DE2736783C3

DE2736783C3 - Grenzwert-Meldevorrichtung für Wechselsignale

Info

Publication number: DE2736783C3
Application number: DE2736783A
Authority: DE
Inventors: Robert Marshall Broager Mcculloch (Daenemark)
Original assignee: Danfoss AS
Current assignee: Danfoss AS
Priority date: 1977-08-16
Filing date: 1977-08-16
Publication date: 1980-05-08
Also published as: NL185539C; SE7808647L; DK159336C; GB2002983B; DK357578A; DE2736783A1; DK159336B; NL7807981A; SE431915B; NL185539B; GB2002983A; DE2736783B2; JPS5432366A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Grenzwert-Meldevorricbtung für Wechselsignale mit einem Vergleicher, dessen Signaleingang das Wechselsignal als gleichgerichtete Spannung und dessen Referenzeingang eine den Grenzwert bestimmende Referenz-Gleichspannung zugeführt wird und dessen Ausgang beim Oberschreiten des Grenzwerts zur Bildung eines Meldesignals von einem ersten Potential auf ein zweites Potential und beim Unterschreiten des Grenzwerts wieder zurückwechselt

Bei bekannten Grenzwert-Meldevorrichtungen dieser Art wird das Wrchselsignal in eine Gleichspannung umgewandelt, die nicht nur gleichgerichtet, sondern auch geglättet ist, damit ein genauer Vergleich mit der Referenz-Gleichspannung erfolgen kann. Hierbei muß eine sehr gute Glattung erfolgen, da eine Restwelligkeit einen fortwährenden Wechsel des Ausgangspotentials des Vergleichen zur Folge hätte. Eine gute Glättung führt aber zu einer entsprechend großen Zeitvergrößerung, die in vielen Fällen, zum Beispiel bei der Überwachung von Oberströmen, nicht in Kauf genommen werden kann.

Ferner ist es bekannt (US-PS 38 36 854). durch Gleichrichtung eines sinusförmigen Wechselsignals gebildete Einzelimpulse dem einen Eingang eines bistabilen Vergleichers zuzuführen und den anderen Eingang auf ein Bezugspotential oberhalb Null zu legen. Am Vergleicherausgang liegt ein Zeitglied, das im ausgelösten Zustand den Vergleicher in der Weise durch einen Rücksetzir puls übersteuert, daß der Vergleichcr während der Dauer des Rücksetzimpulses ein konstantes Ausgangssignal aufweist. Der Rücksetzimpuls wird von der Rückflanke des Vergleicherausgangssignals ausgelöst und außerdem dem D-Eingang eines D-Flipflop über ein Verzögerungsglied zugeführt. Der Takteingang des D-FIipflop ist ebenfalls mit dem Vergleicherausgang verbunden. Die Vorderflanke eines lakteingangssignals bewirkt das Kippen des D-Flipflop auf den am D-Eingang herrschenden Signalzustand. Die Rückset/impulsdauer ist etwas größer als die Zeit, die ein normales Wechselsignal, jedoch kleiner als die Zeit, die ein /u kleines Wechselsignal für ein Durchlaufen des Bereichs Bezugspoteniial — Null — Bezugspotential benötigt. Die Verzögerungszeit des Verzögerungsglie des ist kleiner als die Rücksetzimpulsdauer.

Im Normalfall, bei hinreichend hohem Weehselsignal, überlappt daher der Rücksetzimpuls den normalen Beginn des folgenden Vergleicherausgangsimpulses, so daß dieser Beginn praktisch auf die Vorderflanke des Rücksetzimpulses vorverlegt wird. Die Vorderflanke des Vergleicherausgangsimpulses bzw. des Taktsignal^ ist daher bereits verschwunden, bevor sich der Rücksetzimpuls über das Verzögerungsglied am D-Eingang des D'Flipflop auswirkt, so daß dieses im

Normalfall seinen Kippzustand beibehält.

