastwerte X(mF, kT) und Y(mF, kT), entsprechend der Definition durch Gleichung (12).

Eine kurze Erläuterung dieser Eigenschaften der

diskreten Fourier-Transformation (DFT), die von den FFT-Prozessoren 23 und 24 durchgeführt wird, dürfte an diesem Punkt zweckmäßig sein. Mathematisch wird bei der diskreten Fourier-Transformation eine Gruppe von N komplexen Punkten auf einer ersten Ebene (beispielsweise die Zeit) in eine entsprechende Gruppe von N komplexen Punkten in einer zweiten Ebene (beispielsweise die Frequenz) transformiert. Häufig haben die Abtastwerte in der ersten Ebene nur reale Anteile. Bei einer Transformation solcher Abtastpunkte erscheinen die Ausgangsabtastpunkte in der zweiten Ebene als komplex konjugierte Paare. N reale Punkte in der ersten Ebene werden also in L/2 bedeutsame komplexe Punkte in der zweiten Ebene transformiert. Zur Gewinnung von N bedeutsamen komplexen Punkten am Ausgang (zweite Ebene) muß die Anzahl von Eingangsabtastwerten (erste Ebene) verdoppelt werden. Dies läßt sich durch eine Verdopplung der Abtastrate erreichen, oder es können alternativ die Eingangsabtastwerte durch eine geeignete Anzahl von Abtastwerten mit dem Wert Null vermehrt werden.

Entsprechend der obigen Erläuterung haben die an die FFT-Prozessoren 23 und 24 gegebenen Eingangsfolgen eine Länge von 2^L-Punkten und enthalten L/2 Null-Punkte gefolgt von L Datenpunkten und schließlich gefolgt von L/2 weiteren Null-Punkten. Die Ausgangsabtastwerte des FFT-Prozessors 23 sind die Frequenzabtastwerte X(mF, kT). Diese Abtastwerte werden mit den geeigneten Elementen des Multiplikationsfaktors A(mF, kf)\m Multiplizierer 26 multipliziert. Der Multiplikationsfaktor A(mF. kT) gelangt von Prozessor 25 zum Multiplizierer 26. Dieser ist ein herkömmlicher Multiplizierer, dessen Aufbau ähnlich dem der Multiplizierer in den FFT-Prozessoren 23 und 24 ist

Die Ausgangsabtastwerte des Multiplizierers 26 werden im Addierer 27 zu den Ausgangsabtastwerten des FFT-Prozessors 24 addiert Die summierten Ausgangssignale des Addierers 27 werden im Multiplizierer 28 mit dem Multiplikationsfaktor G(mF, kT) multipliziert der ebenfalls im Prozessor 25 erzeugt wird. Die Ausgangsabtastwerte des Multiplizierers 28 stellen das Spektrumsignal 9{ω) der Gleichung (8) dar.

Zur Erzeugung eines dem Spektrumsignal des Multiplizierers 28 entsprechenden Zeitsignals muß ein inverser DFT-Prozeß stattfinden. Demgemäß ist der

FFT-Prozessor 29 (der in seinem Aufbau identisch mit dem FFT-Prozessor 23 ses.i kann) an den Multiplizierer 28 zur Erzeugung voi» Gruppen von Ausgangsabtastwerten angeschaltet, wobei jede Gruppe ein Zeitsegment darstellt Jedes Zeitsegment ist gegen das vorhergehende Zeitsegment um kT Abtastwerte verschoben, genau so wie die Zeilsegmente für die FFT-Prozessoren 23 und 24 um kT Abtastwerte verschoben sind.

Zur Erzeugung einer einzigen Ausgangsfolge aus den Zeitabtastwerten der verschiedenen Folgen am Ausgang des FFT-Prozessors 29 können nacheinander auftretende Folgen auf geeignete Weise gemittelt oder einfach addiert werden. Das heißt, ein Ausgangsabtastwert S(nD) eines Segments kann zum Abtastwert S(nD — kT) des nächsten Segments und zum Abtast wert S(nD — 2 kT) des folgenden Segments addiert werden, und so weiter. Diese Addition sowie die Umwandlung in Analogwerte und die Tiefpaßfilterung, die zur Umwandlung einer Abtastfolge in ein kontinuierliches Signa! erforderlich sind, werden im Syntheseblock 30 durchgeführt, der an den FFT-Prozessor 29 angeschaltet ist.

