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EP0134050B1 - Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckgasentladungslampen - Google Patents

Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckgasentladungslampen Download PDF

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Publication number
EP0134050B1
EP0134050B1 EP84201073A EP84201073A EP0134050B1 EP 0134050 B1 EP0134050 B1 EP 0134050B1 EP 84201073 A EP84201073 A EP 84201073A EP 84201073 A EP84201073 A EP 84201073A EP 0134050 B1 EP0134050 B1 EP 0134050B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
output
circuit
reference current
signal
counter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired
Application number
EP84201073A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP0134050A1 (de
Inventor
Hans-Günter Ganser
Ralf Dr. Schäfer
Hans-Peter Dr. Stormberg
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Philips Patentverwaltung GmbH
Philips Gloeilampenfabrieken NV
Koninklijke Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Philips Patentverwaltung GmbH, Philips Gloeilampenfabrieken NV, Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Philips Patentverwaltung GmbH
Publication of EP0134050A1 publication Critical patent/EP0134050A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0134050B1 publication Critical patent/EP0134050B1/de
Expired legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/36—Controlling
    • H05B41/38—Controlling the intensity of light
    • H05B41/39—Controlling the intensity of light continuously
    • H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for operating high-pressure gas discharge lamps with higher-frequency current, consisting of a full-wave rectifier connected to an AC voltage network, the DC output voltage of which is supplied to a switching power supply consisting of at least one switching transistor, a choke coil, a freewheeling diode and the discharge lamp, the high-frequency switching speed of the Switching transistor is controlled via a driver stage by a control device which compares the instantaneous lamp current sensed with a current sensor with an upper and lower reference current level (0, U), the switching transistor being switched non-conductive when the lamp current exceeds the upper level (0), and conductive if the level falls below the lower level (U).
  • Such a circuit arrangement generates a direct current pulsating in time with the mains frequency, to which a high-frequency component dependent on the switching speed of the switching transistor is modulated.
  • a circuit arrangement of this type is known with a switching power supply designed as a flow converter and a control device with a hysteresis comparator which compares the instantaneous lamp current with a predetermined reference current and switches the switching transistor on or off when predetermined deviations from this reference current are reached .
  • the lamp is supplied with a pulsating direct current, to which a high-frequency amplitude is modulated.
  • the inductance of the choke coil depends on the level of the high-frequency modulation, ie on the mutual distance between the upper and lower reference current levels. This follows from the formula in T is the period of the sawtooth-shaped high-frequency modulation, 1 0 the upper and l u the lower reference current, L the inductance of the choke coil, R the lamp resistance and V the instantaneous value of the rectified mains voltage. For a switching frequency of the switching transistor of 40 kHz, z. B.
  • the invention is therefore based on the object of providing a circuit arrangement for operating high-pressure gas discharge lamps with a higher-frequency current, which can be operated with high-frequency amplitudes of up to 200% of the mean lamp current, which leads to very small choke coils without acoustic arc instabilities occurring in the lamp .
  • This object is achieved in a circuit arrangement of the type mentioned at the outset according to the invention in that the mutual distance between the reference current levels (O, U) is more than 10% of the average lamp current and a further, average reference current level (M) can be set at which the switching transistor after a set number of runs of the lamp current set in the control device, it is switched non-conductive when this intermediate level (M) is passed through from below, and is switched conductive when the intermediate level (M) is passed through from above.
  • the mean reference current level is to be understood as a current level lying in the middle range between the lower and upper reference current levels.
  • the mutual distance between the reference current levels i. H. the level of the frequency modulation can be up to 200% of the mean lamp current without acoustic arc instabilities occurring if the switching transistor is switched over by the mean reference current level when the lamp current is passed through.
  • Switching the switching transistor when passing through the average reference current level can, for. B. with every second or third pass of the lamp current or with a different periodicity or aperiodic.
  • hysteresis-free comparators are used to compare the instantaneous lamp current with the three reference current levels provided at the outputs of which a high (H) signal occurs when the instantaneous lamp current is above the corresponding reference current level, and a low (L) signal when the lamp current is below the reference current level.
  • the hysteresis-free comparators thus generate three independently adjustable reference current levels.
  • the set input of a first bistable multivibrator which forms the output of the control device is connected to the output of the 0 comparator via an inverter and a first NAND gate, and its reset input is connected via an AND gate and a second NAND gate and via a monostable multivibrator triggering on negative edges is connected to the U comparator, while at the same time the second inputs of the AND gate and the first NAND gate are connected to the output signals of a counting circuit connected to the M comparator are applied that the output of the counting circuit connected to the AND gate generates an H / UH pulse with a number of runs of the average reference current level set in the counting circuit, while the output of the counting circuit connected to the NAND gate produces an number of runs of the middle n Reference current levels from below provide an H / UH pulse.