Wenn die Amplitude des Wechselsignals dagegen so klein ist, daß sie zwar das Bezugspotential überschreitet, beim Verschwinden des Rücksetzimpulses jedoch noch nicht überschritten hat, verschwindet das Vergleicherausgangssignal sofort mit dem Rücksetzimpuls, so daß dieser gleich erneut ausgelöst wird und das Vergleicherausgangssignal ebenfalls wieder auftritt. Die Vorderflanke dieses erneut ausgelösten Vergleicherausgangssignals tritt jetzt auf, während der erste Rücksetzimpuls, nach seiner Verzögerung durch das Verzögerungsglied, am D-Eingang des D-FIipflop ansteht. Dieses wird daher gekippt, um ein zu niedriges Wechselsignal anzuzeigen. Sowie der Augenblickswert des Wechselsignals das Bezugspotential in der nächsten Halbwelle unterschreitet, wird das D-Flipflop jedoch wieder zurückgekippt. Es wechselt daher mit jeder Halbwelle des zu niedrigen Wechselsignals seinen Zustand. Dieser instabile Betrieb ist in vielen Fällen unerwünscht, z. B. wenn der Grenzwertmelder eine:! Regelvorgang beeinflussen soll. Nach jeder Halbwelle wird dann ein fehlerfreier Zustand gemeldet, obwohl der Fehler noch vorliegt. Dies kann zu starken Regelschwingungen und einer Zerstörung der geregelten Einrichtung führen. Eine Glättung der Schwingungen der Meldevorrichtung Ji würde wieder zu einer unerwünschten Verzögerung des Meldevorgangs führen.

Die Anwendung dieser Grenzwert-Meldevorrichtung auch für Rechteck-Wechselsignale mit langen Impulsabständen oder für einweggleichgerichtete Sinussignale _ll( (neben zweiweggleichgerichteten Sinussignalen) kann zu einer Ansprechverzögerung nach dem Auftreten einer zu niedrigen Spannung um den Betrag der entsprechend dem Abstand der gleichgerichteten Einzelimpulse zu wählenden Rücksetzimpulsdauer füh- j-, ren.

Sodann ist es zur Überwachung einer geglätteten Gleichspannung bekannt (DE-OS 26 29 894), einen Differenzverstärker in der Weise zu beschälten, daß er als bistabiler Vergleicher arbeitet. Hierbei treten ebenfalls die eingangs geschilderten Schwierigkeiten auf. daß die Anwendung für Wechselsignale eine die Ansprechzeit verzögernde Glättung erfordert.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Grenzwert-Meldevorrichtung der eirgangs beschriebe- 4-, nen Art anzugeben, die bei einfachem Aufbau sehr rasch ansprechen kann.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die gleichgerichtete Spannung aus ungeglätteten Einzelimpulsen besteht und daß dem Vergleicherausgang eine erste Kippstufe nachgeschaltet ist. die beim Wechsel vom ersten zum zweiten Potential sofort vom ersten in den zweiten Kippzustand und beim Wechsel vom zweiten zum ersten Potential nach einer ersten Verzögerungszeit, die mindestens etwa dem Zeitab- -,<j stand aufeinanderfolgender Einzelimpulse gleich ist. zurückkippt.

Wenn bei dieser Vorrichtung die Amplitude des ersten Einzelimpulses die Referenzspannung übersteigt, spricht nicht nur der Vergleicher, sondern auch die erste bo Kippstufe an. Wenn kurz darauf die Amplitude des Eirtzelirnpulses die Referenzspannung wieder unterschreitet, bleibt jedoch die Kippschaltung bis zum Ende der ersten Verzögerungszeit in ihrem zweiten Kippzustand. Handelt es sich um wiederkehrende Impulse mit j,·-, zu großer Amplitude, wird die Verzögerungszeit immer wieder in Lauf gesetzt. Dies bedeutet, daß der zweite Kippzustand beibehalten wird, bis die Amplitude der Einzelimpulse wieder abgenommen hat. Es ergibt sich daher nicht nur ein sofortiges Ansprechen, sondern auch ein stabiler Betrieb. Die Meldevorrichtung ist gleichermaßen für rechteckförmige, einweggleichförmige oder anders verlaufende Signale wie für zweiweggleichförmige Sinussignale geeignet, ohne daß eine Abstimmung auf den jeweiligen Kurvenverlauf zur Erzielung einer hohen Ansprechgeschwindigkeit erforderlich wäre.