Der Syntheseblock 30 enthält einen Speicher 33, einen vom FFT-Prozessor 29 und vom Speicher 33 gespeisten Addierer 34, der Eingangssignale an den Speicher 33 liefert, einen vom Addierer 34 gespeisten Speicher 35 mit Γ Speicherstellen, einen vom Speicher 35 gespeisten Digital-Analog-Wandler 36 und ein analoges Tiefpaßfilter 37. Der Speicher 33 weist L Speicherstellen auf und ist so ausgelegt, daß sich in jedem Augenblick (der in den Gleichungen durch kT bezeichnet wird) die vorhergehende Teilsumme im Speichsr befindet. In jeder Speicherstelle U befindet sich also die Summe

s(uD, kT)+HuD+T, (Jt- 1) T)+'s{uD+2 T, (k-2) T),

(17)

die eine Anzahl von Ausdrücken gleich dem ganzzahligen Abschnitt von LIT besitzt. Für jede Gruppe von Ausgangsabtastwerten des FFT-Prozessors 29 wird eine neue Gruppe von Teilsummen berechnet und im Speicher 33 abgelegt, indem auf geeignete Weise die gespeicherten Teilsummen zu den neu ankommenden Abtastwerten addiert werden. Mathematisch läßt sich dies ausdrücken durch

Z(uD,(k+l)T) = Z(uD+T,kT)

(18)

wobei die Summe ^(uDfk + \)T) die neue, in der Speicherstelle u zu speichernde Summe ist, Σ(Ί/£> + T, kT) die alte Summe in der Speicherstelle u + Γ ist und s(uD, (k + 1)7? den neu ankommenden Abtast wert S(uD) darstellt. Bei jeder neuen Teiisummenberechnung sind die ersten T Teilsummen die endgültigen Summen und werden daher im Speicher 35 abgelegt. Der Speicher 35 ver ögert auf geeignete Weise die Gruppe von Γ Summen und liefert in gleichem Abstand angeordnete Abtastwerte an den Digital-Analog-Wandler 36. Die umgewandelten analogen Abtastwertei werden einem Tiefpaßfilter 37 zugeführt, wodurch das gewünschte, nicht mit Nachhall behaftete Signal s(l) erzeugt wird.

Wie oben angegeben, erzeugt der Prozessor 25 die Signale A(mF, kT) und G(mF, kT) und kann abhängig von der Form der realisierten Gleichungen (13) und (14) auf mehrere Arten verwirklicht werden. F i g. 3 zeigt ein Blockschaltbild für den Prozessor 25, bei dem der Faktor A(mF, kT)awc\\ Auswerten der Gleichung

A (mF, kT) = X*(mF, kT) Y(mF, kT)/ \ X*(mF, kT) Y(mF, kT) I

(19)

gewonnen und der Faktor G(mF, kT) durch Auswerten der Gleichung (15) realisiert wird.

Zur Erzeugung des Signals gemäß Gleichung (19) werden die Spektrumsignale X(mF kT) und V(VnF, kT) an den Multiplizierer 251 in Fig.3 gegeben, der das « Produktsignal X*(mF, kT)Y(mF, kT) erzeugt. Der Ausdruck X*(mF, £7} ist der komplex konjugierte Wert zu X(mF, kT), so daß das gewünschte Produkt auf übliche Weise durch einen Multiplizierer für Kartesische Koordinaten erzeugt werden kann, der auf im wesentlichen die gleiche Weise wie die Multiplizierer in den FFT-Prozessoren 23 und 24 aufgebaut sein kann. Das Ausgangssigna! des Multiplizierers 251 wird an eine Absolutwert-Quadrierschaltung 252 gegeben, die das Signal \X*(mF, kT)Y(mF, kTtf erzeugt. Dieses Ausgangssignal wird an die Quadratwurzelschaltung 253 gegeben und deren Ausgangssignal an die Teilerschaltung 254 angelegt. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 251 wird ebenfalls an die Teilerschaltung 254 gegeben. Die Teilerschaltung 254 ist so ausgelegt, daß sie das durch Gleichung (19) angegebene, gewünschte Signal