  • the connections of the O comparator via the inverter and the first NAND gate with the first bistable multivibrator has the advantage that even in the event of faults in other parts of the circuit, for. B. caused by glitches or faulty components, the switching transistor is always switched non-conductive as soon as the lamp current reaches the upper reference current level 0. Damage to the switching transistor due to excessive currents is thus ruled out and possible explosion of the lamp due to excessive power is also prevented.
  • the counting circuit expediently has a first monostable multivibrator triggering on positive edges and a second monostable multivibrator triggering on negative edges, the inputs of which are connected to the output of a second bistable multivibrator whose set input is via a first counter triggering on negative edges and a
  • the AND signal is supplied with the output signal of the M comparator, while at the same time its reset input via a third NAND gate, an inverter, a second counter triggering on positive edges and a further AND gate likewise with the output of the M comparator are connected and in addition the respective second inputs of the AND gates are connected to the outputs of the second bistable flip-flop, the first counter by the signal present at the set input of the second bistable flip-flop and the second counter by the signal at the reset input of this second The flip-flop signal is reset.
  • This design of the counter circuit has the advantage that the output signals of the second bistable multivibrator as well as the output signals of the counters are used directly to reset the circuit and thus there are no delay times due to other components, so that switching at the average reference current level is as delay-free as possible.
  • the respective second inputs of the second and third NAND gates are connected via a further monostable multivibrator triggering on positive edges to the output of a hysteresis-free comparator which detects the zero crossings of the mains voltage, the advantage results that the control device is reset to a defined initial state at each zero crossing of the mains voltage.
  • the switching frequency of the switching transistor is usually between 10 and 100 kHz, preferably between 20 and 50 kHz.
  • FIG. 1 with A and B input terminals for connection to an AC network of z. B. 220 V, 50 Hz.
  • a full-wave rectifier 3 with four diodes is connected to these input terminals A and B via a high-frequency filter, consisting of a filter coil 1 and a filter capacitor 2.
  • a flow converter consisting of a switching transistor 4, a choke coil 5, a high-pressure gas discharge lamp 6 and a free-wheeling diode 7 is connected to the output of the full-wave rectifier 3.
  • a measuring resistor 8 serving as a current sensor is also inserted into the lamp circuit, from which a voltage proportional to the instantaneous lamp current is tapped, which voltage is applied to the input C of a control device 9.
  • the lamp current is tracked by the control device 9 in the manner described below to a reference current signal present at the input D of the control device 9.
  • the current drawn from the AC voltage network should run as sinusoidally as possible. In the present exemplary embodiment, it turned out to be sufficient that the input D of the control device 9 to give a rectified mains voltage, which is reduced, by a voltage divider 10 and 11 as a reference signal, a capacitor 12 being used for screening high-frequency voltage components.
  • the signal present at the output E of the control device 9 then switches the switching transistor 4 in a conductive or non-conductive manner via a driver stage 13, as a result of which the lamp current is shaped as follows.
  • an upper and a lower reference current level 0 or U and an average reference current level M for the lamp current I can be set in the control device 9 (FIG. 2).
  • the control device 9 then works in such a way that when the upper reference current level 0 is reached, the switching transistor 4 is switched to be non-conductive (points a, e, g, in FIG. 2), so that the supply of the lamp 6 from the AC voltage network is interrupted and the lamp current with a time constant determined by the inductance of the inductor 5 decreases.
  • the lower reference current level U points b, d, h, k in FIG. 2
  • the switching transistor 4 is either switched off if it was previously conductive (points c, i), d. i.e. if the mean reference current level M is passed through from below, or conductive if it was previously non-conductive (point f), i.e. that is, when the average reference current level M is passed through from above, so that the curve drawn in FIG. 2 results in a continuous line for the lamp current.
  • the switching frequency of the switching transistor 4 is in the order of magnitude of approximately 10 to 100 kHz, depending on the size of the inductor 5 and the lamp 6 used.
  • the mean lamp current is thus tracked to the mean reference current level M, which in turn, as shown in FIG. 3, is sinusoidal in accordance with the reference current signal at input D of the control device 9, as a result of which the network deformation is kept low. It has now been shown that with the lamp current shape shown in FIG. 2, the high-frequency modulation running between the upper and lower reference current levels 0 and U can be up to 200% without acoustic arc instabilities being observed in the lamp 6. If, on the other hand, the additional switching of the switching transistor 4 at the medium level M is suppressed, only a small high-frequency modulation is permissible, which has the disadvantages explained in more detail above.
  • the reference current signal present at input D of control device 9 is fed directly to signal input G of a hysteresis-free comparator 14 and via a voltage divider consisting of resistors 15, 16, 17 to reference inputs I, N, Q of three hysteresis-free comparators 18, 19 and 20, while at the same time the lamp current signal is present at the signal inputs K, P, R of the input C of the control device 9.
  • a constant DC voltage is applied to the reference input F of the comparator 14 by a DC voltage generator 21, the meaning of which is explained in more detail below.
  • the mode of operation of the comparators is now such that a high (H) signal is present at each of their outputs A14, A18, A19, A20 when the voltage at signal input G, K, P or R exceeds the voltage at reference input F, I, N or Q lies, while in the opposite case there is a low (L) signal at outputs A14 to A20.