Es genügt daher, wenn bei Einweg-Gleichrichtung die erste Verzögerungszeit nur etwa eine Periodendauer des Wechselsignals beträgt. Damit geht auch das Rückschalten mit geringer Verzögerung vor sich. Eine noch geringere Verzögerungszeit von etwa einer halben Periodendauer genügt bei Zweiweg-Gleichrichtung, die allerdings einen geringfügig höheren Schaltungsaufwand erfordert

Zur Erzeugung der ersten Verzögerungszeit empfiehlt es sich, zwischen Vergleicher und Kippstufe ein RC-G\\ed zu schalten, dessen Widerstand durch eine Diode überbrückt ist Wenn der Koi.„-:nsatorstrom über den Widerstand fließt, ergibt sich de gewünschte Verzögerungszeit. In der Gegenrichtung ist der Widerstand durch die Diode kurzgeschlossen, «o daß der Kondensator praktisch sofort die Spannung am Verglel-herausgang annimmt.

Es ist zwar von Interesse, daß die Grenzwert-Meldevorrichtung sofort anspricht; häufig wird aber eine Sicherheit dafür gewünscht, daß nicht bereits beim Auftreten eines einzelnen Störimpulses ein Meldesignal abgegeben wird. Dies wird dadurch erreicht, daß der ersten Kippstufe eine zweite Kippstufe nachgeschaltet ist, die dem Kippen der ersten Kippstufe vom ersten in den zweiten Kippzustand nach einer zweiten Verzögerungszeit folgt, die größe·- ist als die erste Verzögerungszeit. Auf diese Weise können Störsignale, deren Dauer kleiner ist als die Differenz zwischen den beiden Verzögerungszeiten, eine Auslösung des Meldesignals nicht bewirken.

Auch die zweite Verzögerungszeit sollte nicht groß sein, sondern höchstens etwa die Dauer zweier Perioden betragen. Auf diese Weise können Störimpulse von der Länge einer Periode mit Sicherheit unberücksichtigt bleiben. Da Störimpulse in der Regel aber eine wesentlich kürzere Länge haben, genügt es in der Praxis, die zweite Verzögerungszeit nur etwas länger als eine Periodendauer zu wählen.

Zur Erzeugung der zweiten Verzögerungszeit kann zwischen erste und zweite Kippstufe ein /?C-Glied geschaltet sein. Dieses erzeugt in der einen Kipprichtung die zweite Ve^zögerungszeit und in der anderen Kipprichtung eine dritte Verzögerungszeit, die ein 7<j frühes Unterbrechen des Meldesignals aufgrund eines 5"tör,.npulses verhindert.

Mit Vorteil ist der Referenzeingang über einen ersten Teilerwidcrstand nut einer einstellbaren Spannung und über einen zweiten Teilerwiderstand und einen vom Kippzustand der letzten Kippstufe gesteuerten elektronischen Schalter mit O-Potentia! verbunden Dies führt zu einer hystereseförmigen Änderung des Grenzwertes, wodurch ein fortwährendes Hin* und Herkippen vermieden wird, wenn die Amplitude des Wtchselsignals geringfügig um den Grenzwert schwankt.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist dafür gesorgt, daß der Ve^rgleicher im ersten Kippzustand ein L-Signal und im zweiten Kippzustand ein O-Signal abgibt, daß die erste Kippstufe ein NAND-Glied iss, dessen einer Eingang direkt mit dem Vergleicherausgang verbunden ist und dessen anderer Eingang über die

Parallelschaltung eines Widerstandes und einer Diode mit dem Vergleicherausgang und über einen Kondensator mit O-Potential verbunden ist. daß die zweite Kippstufe ein NAND-Glied ist, dessen einer Eingang mit ^-Potential und dessen anderer Eingang über einen > Widerstand mit dem Ausgang der ersten Kippstufe und über einen Kondensator mit O-Potential verbunden ist, daß eine dritte Kippstufe in der Form eines NAND-Gliedes vorgesehen ist, dessen beide Eingänge mit dem Ausgang der zweiten Kippstufe verbunden ist, daß der elektronische Schalter ein Transistor ist, dessen Basis über einen Widerstand mit dem Ausgang der dritten kippstufe verbunden ist, und daß das Meldesignal am Ausgang der zweiten und/oder dritten Kippstufe abnehmbar ist. Die zusätzliche dritte Kippstufe sorgt dafür, daß der elektronische Schalter im richtigen Sinn ein- und ausschaltet und daß das binäre Meldesignal wahlweise auch in invertierter Form abgenommen werden kann.