X*(mF, kT)Y(mF. kT)/\X*(niF. kT)Y(mF, kT)\

erzeugt. ^b5

Zur Bildung der Funktion G(mF, kT) werden die an den Prozessor angelegten Signale X(mF, kT)una Y(mF. kT)den Absolutwert-Quadrierschaltungen 255 bzw. 256 zugeführt, wodurch man die Signale \X(mF, kT)\² und \Y(mF, k77². Diese Signale werden in den Mittelwertschaltungen 257 und 258 (die an die Schaltungen 255 bzw. 256 angeschlossen sind) geglättet und die gemittelten Signale werden im Addierer 259 summiert. Das Ausgangssignal des Addierers 159 entspricht dem Ausdruck

gemäß Gleichung (15).

Das vom Multiplizierer 251 erzeugte Kreuzkorrelationssignal X"(mF. kT)Y(mF, kT) wird in der Schalnung 261 gemittelt und der Betrag des erzeugten Mittelwertes wird in einer Betragsschaltung gewonnen, die eine an den Ausgang der Schaltung 261 angeschlossene Betragswert-Quadrierschaltung 262 und eine an den Ausgang der Schaltung 262 angeschlossene Quadratwurzelschaltung 263 aufweist. Das Ausgangssignal der Schaltung 263 entspricht dem Ausdruck

\X*(mF, kT) Y(mF,kT)\

der Gleichung (15).

Um schließlch den Ausdruck G(mF. kT) 711 erhalten werden die Ausgangssignale der Schaltungen 263 und 259 an die Teilerschaltung 260 gegeben, die das gewünschte Quotientensignal gemäß Gleichung (15]

erzeugt

Die Betragswert-Quadrierschaltungen 252, 255, 256 und 262 können identisch aufgebaut sein und einfach einen Multiplizierer gleich dem Multiplizierer 251 zur Auswertung der Produktsignale P(mF, kT)P*(mF, kT) enthalten, wobei ifmF, kT)das spezielle Eingangssignal des Multiplizierers darstellt

Die Quadratwurzelschaltungen 253 und 263 werden am zweckmäßigsten mittels einer Festwertspeicher-Nachschlagetabelle verwirklicht Alternativ kann ein Digital-Analog-Wandler- und Analog-Digital-Wandlerpaar zusammen mit einer analogen Quadratwurzelschsltung benutzt werden. Eine solche Schaltung ist in der US-PS 39 87 366 (19. Oktober 1976) beschrieben. Alternativ lassen sich verschiedene Quadratwurzel-Annäherungsverfahren einsetzen.

Die Teilerschaltungen 254 und 260 werden am einfachsten mittels einer Festwertspeicher-Nachschlagetabelle verwirklicht Dabei ist die zum Speicher gegebene Adresse der Divisor, die Dividenten-Signale werden zur Bildung eines einzigen Adressenfeldes verknüpft und das Speicherausgangssignal ist der gewünschte Quotient. Eine solche Teilerschaltung ist mit Erfolg in einer Einrichtung verwendet worden, die in der US-PS 38 55 423 (17. Dezember 1974) beschrieben ist.

Schließlich werden die Mittelwertschaltungen 257, 258 und 256, die die Gleichung (16) realisieren, auf zweckmäßige Weise durch Speichern des laufenden Mittelwertes in einem Akkumulator, Addieren des Bruchteils a des akkumulierten Inhalts zum augenblicklichen Eingangssignal und damit Bilden eines neuen laufenden Mittelwertes und durch Speichern des erzeugten neuen Mittelwertes im Akkumulator verwirklicht Solche Mittelwertschaltungen sind bekannt und beispielsweise in den US-Patenten 37 17 812 (20. Februar 1973)und3821 482(28.Juni 1974)beschrieben.

Es sei darauf hingewiesen, daß das an Hand der F i g. 2 und 3 beschriebene Ausführungsbeispiel der Erfindung lediglich ein Beispiel darstellt, und daß zahlreiche Abänderungen im Rahmen der Erfindung möglich sind.