  • the reference current levels 0, M and U shown in FIG. 2 are thus set by selecting the voltage dividers 10, 11 from FIG. 1 and 15, 16, 17 from FIG. 4.
  • An inverter 22 is connected to the output A20 of the O-comparator 20 and a first NAND gate 23 is connected to its output A22, the output A23 of which is connected to the setting input S of a first bistable flip-flop 24 which connects the output E of the control device 9 forms.
  • the reset input R of the bistable multivibrator 24 is connected to the U comparator 18 via a second NAND gate 25 and an AND gate 26 via a monostable multivibrator 27 triggering on negative edges.
  • a monostable multivibrator 28 triggering on positive edges is connected to the comparator 14, the output A28 of which is connected to the second input of the NAND gate 25.
  • the M comparator 19 is followed by two AND gates 29 and 30, the outputs A29 and A30 of which are each connected to a counter 31 and 32.
  • the output A31 of the counter 31 is connected to its reset input R and to the set input S of a second bistable flip-flop 33, whose reset input R is connected to the output A32 of the counter 32 via a third NAND gate 34 and an inverter 35 connected is.
  • the output A331 of the second bistable multivibrator 33 is connected to the second input of the AND gate 29 and the output A332 of this bistable multivibrator 33 with the second input of the AND gate 30.
  • the output A332 of the bistable multivibrator 33 also has two further monostable multivibrators 36 and 37 connected to it, the outputs A36 and A37 of which have the second inputs of the AND gate 26 and the NAND gate 23 are connected.
  • the output A26 of the AND gate 26 is connected to the first input of the NAND gate 25, whose output A25 is in turn connected to the reset input R of the first bistable multivibrator 24.
  • This pulse generates a UH / L pulse at the outputs A34 and A25 of the NAND gates 34 and 25, which is applied to the reset inputs R of the bistable flip-flops 33 and 24, so that the output A332 of the bistable flip-flop 33 on the L signal, its output A331 on the H signal and the output E of the bistable multivibrator 24 is also set on the H signal.
  • the switching transistor 4 from FIG. 1 is then turned on via the driver stage 13 by the H signal at the output E, so that the current through the lamp 6 begins to rise.
  • the output E of the bistable multivibrator 24 is set to an L signal and the switching transistor 4 is thus switched non-conductive via the driver stage 13.
  • the connection of the lamp 6 to the AC voltage network is interrupted and the lamp current drops again below the upper reference current level 0, as a result of which the output A20 of the O-comparator 20 is at an L signal, the output A22 of the inverter 22 is at an H signal and the output A23 of the NAND gate 23 switches to the L signal, but this does not change the output signal when the average reference current level M is reached (time t 5 ), the output A19 of the M comparator 19 switches to the L signal.
  • the output A18 of the U comparator 18 switches to an L signal, as a result of which the monostable multivibrator 27 triggering on negative edges emits an H / UH pulse at its output A27, so that at output A26 of the AND gate 26 also produces an H / UH pulse and thus a UH / L pulse at the output A25 of the NAND gate 25 which, with its H / L transition via the reset input R, produces the output E of the bistable multivibrator 24 switches to H signal.
  • the switching transistor 4 thus becomes conductive and the lamp current again exceeds the reference current level U, so that the U comparator 18 switches to the H signal.
  • the M comparator 19 goes to an H signal, so that an H signal is present at both inputs of the AND gate 29 and thus its output A29 also switches to an H signal.
  • the process described for time t 4 is repeated and the lamp current drops until the average reference current level M is reached (time tg), so that the output A19 of the M comparator 19 goes to L- Signal switches.
  • the output A31 of the counter 31 thus supplies an H signal, which causes it to reset itself via its reset input, ie its output A31 goes back to the L signal and the two-counting starts again.
  • the UH transition at the output A332 of the bistable multivibrator 33 produces an H / UH pulse at the output A36 of the monostable multivibrator 36 triggering on positive edges, so that an H / UH pulse also occurs at the output A26 of the AND gate 26 and thus a UH / L pulse at the output A25 of the NAND gate 25, as a result of which the output E of the bistable multivibrator 24 switches to an H signal.
  • the switching transistor 4 thus becomes low-resistance and the lamp current rises again, as a result of which the output A19 of the M comparator 19 goes to an H signal. If the upper reference current level O is exceeded at time t 10 , the process described for time t 4 is repeated and the lamp current drops.
  • an H / UH pulse is generated by the H / L transition at the output 332 of the bistable multivibrator 33 at the output A37 of the monostable multivibrator 37 triggering on negative edges, as a result of which a UH / L pulse is generated at the output A23 of the NAND gate 23 arises through which the output E of the bistable multivibrator 24 is set to the L signal.
  • the switching transistor 4 is switched non-conductive via the driver stage 13, and the lamp current drops, so that the output A19 of the M comparator 19 goes back to an L signal.
  • L and H signals are again present at the inputs of the AND gate 29, and an L signal occurs at its output 29.