Die Erfindung wird nachstehend anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild der erfindungsgemäßen Grenzwert-Meldevorrichtung,

F i g. 2 in einem Diagramm die hysteresemäßige Änderung des Grenzwertes,

Fig. 3 in mehreren Diagrammen den Verlauf der Spannungen innerhalb der Schaltung und

Fig.4 einen Verdichter einer Kälteanlage mit Kapazitätsregler, der von der Grenzwert-Meldevorrichtung beeinflußbar ist.

Bei der Grenzwert-Meldevorrichlung der F i g. 1 wird ein Motorstrom A/ überwacht. Er fließt durch die Primärwicklung eines Transformators Tr, durch dessen Sekundärwicklung der Sekundärstrom /? fließt. Das ei" e Ende der Sekundärwicklung liegt an einer Leitung 10 mit O-Potential, das andere Ende ist über einen Längswiderstand R1 mit dem invertierenden oder Signaleingang eines Vergleichers /Cl verbunden. Vor dem Längswiderstand befindet sich ein Querwiderstand der Spannung Vm kleiner als die Eingangsspannung V₁ ist, L-Potential und im anderen Kippzustand, wenn der Spitzenwert die Eingangsspannung VV überschreitet, O-Potential.

Dem Vergleicher /Cl ist eine erste Kippstufe /C2 in der Form eines NAND-Gliedes nachgeschaltet, dessen erster Eingang mit dem Vergleichefausgang direkt verbunden ist, während dessen zweiter Eingang über die Parallelschaltung eines Widerstandes R 5 und einer Diode D 2 mit dem Vergleicherausgang und über einen Kondensator Cl mit der Leitung 10 verbunden ist. Solange Vr = L ist, ist der Kondensator Cl auf L aufgeladen, so daß beide Eingänge der Kippstufe /C2 auf hohem Potential liegen, so daß die Ausgangsspannung V01 = 0 ist. Wird V₁ = 0, so entlädt sich der kondensator Cl praktisch sofort über D 2. Somit wird V01 = L Springt V₁ wieder auf L muß sich der kondensator Cl allmählich über den Widerstand R 5 aufladen, bis die positive Schwellenspannung des NAND-Gliedes überschritten ist. Dies führt zu einer ersten Verzögerungszeit /|. Erst dann kehrt V_Oi auf 0 zurück.

Es folgt eine zweite Kippstufe /C3, wiederum in der Form eines NAND-Gliedes, dessen einer Eingang mit einer Leitung 11 verbunden ist, die L-Potential führt, und dessen anderer Eingang über einen Widerstand R 6 mit dem Ausgang der ersten Kippstufe /C2 und über einen Kondensator C2 mit der O-Potential führenden Leitung 10 verbunden ist. Wenn daher V₀] = 0 ist, steht am Ausgang die Spannung V« = L an. Springt nun VOi auf L, so lädt sich der Kondensator C2 über den Widerstand R 6 allmählich auf. Nach einer vorgegebenen zweiten Verzögerungszeit /2 wird der positive SHiwellwert der Kippstufe /C3 überschritten, und erst dann gci-t Μ,₂ auf 0. Springt nun VOi wieder auf 0, so entlädt sich uer Kondensator C2 über den Widerstand R 6. Nach einer vorgegebenen Verzögerungszeit f3 wird der negative Schwellwert unterschritten und erst dann wird das Ausgangssignai V02 zu L

Es folgt eine dritte Kippstufe /C4 in der Form eines

KjC mit vernäiirmniauig geringem ?rluärätäüuäwcri, z.B. 5 0hm, hinter ihm eine Querdiode Di. Der Sekundärstrom /? erzeugt am Querwiderstand R 2 eine Wechselspannung Vm, deren negativer Teil über D1 und R 1 unwirksam gemacht wird. R1 ist dabei so gewählt, daß während der negativen Halbwelle der Eingangsstrom noch im sicheren Bereich liegt Demzufolge stehen m wesentlichen nur die positiven Halbwellen als Einzelimpulse Vs am Signaleingang des Vergleichers /L 1 an.