Beispielsweise ist bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel das Verfahren zur Verringerung der Auswirkungen später Echos in Verbindung mit einem In-Phase-Addierverfahren zur Erläuterung der Auswirkungen früher Echos dargelegt worden. Obwohl sich diese beiden Verfahren unter Verwendung eines Signalprozessors der beschriebenen Art leicht kombinieren lassen, sei darauf hingewiesen, daß das Verfahren zur Verringerung der Auswirkungen später Echos im Prinzip in Verbindung mit anderen Verfahren zur Verringerung der Auswirkungen früher Echos benutzt werden kann, von denen einige oben beschrieben worden sind. Außerdem wird bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel das Ausgangssignal durch eine geeignete Verarbeitung und Kombination der beiden Mikrophonsignale abgeleitet. Obwohl zwar zwei solcher Signale für die Signalverarbeitung erforderlich sind, kann es bei gewissen Anordnungen vorteilhaft sein, das Ausgangssignal von dem einen oder dem anderen Mikrophonsignal abzuleiten, ohne sie tatsächlich zu kombinieren. Es können auch zahlreiche andere Korrelationsverfahren als die unter Verwendung einer FFT-Analyse benutzt werden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Signalverarbeitungsanlage zur Ableitung eines störverringerten Ausgangssignals aus einem ersten und einem zweiten Signal, die von räumlich getrennten Mikrophonen stammen, mit einer Korrelatoreinrichtung, die das erste und zweite zugeführte Signal verarbeitet und die Korrelation zwischen ihnen bestimmt, und mit einer Einrichtung zur Ableitung eines Ausgangssignals von wenigstens einem der zugeführten Signale, abhängig vom Ausgangssignal der Korrelatoreinrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrelatoreinrichtung (23, 24, 25) die Frequenzkorrelation zwischen dem ersten Signal (x(t)) und dem zweiten Signa! (y(t)) bestimmt und daß die Einrichtung (28) zur Ableitung des Ausgangssignals (s(t)) die Amplitude dieses Ausgangssignals abhängig von der Frequenzkorrelation zwischen dem ersten und dem zweiten Signal steuert.

2. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Kombiniereinrichtung (26,27) zur Kombination des zugeführten ersten und zweiten Signals, wobei das Ausgangssignal von dem kombinierten Signal abgeleitet wird.

3. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kombiniereinrichtung (26, 27) das zugeführte erste und zweite Signal entsprechend einem In-Phase- und Addierverfahren kombiniert.

4. Signalverarbeitungsan'age nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrelatoreinrichtung eine Spektrum-Analysiereinrichtung (23, 24) aufweist, die jedes der zugeführten ersten und zweiten Signale verarbeitet, sowie eine Prozessoreinrichtung (25), der die Ausgr.ngssignale der Spektrum-Analysiereinrichtung (23, 24) zur Ableitung des Ausgangssignals zugeführt werden.

5. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Prozessoreinrichtung (25) so ausgelegt ist, daß das zugeführte erste Signal mit Bezug auf das zweite Signal in Abhängigkeit von der Frequenz-Korrelation zwischen ihnen verzögert ist, und daß eine Addiereinrichtung (27) vorgesehen ist, um das verzögerte Signal zu dem zugeführten zweiten Signal zur Lieferung eines in Phase und addierten Signals zu addieren.

6. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Prozessoreinrichtung (25) so ausgelegt ist, daß sie ein Amplituden bestimmendes Signal (G) liefert, das von der Frequenz-Korrelation zwischen dem zugeführten ersten und zweiten Signal abhängt, und daß die Prozessoreinrichtung das in Phase und addierte Signal zur Ableitung des Ausgangssignals bearbeitet.

7. Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine Frequenztrenneinrichtung (21, 22) vorgesehen ist, die das zugeführte erste und zweite Signa! zur Auftrennung in eine Vielzahl von Frequenzbändern verarbeitet, und daß die Korrclatoreinrichiung so ausgelegt ist. daß sie eine Frequenzkorrclation zwischen den entsprechenden Frequenzbändern des zugeführten ersten und zweiten Signals durchführt.