  • the principle according to the invention of a control device with three reference current levels is not limited to the flow converter circuit described, but can also be used in other switching power supplies, e.g. B. a flyback converter can be applied.

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckgasentladungslampen mit höherfrequentem Strom, bestehend aus einem an ein Wechselspannungsnetz angeschlossenen Vollweggleichrichter, dessen Ausgangsgleichspannung einem aus wenigstens einem Schalttransistor, einer Drosselspule, einer Freilaufdiode und der Entladungslampe bestehenden Schaltnetzteil zugeführt wird, wobei die hochfrequente Schaltgeschwindigkeit des Schalttransistors über eine Treiberstufe von einer Regeleinrichtung gesteuert wird, welche den mit einem Stromsensor abgetasteten momentanen Lampenstrom mit einem oberen und unteren Referenzstromniveau (0, U) vergleicht, wobei der Schalttransistor nichtleitend geschaltet wird, wenn der Lampenstrom das obere Niveau (0) überschreitet, und leitend, wenn das untere Niveau (U) unterschritten wird.
  • Eine derartige Schaltungsanordnung erzeugt einen im Takt der Netzfrequenz pulsierenden Gleichstrom, dem eine von der Schaltgeschwindigkeit des Schalttransistors abhängige Hochfrequenzkomponente aufmoduliert ist.
  • Aus der DE-OS 2642272 ist eine Schaltungsanordnung dieser Art bekannt mit einem als Durchflusswandler ausgebildeten Schaltnetzteil und einer Regeleinrichtung mit einem hysteresebehafteten Komparator, der den momentanen Lampenstrom mit einem vorgegebenen Referenzstrom vergleicht und bei Erreichen vorgegebener Abweichungen von diesem Referenzstrom den Schalttransistor leitend bzw. nichtleitend schaltet. Hierdurch wird die Lampe mit einem pulsierenden Gleichstrom versorgt, dem eine Hochfrequenzamplitude aufmoduliert ist.
  • Bei derartigen Schaltungsanordnungen ist man aus Gründen der Miniaturisierung bestrebt, die Drosselspule in ihren Abmessungen möglichst klein zu halten. Die Induktivität der Drosselspule hängt aber von der Höhe der Hochfrequenzmodulation, d. h. vom gegenseitigen Abstand des oberen und der unteren Referenzstromniveaus, ab. Dies ergibt sich aus der Formel
    Figure imgb0001
    in der T die Periodendauer der sägezahnförmigen Hochfrequenzmodulation, 10 der obere und lu der untere Referenzstrom, L die Induktivität der Drosselspule, R der Lampenwiderstand und V der Momentanwert der gleichgerichteten Netzspannung ist. Für eine Schaltfrequenz des Schalttransistors von 40 kHz lässt sich hieraus z. B. errechnen, dass die Induktivität der Drosselspule bei einer Modulationshöhe von 10% des mittleren Lampenstromes etwa 10 mal so gross ist wie bei einer Modulationshöhe von 150% des mittleren Lampenstromes. Eine Erhöhung der Hochfrequenzmodulation führt somit zu erheblich kleineren Drosselspulen und damit zu einer Verringerung der Kosten und der Grösse des Lampenvorschaltgerätes.
  • Andererseits ist es aber bekannt, dass bereits eine sehr geringe Hochfrequenzmodulation von weniger als 10% bei Hochdruckgasentladungslampen, z. B. bei Metallhalogenid-Entladungslampen oder bei Quecksilberdampf-Hochdrucklampen, zu akustischen Bogenistabilitäten führen kann. Obwohl es aus der genannten DE-OS 2642272 bekannt ist, das Auftreten von akustischen Bogeninstabilitäten mittels Wobbeln des Lampenstromes zu vermeiden, hat es sich in der Praxis gezeigt, dass dies für miniaturisierte Hochdruckgasentladungslampen kaum wirkungsvoll ist. Würde man die Hochfrequenzmodulation so klein halten, dass keine akustischen Bogeninstabilitäten in der Lampe auftreten könnten, so müsste man nicht nur den Nachteil einer relativ grossen Drosselspule in Kauf nehmen, sondern auch den Schalttransistor sowie die Treiberstufe und die Regeleinrichtung gut abschirmen, da diese durch die geringe Höhe der Hochfrequenzmodulation anfällig für Störimpulse sein würden.
  • Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckgasentladungslampen mit höherfrequentem Strom zu schaffen, die mit Hochfrequenzamplituden bis zu 200% des mittleren Lampenstromes betrieben werden kann, was zu sehr kleinen Drosselspulen führt, ohne dass dabei akustische Bogeninstabilitäten in der Lampe auftreten.
  • Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung eingangs erwähnter Art gemäss der Erfindung dadurch gelöst, dass der gegenseitige Abstand der Referenzstromniveaus (O, U) mehr als 10% des mittleren Lampenstromes beträgt und ein weiteres, mittleres Referenzstromniveau (M) einstellbar ist, an welchem der Schalttransistor nach jeweils einer in der Regeleinrichtung eingetellten Anzahl von Durchläufen des Lampenstromes nichtleitend geschaltet wird, wenn dieses mittlere Niveau (M) von unten durchlaufen wird, und leitend geschaltet wird, wenn das mittlere Niveau (M) von oben durchlaufen wird. Unter dem mittleren Referenzstromniveau ist ein im Mittelbereich zwischen dem unteren und oberen Referenzstromniveau liegendes Stromniveau zu verstehen.
  • Überraschenderweise hat sich gezeigt, dass bei dieser Schaltungsanordnung der gegenseitige Abstand der Referenzstromniveaus, d. h. die Höhe der Frequenzmodulation, bis zu 200% des mittleren Lampenstromes betragen kann, ohne dass akustische Bogeninstabilitäten auftreten, wenn der Schalttransistor beim Durchlaufen des Lampenstromes durch das mittlere Referenzstromniveau umgeschaltet wird. Das Umschalten des Schalttransistors beim Durchlaufen des mittleren Referenzstromniveaus kann z. B. bei jedem zweiten oder dritten Durchlauf des Lampenstromes oder aber mit einer anderen Periodizität oder aperiodisch erfolgen.
  • Vorzugsweise sind zum Vergleich des momentanen Lampenstromes mit den drei Referenzstromniveaus drei hysteresefreie Komparatoren vorgesehen, an deren Ausgängen jeweils ein High(H)-Signal auftritt, wenn der momentane Lampenstrom über dem entsprechenden Referenzstromniveau liegt, und ein Low(L)-Signal, wenn der Lampenstrom unterhalb des Referenzstromniveaus liegt. Durch die hysteresefreien Komparatoren werden somit drei voneinander unabhängig einstellbare Referenzstromniveaus erzeugt.
  • Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist mit dem Ausgang des 0-Komparators über einen Inverter und ein erstes NAND-Gatter der Setz-Eingang einer den Ausgang der Regeleinrichtung bildenden ersten bistabilen Kippstufe verbunden, deren Rücksetz-Eingang über ein AND-Gatter und ein zweites NAND-Gatter sowie über eine auf negative Flanken triggernde monostabile Kippstufe mit dem U-Komporator verbunden ist, während gleichzeitig die zweiten Eingänge des AND-Gatters und des ersten NAND-Gatters mit den Ausgangssignalen einer mit dem M-Komparator verbundenen Zählschaltung derart beaufschlagt werden, dass der mit dem AND-Gatter verbundene Ausgang der Zählschaltung einen H/UH-Impuls bei einer in der Zählschaltung eingestellten Anzahl von oben erfolgender Durchläufe des mittleren Referenzstromniveaus erzeugt, während der mit dem NAND-Gatter verbundene Ausgang der Zählschaltung bei einer in der Zählschaltung eingestellten Anzahl von Durchläufen des mittleren Referenzstromniveaus von unten einen H/UH-Impuls liefert.
  • Die Verbindungen des O-Komparators über den Inverter und das erste NAND-Gatter mit der ersten bistabilen Kippstufe hat den Vorteil, dass auch im Falle von Störungen in anderen Teilen der Schaltung, z. B. verursacht durch Störimpulse oderfehlerhafte Bauelemente, der Schalttransistor trotzdem immer nichtleitend geschaltet wird, sobald der Lampenstrom das obere Referenzstromniveau 0 erreicht. Somit wird eine Beschädigung des Schalttransistors durch zu hohe Ströme ausgeschlossen und auch eine mögliche Explosion der Lampe durch zu grosse Leistungen verhindert.
  • Zweckmässigerweise besitzt die Zählschaltung eine erste, auf positive Flanken triggernde monostabile Kippstufe und eine zweite, auf negative Flanken triggernde monostabile Kippstufe, deren Eingänge mit dem Ausgang einer zweiten bistabilen Kippstufe verbunden sind, deren Setz-Eingang über einen auf negative Flanken triggernden ersten Zähler und ein AND-Gatter mit dem Ausgangssignal des M-Komparators beaufschlagt wird, während gleichzeitig ihr Rücksetz-Eingang über ein drittes NAND-Gatter, einen Inverter, einen auf positive Flanken triggernden zweiten Zähler und ein weiteres AND-Gatter ebenfalls mit dem Ausgang des M-Komparators verbunden sind und ausserdem die jeweils zweiten Eingänge der AND-Gatter mit den Ausgängen der zweiten bistabilen Kippstufe verbunden sind, wobei der erste Zähler durch das am Setz-Eingang der zweiten bistabilen Kippstufe anstehende Signal und der zweite Zähler durch das am Rücksetz-Eingang dieser zweiten Kippstufe anstehende Signal zurückgesetzt wird. Dieser Aufbau der Zählschaltung hat den Vorteil, dass die Ausgangssignale der zweiten bistabilen Kippstufe sowie die Ausgangssignale der Zähler direkt zum Rücksetzen der Schaltung benutzt werden und somit keine Verzögerungszeiten durch weitere Bauelemente auftreten, so dass das Umschalten am mittleren Referenzstromniveau möglichst verzögerungsfrei erfolgt.