Der nichtinvertierende oder Referenzeingang des Vergleichers /Cl steht einerseits über einen Widerstand R 3 mit dem Abgriff eines Potentiometers P in Verbindung, an dem eine Grenzwertspannung V_G einstellbar ist Der Referenzeingang steht ferner über einen Widerstand R 4 und die Kollektor-Emitter-Strekke eines Transistors Tmit dem O-Potential der Leitung 10 in Verbindung. Infolgedessen gibt es je nach dem Schaltzustand des Transistors Tzwei Eingangsspannungen Vfnämlich r>frti"iu-VJiicucs, uic i

= V₁

R4

τ/ , ₌ ■■ · ι- ^h- R3 + R4 ^G

Die Ausgangsspannung Vr des Vergleichers /Cl hat im ersten Kippzustand, wenn nämlich der Spitzenwert

I dta OllltlCllfsiuiC UlCUL. Uli

Ausgangssignal Vo₃ ist demnach ein zu dem Signal V02 inverses Signal. Bei V₀₂ dient das 0-Signal und bei V₀₃ das L-Signal als Meldesignal für einen Überstrom.

Die Basis des Transistors T ist über einen Basiswiderstand Rl mit dem Ausgang der dritten Kippstufe /C4 verbunden. Immer dann wenn Überstrom festgestellt worden ist, wird der Transistor T leitend gemacht und damit die Eingangsspannu^g Vf am Vergleicher reduziert

Dies ergibt sich aus F i g. 2, wo über dem Spitzenwert der Meßspannung Vw die Ausgangsspannung Vo₃ der dritten Kippstufe /C4 veranschaulicht ist Der Vergleicher spricht an, wenn Vm den Eingangswert Va überschreitet Kurze Zeit später wird V₀₃ = L und der Transistor T leitend. Dies führt zu einer Reduzierung der Eingangsspannung auf Vq. Das heißt, die Amplitude der Meßspannung Vm muß diesen reduzierten Wert unterschreiten, ehe V_ra wieder zu 0 werden kann.

Die Betriebsweise der Schaltung ergibt sich aus F i g. 3. In Zeile / sind die Meßspannung Vm bzw. die Einzelimpulse Vs über der Zeit t aufgetragen. Zum Zeitpunkt a überschreitet die Spannung die als Referenzspannung dienende Eingangsspannung Va- In diesem Zeitpunkt geht die Ausgangsspannung V₁- des Vergleichers von L auf 0. Gleichzeitig geht die Ausgangsspannung V₀I der ersten Kippstufe /C2 auf L Zum Zeitpunkt b unterschreitet V» den Wert Va, und

Vr wird wieder zu L Die Kippstufe /C2 kann aber wegen des /?5-Cl-GIiedes nicht sofort zurückkippen, sondern erst iiach einer Verzögerungszeit /1, sofern V₍ solange im L-Zustand geblieben wäre. Dies ist aber nicht der Fall, weil bereits im Zeitpunkt cder Wert Vn > erneut überschritten und damit Vc — 0 gemacht wird. t?sw Kondensator Ci wird daher sofort wieder entladen, und die Verzögerungszeit 11 beginnt erneut im Zeitpunkt c/zu laufen. Ein Rückkippen von Voi auf Null erfolgt erst nach dem letztmaligerf Unterschreiten to der wirksamen Eingangsspannung, hier Vn, also dem Zeitpunkt e. und zwar um die Verzögerungszeit /1 später, also im Zeitpunkt f. Es ist ohne weiteres ersichtlich, daß diese Anordnung funktioniert, wenn die Verzögerungszeit 11 wenigstens etwa gleich der Periodendauer Tist.

Obwohl man das L-Signal der Ausgangsspannung Vm bereit? a!« Mplclpijignal für flhp.-strom verwenden kann, ist zur Unwirksammachung von Störimpulsen das zweite Kippglied /C3 mit dem /?6-C2-GHed vorgese- :o hen, wodurch das Umschalten von V02 von L auf 0 erst um die Verzögerungszeit J2 später als der Zeitpunkt a, also im Zeitpunkt^, erfolgt. Wenn man sich vorstellt, daß das Ansprechen des Vergleichers zwischen a und b nicht auf Grund eines Überstromes, sondern auf Grund eines einzelnen Störimpulses erfolgt ist, dann würde V_oi bereits zum Zeitpunkt h, also um 11 später als b. auf den O-Wert zurückspringen. Da der Kondensator C2 nicht weiter aufgeladen wird, kann auch die Kippstufe /C3 i*^:cht ansprechen. Deren Ausgangsspannung V02 behält jo also ihren L-Wert. Es wird kein Überstrom-Meldesignal abgegeben. Es ist ersichtlich, daß auf diese Weise alle singulären Störimpulse unterdrückt werden, deren Dauer kleiner als f 2 -11.