8. Signalverarbeilungsanlagc nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenztrennein-

richtung in Form einer Vor-Prozessoreinrichtung (21,22) ausgeführt ist

9. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Vor-Prozessoreinrichtung (21, 22) so ausgelegt ist, daß sie jedes der zugeführten ersten und zweiten Signale in eine Vielzahl von sich überlappenden Frequenzbändern auftrennt.

10. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch eine Abtasteinrichtung (31, 32), die jedes der zugeführten ersten und zweiten Signale zur Lieferung von Abtastsignalen an jeweils eine der Vor-Prozessoreinrichtungen (21,22) verarbeitet.

11. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Spektrum-Analysiereinrichtung (23, 24), die jedes der zugeführten und zweiten Signale verarbeitet, in Form einer Fourier-Transformationseinrichtung (23, 24) verwirklicht ist, die das Ausgangssignal der jeweiligen Vor-Prozessoreinrichtung verarbeitet.

12. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale der Fourier-Transformationseinrichtung (23,24) der Prozessoreinrichtung (25) zugeführt werden, die so ausgelegt ist, daß sie eine Frequenzkorrelation zwischen entsprechenden Frequenzbändern des zugeführten ersten und zweiten Signals durchführt und ein Phasenverzögerungssignal (A) und ein Amplituden bestimmendes Signal (G) für jedes der entsprechenden Bänder liefert.

13. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch eine Multipliziereinrichtung (26), der das dem zugeführten ersten Signal entsprechende Fourier-transformierte Signal und das Phasenverzögerungssignal (A) zugeführt wird, um ein verzögertes Signal zu liefern, das in einer Addiereinrichtung (27) zu dem dem zugeführten zweiten Signal entsprechenden Fourier-transformierten Signal zur Lieferung des in Phase- und addierten Signals addiert wird.

14. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch eine weitere Multipliziereinrichtung (28), der das in Phase- und addierte Signal und das Amplituden bestimmende Signal (G) zur Ableitung des Ausgangssignals zugeführt werden.

15. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 14, gekennzeichnet durch eine zusätzliche Fourier-Transformationseinrichtung (29), die das Ausgangssignal der weiteren Multipliziereinrichtung (28) verarbeitet, und durch eine Signalsyntheseeinrichtung (30), die das Ausgangssignal der weiteren Fourier-Transforrnationseinrichtung (29) zur Lieferung des Ausgangssignals verarbeitet.

16. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 15. dadurch gekennzeichnet, daß die Signalsyntheseeinrichtung (30) eine Addiereinrichtung (34) aufweist, der das Ausgangssignal der weiteren Fourier-Transformationseinrichtung (29) zugeführt wird, daß eine Speichereinrichtung (33) das Ausgangssignal der Addiereinrichtung (34) verarbeitet und ein weiteres Eingangssignal an diese liefert, daß eine weitere Speichereinrichtung (35) das Ausgangssignal der Addiereinrichtung (34) verarbeitet, daß ein Digital-Analog-Wandler (36) vorgesehen ist. dem das Ausgangssignal der weiteren Speichereinrichtung (35) zugeführt ist. sowie ein Tiefpaßfilter (37). das das Ausgangssignal des Digital-Analog-Wandlers (36)

zur Bereitstellung des Ausgangssignals filtert

17. Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 11 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Fourier-Transformationseinrichtung (23, 24) und/oder die weitere Fourier-Transformationseinrichtung (29) die Form eines schnellen Fourier-Transformationsmoduls zur Lieferung diskreter Fourier-Transformationen annehmen.

18. Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 12 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Prozessoreinrichtung (25) eine Multipliziereinrichtung (251) aufweist, die die ihr zugeführten Eingangssignal·.' multipliziert, ferner eine Absolutwert-Quadriereinrichtung (252), die das multiplizierte Signal verarbeitet, und eine Quadratwurzeleinrichtung (253), die das Ausgangssignal der Quadriereinrichtung (252) verarbeitet, und daß eine Teilereinrichtung (254) vorhanden ist, der das multiplizierte Ausgangssignal und das Ausgangssignal der Quadratwurzeleinrichtung (253) zur Lieferung des Phasen^erzögerungssigna's ^zugeführt sind.

19. Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 12 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Prozessoreinrichtung (25) eine Multipliziereinrichtung (251) zur Multiplikation der ihr zugeführten Eingangssignale aufweist, ferner eine Mittelwertbildungseinrichtung (261), die das multiplizierte Ausgangssignal verarbeitet, sowie eine Absolutwert-Quadriereinrichtung (262), die das Ausgangssignal der Mittelwertbildungseinrichtung (261) verarbeitit, und eine Quadratwurzeleinrichtung (263), die das Ausgangssignal der Quadriereinrichtung (262) verarbeitet, und daß weitere Absolutwert-Quadriereinrichtungen (255, 256) vorhanden sind, die jeweils die Eingangssignale der Prozessoreinrichtung (25) ver- Ji arbeiten, daß die Ausgangssignale der weiteren Absolutwert-Quadriereinrichtungen (255, 256) einer Mittelwertbildung unterzogen und in einer Addiereinrichtung (259) kombiniert werden, und daß das Ausgangssignal der Addiereinrichtung (259) und das ⁴" Ausgangssignal der Quadratwurzeleinrichtung (263) einer Teilereinrichtung (260) zugeführt sind, die das Amplituden bestimmende Signal (G) liefert.

20. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 18 und 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Multipliziereinrichtung (251) der Prozessoreinrichtung durch einen einzelnen Multip!izierer(251)gebildet ist.

21. Signalverarbeitungsanlage nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das zugeführte erste und zweite Signal >u jeweils von einem von zwei räumlich getrennten Mikrophonen (11,12) abgeleitet ist.

22. Signal Verarbeitungsanlage nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch:

eine Einrichtung zur Aufnahme eines ersten, von " einem ersten Mikrophon (U) zugeführten Signals x(t) und eines von einem zweiten Mikrophon (12), das räumlich von dem ersten Mikrophon getrennt ist, zugeführten zweiten Signals y(t).
eine Abtasteinrichtung (31, 32) zur Abtastung der bo Signale x(t)una v(i) in Intervallen von D Sekunden zur Erzeugung von Abtastsignalen \(nU}b?.w.y(nD). wobei η eine laufende Variable ist.
eine Einrichtung (21, 22) zur Transformation aufeinander folgender und sich überlappender <>5 Folgen fester Länge der Signale x(nD)\m<& \(nD)tn die Frequen/ebene /ur Bildung von Signalen X(mF, A-7"Jbzw. YImRkT).

eine Frequenzkorrelatoreinrichtung (23, 24, 25), die die Signale X(mF, kT) und Y(mF, kT) zur Erzielung einer Frequenzkorrelation zwischen ihnen verarbeitet,

eine Kombiniereinrichtung (26,27) zur Kombination der Signale X(mF, kT) und Y(mF, kT) unter Steuerung der Frequenzkorrelatoreinrichtung (23, 24, 25) zur Bildung eines in Phase- und addierten Signals,

eine Amplitudenmodifiziereinrichtung (28) zur Modifizierung der Amplitude des in Phase- und addierten Signals unter Steuerung der Frequenzkorrelatoreinrichtung zur Bildung eines Amplituden modifizierten Signais,

eine Einrichtung zur Transformation des Amplituden modifizierten Signals in eine zeitlich abgetastete Ausgangssignalfolge.

23. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Signale X(mF, kT) und Y(mF, kT) unter Steuerung eines von der Frequenzkorrelatoreinrichtung (23, 24, 25) gelieferten verzögerungsbestimmenden Signals A(mF, kT) kombiniert wird.

24. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Kombiniereinrichtung (26,27) die Funktion

Y(mF, kT) + A(mF, kT)X(mF, kT).

25. Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 22 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitudenmodifiziereinrichtung (28) die Amplitude des in Phase- und addierten Signals unter Steuerung eines von der Frequenzkorrelatoreinrichtung (23, 24, 25) gelieferten, Amplituden bestimmenden Signals (G) modifiziert, um das Amplituden modifizierte Signal entsprechend der Funktion

Y(mF kT) + A(mF. kT)X(mF, kT)G(mF, kT).

26. Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 22 bis 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Überlappung der Folge größer als Null und kleiner als die Länge der Folgen fester Länge ist.