  • Wenn gemäss einer vorteilhaften Weiterbildung der Schaltungsanordnung nach der Erfindung die jeweils zweiten Eingänge der zweiten und dritten NAND-Gatter über eine weitere auf positive Flanken triggernde monostabile Kippstufe mit dem Ausgang eines hysteresefreien, die Nulldurchgänge der Netzspannung detektierenden Komparators verbunden sind, ergibt sich der Vorteil, dass die Regeleinrichtung bei jedem Nulldurchgang der Netzspannung in einen definierten Ausgangszustand zurückgesetzt wird.
  • Die Schaltfrequenz des Schalttransistors liegt üblicherweise zwischen 10 und 100 kHz, vorzugsweise zwischen 20 und 50 kHz.
  • Ein Ausführungsbeispiel nach der Erfindung wird nunmehr anhand der Zeichnung näher beschrieben. Es zeigen:
    • Fig. 1 eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Hochdruckgasentladungslampe mit einem über eine Regeleinrichtung gesteuerten Durchflusswandler,
    • Fig. 2 den Lampenstrom in Abhängigkeit von der Zeit mit zugehörigen Rerenzstromniveaus,
    • Fig. 3 den Verlauf der Referenzstromniveaus über der Zeit während einer Halbperiode der Netzwechselspannung,
    • Fig. 4 das Schaltschema der bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 verwendeten Regeleinrichtung und
    • Fig. 5 die in der Regeleinrichtung nach Fig. 4 auftretenden Impulsfogediagramme.
  • In Fig. 1 sind mit A und B Eingangsklemmen zum Anschliessen an ein Wechselspannungsnetz von z. B. 220 V, 50 Hz bezeichnet. An diese Eingangsklemmen A und B ist über ein Hochfrequenzfilter, bestehend aus einer Filterspule 1 und einem Filterkondensator 2, ein Vollweggleichrichter 3 mit vier Dioden angeschlossen. An den Ausgang des Vollweggleichrichters 3 ist ein aus einem Schalttransistor 4, einer Drosselspule 5, einer Hochdruckgasentladungslampe 6 und einer Freilaufdiode 7 bestehender Durchflusswandler angeschlossen. In den Lampenkreis ist ferner ein als Stromsensor dienender Messwiderstand 8 eingefügt, an dem eine dem momentanen Lampenstrom proportionale Spannung abgegriffen wird, die auf den Eingang C einer Regeleinrichtung 9 gegeben wird. Der Lampenstrom wird durch die Regeleinrichtung 9 in der weiter unten beschriebenen Weise einem am Eingang D der Regeleinrichtung 9 anstehenden Referenzstromsignal nachgeführt. Hierbei soll der aus dem Wechselspannungsnetz aufgenommene Strom möglichst sinusförmig verlaufen. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel stellte es sich als ausreichend heraus, auf den Eingang D der Regeleinrichtung 9 die durch einen Spannungsteiler 10 und 11 heruntergesetzte gleichgerichtete Netzspannung als Referenzsignal zu geben, wobei ein Kondensator 12 zur Siebung von hochfrequenten Spannungsanteilen dient. Durch das am Ausgang E der Regeleinrichtung 9 anstehende Signal wird dann über eine Treiberstufe 13 der Schalttransistor 4 leitend bzw. nichtleitend geschaltet, wodurch der Lampenstrom wie folgt geformt wird.
  • In der Regeleinrichtung 9 lassen sich in Abhängigkeit vom Referenzstromsignal an D ein oberes und ein unteres Referenzstromniveau 0 bzw. U sowie ein mittleres Referenzstromniveau M für den Lampenstrom I einstellen (Fig. 2). Die Regeleinrichtung 9 arbeitet dann so, dass bei Erreichen des oberen Referenzstromniveaus 0 der Schalttransistor 4 nichtleitend geschaltet wird (Punkte a, e, g, in Fig. 2), so dass die Versorgung der Lampe 6 vom Wechselspannungsnetz her unterbrochen wird und der Lampenstrom mit einer durch die Induktivität der Drosselspule 5 bestimmten Zeitkonstante abnimmt. Bei Erreichen des unteren Referenzstromniveaus U (Punkte b, d, h, k in Fig. 2) wird der Schalttransistor 4 wieder leitend geschaltet, und der Lampenstrom nimmt wieder zu. Erfindungsgemäss wird z. B. bei jedem zweiten Durchlaufen des Lampenstroms durch das mittlere Referenzstromniveau M (Punkte c, f, i in Fig. 2) der Schalttransistor 4 entweder nichtleitend geschaltet, wenn er vorher leitend war (Punkte c, i), d. h., wenn das mittlere Referenzstromniveau M von unten durchlaufen wird, oder leitend, wenn er vorher nichtleitend war (Punkt f), d. h., wenn das mittlere Referenzstromniveau M von oben durchlaufen wird, so dass sich-für den Lampenstrom der in Fig. 2 durchzogen gezeichnete Verlauf ergibt. Die Schaltfrequenz des Schalttransistors 4 liegt dabei in der Grössenordnung von etwa 10 bis 100 kHz je nach Grösse der Drosselspule 5 und der benutzten Lampe 6. Hierbei wird also der mittlere Lampenstrom dem mittleren Referenzstromniveau M nachgeführt, das wiederum, wie in Fig. 3 dargestellt, entsprechend dem Referenzstromsignal an Eingang D der Regeleinrichtung 9 sinusförmig verläuft, wodurch die Netzverformung gering gehalten wird. Es hat sich nun gezeigt, dass mit der in Fig. 2 dargestellten Lampenstromform die zwischen dem oberen und unteren Referenzstromniveau 0 und U verlaufende Hochfrequenzmodulation bis zu 200% betragen kann, ohne dass akustische Bogenistabilitäten in der Lampe 6 beobachtet werden. Unterdrückt man dagegen das zusätzliche Umschalten des Schalttransistors 4 am mittleren Niveau M, so ist nur eine geringe Hochfrequenzmodulation zulässig, was die oben näher erläuterten Nachteile hat.