Handelt es sich aber um wiederkehrende Einzelimpulse, so bleibt auch der L-Wert der Spannung V_Oi bestehen, und nach der Verzögerungszeit f 2 geht V02 auf Null und V₀J auf L Letzteres hat zur Folge, daß der Referenz-Eingang Vp auf Vh reduziert wird. Dieser Zustand bleibt erhalten, bis die Ausgangsspannung Voi der ersten Kippstufe IC2 im Zeitpunkt / auf 0 zurückkehrt. Nach der Verzögerungszeil r5, aiso zum Zeitpunkt /, nimmt auch die Spannung V02 wieder den L-Wert und die Spannung V03 den O-Wert an. Hierdurch wird auch wieder die ursprüngliche Referenzspannung Vp wirksam gemacht.

Da sich Störimpulse der Meßspannung Vm überlagern, können nicht nur die positiven Störimpulse ein Überschreiten des Grenzwertes vortäuschen, sondern auch negative Störimpulse ein Unterschreiten des Grenzwertes. Diese negativen Störimpulse werden in ähnlicher Weise durch die Verzögerungszeiten f1 und £3 unwirksam gemacht, wie dies für die positiven Störimpulse in Verbindung mit der Verzögerungszeit 12 beschrieben wurde. Diese Störimpuls-Unterdrückung ist besonders dann wichtig, wenn sich die Amplitude der Meßspannung im Bereich zwischen Va und Va befindet, weil dann die Überlagerung recht kleiner Störimpulse ausreichert svürde, um die genannten Werte nach unten bzw. oben zu überschreiten.

F i g. 4 zeigt eine bevorzugte Anwendung der Grenzwert-Meldevorrichtung. Ein Motor 12, dem über einen Hauptschalter 13 und Leitungen 14 Strom zugeführt wird, treibt einen Schraubenverdichter 15, der Kältemittel aus einem Verdampfer 16 ansaugt und über eine Druckleitung Ϊ7 an einen Kondensator fördert, aus dem das Kältemittel nach Verflüssigung über eine Drosselstelle wieder zum Verdampfer geleitet werden kann. Längs der Schraube 18 des Schraubenverdichters

15 ist ein Schieber 19 bewegbar, der bei einer Verschiebung nach rechts die wirksame Länge des Verdichters 15 verkürzt und damit die Förderleistung herabsetzt. Der Schieber 19 wird durch einen Servomotor 20 verstellt, der durch öffnen eines Ventils 21 nach rechts (Kapazität abwärts) und durch Öffnen eines Ventils 22 (Kapazität aufwärts) betätigbar ist. Beide Ventile werden durch ein Abwärts-Schaltelement 23 bzw. Aufwärts-Schaltelement 24 geöffnet, die von einem Signalgeber 25 angesteuert werden. Ein am Verdampfer

16 anliegender Temperaturfühler 26 gibt den Ist-Wert der Temperatur, eine Einstellvorrichtung 27 den gewünschten Soll-Wert der Temperatur. Beides wird in einer Mischvorrichtung 28 verglichen, so daß über die Signalleitung 29 die Regelabweichung zum Signalgeber 25 geführt wird. Wie schematisch im Signalgeber angedeutet ist, wird, wenn die Regelabweichung einen vorgegebenen positiven Wert übersteigt, das eine Schaltelement und. wenn die Regelabweichung einen vorgegebenen negativen Wert unterschreitet, das andere Schaltelement erregt. Die Kapazität des Verdichters 15 wird daher so eingestellt, daß sich die gewünschte Temperatur am Verdampfer 16 einstellt.

Von der Grenzwert-Meldevorrichtung sind der Transformator Tr, das Einstell-Potentiometer P. der Vergleicher /Cl und die in einem Block 30 zusammengefaßten übrigen Schaltungsbestandteile nur schematisch dargestellt. Die Ausgangsspannung V₀J, die kt-iz nach Auftreten des Überstroms ein hohes Potential aiiüitmiii, wiril licni Abwäris-Si-haucicniciii 23 Zugeführt, das unabhängig vom Signalgeber 25 erregt wird und das Ventil 21 öffnet. Gleichzeitig wird dem Aufwärts-Schaltelement 24 das O-Signal der Ausgangsspannung V02 zugeführt, um dieses Schaltelement auf jeden Fall zu entregen. Infolgedessen wird der Schieber 19 nach rechts verschoben, und die Förderleistung des Verdichters 15 nimmt ab. Hierdurch sinkt auch die Belastung des Motors 12 und damit der Motorstrom Im. Sobald der Überstrom auf diese Weise beseitigt ist, arbeitet der Kapazitätsregler wieder in Abhängigkeit von dem Signalgeber 25.