27. Signalverarbeitungsan'age nach einem der Ansprüche 23 bis 26, dadurt , gekennzeichnet, daß der verzögerungsbestimmende Faktor A(mF, kT) ein Phasor ist, der sich alternativ ausdrücken läßt durch exp i[<F(r„(nD)j\ oder exp /'[< RyJmF, kT)]. wobei _£die Fourier-Transformation, r_M die Kreuzkorrelationsfunktion und Λ», die Kreuzspektrumfunktion sind.

28. Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 23 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß der verzögerungsbestimmende Faktor A(mF, kT) ein Phasor ist, der sich ausdrücken läßt durch

RyJmF, kT)/\Ry_>(mF, kT)\,

wobei /?,, die Kreuzspektrumsfunktion ist.

29. Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 23 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß der verzögerungsbestimmende Faktor A(mF. kT) ein Phasor ist, der sich ausdrücken läßt durch

X*(niF. kT)Y(mF. kT)/\X(mF. kT)\ \Y(mF, kT)\.

30. Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 25 bis 29. dadurch gekennzeichnet, daß sich das Amplituden bestimmende Signal G'mF. kT) ausdrucken Iäl3t durch

\R_v(mF, kT)\ I \R_XX (mF, kT) + R_>y(mF, kT].

31. Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 25 bis 29, dadurch gekennzeichnet, daß sich das Amplituden bestimmende Signal G(mF,kT) ausdrücken läßt durch

I Α"* (mF, kT) Y (mF, kT \ i [\X(m/, kTV + \Y(mF, kT)V].

Die Erfindung betrifft eine Signalverarbeitungsanlage zur Ableitung eines störverringerten Ausgangssignals aus einem ersten und einem zweiten Signal, die von räumlich getrennten Mikrophonen stammen, mit einer Korrelatoreinrichtung, die das erste und zweite zugeführte Signal verarbeitet und die Korreiaiion zwischen ihnen bestimmt, und mit einer Einrichtung zur Ableitung eines Ausgangssignals von wenigstens einem der zugeführten Signale, abhängig vom Ausgangssignal der Korrelatoreinrichtung.

Es ist bekannt, daß der Raumnachhall die Wiedergabequalität von Klängen wesentlich verringern kann, die von einem monauralen Mikrophon zu einem monauralen Lautsprecher übertragen werden. Diese Qualitätsverringerung stört besonders bei Fernsprechkonferenzen, bei denen die Eigenschaften des benutzten Raumes im allgemeinen nicht besonders ausgesucht sind, so daß der Raumnachhall von Bedeutung ist. Der Raumnachhall ist methodisch in zwei Kategorien aufgeteilt worden, nämlich frühe Echos, die als Spektralverzerrung wahrgenommen werden und deren Auswirkung als »Färbung« bekannt ist, und Langzeitnachhall, der auch als späte Reflektionen oder späte Echos bekannt ist, die auf der Zeitebene rauschähnliche Beiträge zu Sprachsignalen leisten. Eine sehr gute Erläuterung der für den Raumnachhall geltenden Prinzipien und der bekannten Verfahren zur Verringerung der Nachhalleinflüsse findet sich in »Seeking the Ideal in >Hands-Free< Telephony« von Berkley et al in Bell Laboratories Record, November 1974, Seiten 318 ff. Dort wird der Unterschied zwischen einer Verzerrung durch frühe Echos und eine Verzerrung durch späte Reflektionen zusammen mit einigen der zur Beseitigung von verschiedenen Verzerrungsarten benutzten Verfahren beschrieben. Ein Teil der in dem genannten Aufsatz beschriebenen Verfahren sowie weitere Verfahren, die für die vorliegende Erfindung von Bedeutung sind, werden nachfolgend entsprechend den jeweils verwendeten Prinzipien erläutert.