  • Eine Schaltung für die Regeleinrichtung 9 wird jetzt anhand von Fig. 4 und 5 erläutert. Das am Eingang D der Regeleinrichtung 9 anstehende Referenzstromsignal wird direkt auf den Signaleingang G eines hysteresefreien Komparators 14 und über einen aus Widerständen 15, 16, 17 bestehenden Spannungsteiler auf die Referenzeingänge I, N, Q von drei hysteresefreien Komparatoren 18, 19 und 20 gegeben, während gleichzeitig an deren Signaleingängen K, P, R vom Eingang C der Regeleinrichtung 9 her das Lampenstromsignal anliegt. Auf den Referenzeingang F des Komparators 14 wird von einem Gleichspannungserzeuger 21 eine konstante Gleichspannung gegeben, deren Bedeutung unten näher erläutert wird.
  • Die Wirkungsweise der Komparatoren ist nun so, dass an ihren Ausgängen A14, A18, A19, A20 jeweils ein High(H)-Signal ansteht, wenn die Spannung am Signaleingang G, K, P oder R über der Spannung am Referenzeingang F, I, N oder Q liegt, während im umgekehrten Fall jeweils ein Low(L)-Signal an den Ausgängen A14 bis A20 ansteht. Die in Fig. 2 gezeigten Referenzstromniveaus 0, M und U werden also durch Wahl der Spannungsteiler 10, 11 aus Fig. 1 und 15, 16, 17 aus Fig. 4 eingestellt.
  • An den Ausgang A20 des O-Komparators 20 ist ein Inverter 22 und an dessen Ausgang A22 ein erstes NAND-Gatter 23 angeschlossen, dessen Ausgang A23 mit dem Setz-Eingang S einer ersten bistabilen Kippstufe 24 in Verbindung steht, welche den Ausgang E der Regeleinrichtung 9 bildet. Der Rücksetz-Eingang R der bistabilen Kippstufe 24 ist über ein zweites NAND-Gatter 25 und ein AND-Gatter 26 über eine auf negative Flanken triggernde monostabile Kippstufe 27 mit dem U-Komparator 18 verbunden. An den Komparator 14 ist eine auf positive Flanken triggernde monostabile Kippstufe 28 angeschlossen, deren Ausgang A28 mit dem zweiten Eingang des NAND-Gatters 25 in Verbindung steht. An den M-Komparator 19 schliessen sich zwei AND-Gatter 29 und 30 an, deren Ausgänge A29 bzw. A30 mit jeweils einem Zähler 31 und 32 in Verbindung stehen. Der Ausgang A31 des Zählers 31 ist mit dessen Rücksetz-Eingang R und mit dem Setz-Eingang S einer zweiten bistabilen Kippstufe 33 verbunden, deren Rücksetz-Eingang R über ein drittes NAND-Gatter 34 und ein Inverter 35 mit dem Ausgang A32 des Zählers 32 verbunden ist. Gleichzeitig besteht eine Verbindung zwischen dem Rücksetz-Eingang R des Zählers 32 und dem Ausgang A34 des NAND-Gatters 34. Der Ausgang A331 der zweiten bistabilen Kippstufe 33 ist mit dem zweiten Eingang des AND-Gatters 29 verbunden und der Ausgang A332 dieser bistabilen Kippstufe 33 mit dem zweiten Eingang des AND-Gatters 30. An den Ausgang A332 der bistabilen Kippstufe 33 schliessen sich ferner zwei weitere monostabile Kippstufen 36 und 37 an, deren Ausgänge A36 und A37 mit den zweiten Eingängen des AND-Gatters 26 bzw. des NAND-Gatters 23 verbunden sind. Der Ausgang A26 des AND-Gatters 26 steht mit dem ersten Eingang des NAND-Gatters 25 in Verbindung, dessen Ausgang A25 wiederum an den Rücksetz-Eingang R der ersten bistabilen Kippstufe 24 angeschlossen ist.