Wie aus den Bezugszeichen für den Vergleicher und die drei Kippstufen ersichtlich ist, können diese Teile als integrierte Schaltkreise ausgebildet werden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Grenzwert-Meldevorrichtung für Wechselsignale mit einem Vergleicher, dessen Signaleingang das Wechselsignal als gleichgerichtete Spannung und dessen Referenzeingang eine den Grenzwert bestimmende Referenz-Gleichspannung zugeführt wird und dessen Ausgang beim Oberschreiten des Grenzwerts zur Bildung eines Meldesignals von einem ersten Potential auf ein zweites Potential und beim Unterschreiten des Grenzwertes wieder zurückwechselt, dadurch gekennzeichnet, daß die gleichgerichtete Spannung (Vs) aus ungeglätteten Einzelimpulsen besteht und daß dem Vergleicherausgang eine erste Kippstufe (IC2) nachgeschaltet ist, die beim Wechsel vom ersten zum aweiten Potential sofort vom zweiten zum eisten Potential rirch einer ersten Verzögerungszeit (t 1), die mindestens etwa dem Zeitabstand (T) aufeinan- «!erfolgender Einzelimpulse (Vs) gleich ist, zurückkippt.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennleichnet, daß bei Einweg-Gleichrichtung die erste Verzögerungszeit (t 1) etwa eine Periodendauer (T) beträgt.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung der ersten Verzögerungszeit (rl) zwischen Vergleicher (ICi) und erster Kippstufe (IC2) ein KC-GIied (R5, Ci) geschaltet ist, dessen Widerstand durch eine Diode (D 2) überbrückt ist.

4. Vorrichtung nach e./ieTi der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß c :r ersten Kippstufe (IC2) eine zweite Kippstufe (ICZ) nachgeschaltet ist, die dem Kippen der ersten Kippstufe vom ersten in den zweiten Zustand nach einer zweiten Verzögerungszeit (t 2) folgt, die größer als die erste Verzögerungszeit (t I) ist.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennleichnet, daß die zweite Verzögerungs/eil (t 1) höchstens etwa die Dauer zweier Perioden beträgt.

6. Vorrichtung nach Anspruch 4 oder 5. dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung der zweiten Verzögerungszeit (t2) zwischen erster und zweiter Kippstufe (IC2. ICl) ein RC-Ghed (Rb, C2) geschaltet ist.

7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche I bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzeingang über einen ersten Teilerwiderstand (Ri) mit einer einstellbaren Spannung (V₍) und über einen zweiten Teilerwiderstand (R 4) und einen vom Kippzustand der letzten Kippstufe (IC4) gesteuerten elektroniichen Schalter (T)mü O-Potential verbunden ist.

8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Vergleicher (ICi) im ersten Kippzustand ein I. Signal und im zweiten Kippzustand ein O-Signai i'ogibt, daß die erste Kippstufe (IC2) ein NAND-Glied ist. dessen einer Eingang direkt mit dem Vergleicherausgang verbun* den ist und dessen anderer Eingang über die Parallelschaltung eines Widerstandes (R 5) und einer Diode (D2) mit dem Vergleichefausgang und über einen Kondensator (Ci) mit O-Polential verbunden ist, daß die zweite Kippstufe (IC3) ein NAND-Glied ist, dessert eirief Eingäing mit /,-Potential Und dessen anderer Eingang über einen Widerstand (R 6) mit dem Ausgang der ersten Kippstufe und über einen

Kondensator (C2) mit O-Potential verbunden ist, daß eine dritte Kippstufe (IC4) in der Form eines NAND-Gliedes vorgesehen ist, dessen beide Eingänge mit dem Ausgang der zweiten Kipplage verbunden sind, daß der elektronische Schalter (T) ein Transistor ist, dessen Basis über einen Widerstand (R 7) mit dem Ausgang der dritten Kippstufe verbunden ist und daß das Meldesignal am Ausgang der zweiten und/oder dritten Kippstufe abnehmbar ist.