In der US-PS 37 86 188 wird ein System zur Synthetisierung von Sprache aus einem Nachhallsignal beschrieber.. Bei diesem System wird die Stimmiraki-Übertragungsfunktion des Sprechers kontinuierlich aus dem Nachhallsignal angenähert und dadurch eine Nachhall-Erregungsfunktion entwickelt Diese Funktion wird analysiert, um gewisse Parameter des Sprechers festzustellen (beispielsweise, ob die Funktion des Sprechers stimmhaft oder stimmlos ist), und aus den abgeleiteten Parametern wird ein nachhallfreies Sprachsignal synthetisiert. Dieses Syntheseverfahren macht notwendigerweise Näherungen bei den abgeleiteten Parametern erforderlich und diese Näherungen verursachen zusammen mit der kleinen Anzahl von Parametern einen gewissen Verlust der Klangtreue.

In einem Aufsatz von ]. L. Flanagan et al »Signal Processing to Reduce Multipath Distortion in Small Rooms« in The Journal of the Acoustics Society of America, Band 47, Nr. 6 (Teil I), 1970, Seiten 1475 ff. wird ein System zur Verringerung der Auswirkungen ίο früher Echos durch Kombination der Signale aus zwei oder mehreren Mikrophonen unter Erzeugung eines einzigen Ausgangssignals beschrieben. Bei diesem System wird das Ausgangssignal jedes Mikrophons unter Erzeugung einer Anzahl von Bandpaßsignalen

is gefiltert, die benachbarte Frequenzbereiche belegen, und dasjenige Mikrophon, welches die größte mittlere Energie in einem gegebenen Frequenzband aufnimmt, wird ausgewählt und trägt dieses Signalband zum Ausgangssignal bei. Der Begriff »benachbarte Bänder« bezieht sich auf nicht überlappende Bänder. Das erläuterte Verfahren ist nur zur Verringerung von frühen Echos brauchbar.

In der US-PS 36 62 108 wird ein System unter Verwendung sogenannter Cepstrum-Analysatoren beschrieben, die auf mehrere Mikrophone ansprechen. Durch Summieren der Analysator-Ausgangssignale ergibt sich eine Kohärenz derjenigen Anteile der Cepstrum-Signale, die das unverzerrte akustische Signal darstellen, während diejenigen Teile der Cepstrum-Si-

jo gnale, welche den durch eine Mehrwegübertragung verzerrten Signalen entsprechen, zu keiner Kohärenz führen. Eine selektive Beschneidung der summierten Cepstrum-Signale entfernt die Verzerrungskomponenten, und eine inverse Transformation der summierten und beschnittenen Cepstrum-Signaie ergibt ein Abbild des ursprünglichen, nicht mit Nachhall behafteten akustischen Signals. Bei diesem System werden wiederum nur frühe Echos korrigiert.

Aus der US-PS 34 40 350 ist ein System zur Verringerung der Nachhall-Beeinträchtigung von Signalen unter Verwendung einer Vielzahl von Mikrophonen bekannt, wobei jedes Mikrophon an einen Phasen-Vocoder angeschlossen ist. Der Phasen-Vocoder jedes Mikrophons erzeugt ein Paar von Schmalbandsignalen in jedem von einer Vielzahl von benachbarten schmalen Analysierbändern, wobei das eine Signal die Größe der Kurzzeit-Fourier-Transformation und das andere Signal die Phasenwinkel-Ableitung der Kurzzeit-Fourier-Transformation darstellen.

Die Vielzahl der Phasen-Vocodersignale wird einer Mittelwertbildung unterworfen, urn zusammengesetzte Amplituden- und Phasensignale zu erzeugen. Die zusammengesetzten Steuersignale der Vielzahl von Phasen-Vocodern wird zur Synthetisierung eines Abbildes des nicht mit Nachhall behafteten akustischen Signals benutzt Auch bei diesem System werden nur frühe Echos korrigiert.

Bei der eingangs definierten Signalverarbeitungsanlage (US-PS 37 94 766) wird unter Verwendung einer Vielzahl von Mikrophonen eine Signalverbesserung durch einen Ausgleich der Signalverzögerung in den Wegen der verschiedenen Mikrophone erzielt und die für einen Ausgleich erforderliche Verzögerung durch Korrelationsverfahren in der Zeiiebene bestimmt. Diese Nachrichtenanlage arbeitet in der Zeitebene und zieht unterschiedliche Verzögerungen in unterschiedlichen Frequenzbändern nicht in Rechnung.
Bei dem bekannten Verfahren erfolgt eine getrennte