  • Die weitere Funktion der Regeleinrichtung 9 nach Fig. 4 soll jetzt anhand der Impulsfolgediagramme der Fig. 5 erläutert werden. Dabei wird davon ausgegangen, dass zum Zeitpunkt to die Netzwechselspannung angelegt wird bzw. dass bei to der Netzwechseldurchgang stattfindet. Erreicht nun die Netzwechselspannung einen Momentanwert von etwa 20 V, so überschreitet das Referenzsignal am Eingang G des Komparators 14 die auf den Eingang F gegebene Gleichspannung und am Ausgang A14 ergibt sich ein H-Signal (Zeitpunkt ti), wodurch am Ausgang A28 der auf positive Flanken triggernden monostabilen Kippstufe 28 ein H/UH-Impuls entsteht. Durch diesen Impuls wird an den Ausgängen A34 und A25 der NAND-Gatter 34 und 25 je ein UH/L-Impuls erzeugt, der auf die Rücksetz-Eingänge R der bistabilen Kippstufen 33 und 24 gegeben wird, so dass der Ausgang A332 der bistabilen Kippstufe 33 auf L-Signal, ihr Ausgang A331 auf H-Signal und der Ausgang E der bistabilen Kippstufe 24 ebenfalls auf H-Signal gesetzt wird. Durch das H-Signal am Ausgang E wird dann der Schalttransistor 4 aus Fig. 1 über die Treiberstufe 13 leitend geschaltet, so dass der Strom durch die Lampe 6 anzusteigen beginnt. Bei Überschreiten des unteren Referenzstromniveaus U (Zeitpunkt t2) entsteht am Ausgang A18 des U-Komparators 18 und bei Erreichen des mittleren Referenzstromniveaus M (Zeitpunkt t3) am Ausgang A19 des M-Komparators 19 ein H-Signal. In diesem Zustand steht an beiden Eingängen des AND-Gatters 29 ein H-Signal an, so dass sich an seinem Ausgang A29 ebenfalls ein H-Signal ergibt. Im Zeitpunkt t4 überschreitet der Lampenstrom das obere Referenzstromniveau O, wodurch am Ausgang A20 des O-Komparators 20 ein H-Signal und am Ausgang A22 des Inverters 22 ein L-Signal entsteht. An den Eingängen des NAND-Gatters 23 stehen damit H- und L-Signale an, so dass sich an seinem Ausgang A23, der auf den Setz-Eingang der bistabilen Kippstufe 24 geschaltet ist, ein H-Signal ergibt.
  • Durch diesen UH-Übergang wird der Ausgang E der bistabilen Kippstufe 24 auf L-Signal gesetzt und damit über die Treiberstufe 13 der Schalttransistor 4 nichtleitend geschaltet. Hierdurch wird die Verbindung der Lampe 6 zum Wechselspannungsnetz unterbrochen, und der Lampenstrom sinkt wieder unter das obere Referenzstromniveau 0, wodurch der Ausgang A20 des O-Komparators 20 auf L-Signal, der Ausgang A22 des Inverters 22 auf H-Signal und der Ausgang A23 des NAND-Gatters 23 auf L-Signal schaltet, was jedoch zu keiner Änderung des Ausgangssignals bei Erreichen des mittleren Referenzstromniveaus M (Zeitpunkt t5) der Ausgang A19 des M-Komparators 19 auf L-Signal schaltet. Da nun an den Eingängen des AND-Gatters 29 L- und H-Signale anstehen, tritt an seinem Ausgang A29 erstmals ein H/L-Übergang auf, der von dem auf negative Flanken triggernden Zähler 31 gezählt wird. Da dieser im vorliegenden Fall als Zweierzähler geschaltet ist, bleibt sein Ausgang A31 weiter auf L-Signal. Bei Unterschreiten des Referenzstromniveaus U (Zeitpunkt ts) schaltet der Ausgang A18 des U-Komparators 18 auf L-Signal, wodurch die auf negative Flanken triggernde monostabile Kippstufe 27 an ihrem Ausgang A27 einen H/UH-Impuls abgibt, so dass am Ausgang A26 des AND-Gatters 26 ebenfalls ein H/UH-Impuls entsteht und damit am Ausgang A25 des NAND-Gatters 25 ein UH/L-Impuls, der mit seinem H/L-Übergang über den Rücksetz-Eingang R den Ausgang E der bistabilen Kippstufe 24 auf H-Signal schaltet. Damit wird der Schalttransistor 4 leitend, und der Lampenstrom überschreitet wieder das Referenzstromniveau U, so dass der U-Komparator 18 auf H-Signal schaltet. Bei Erreichen des mittleren Referenzstromniveaus M (Zeitpunkt t7) geht der M-Komparator 19 auf H-Signal, so dass auf beiden Eingängen des AND-Gatters 29 ein H-Signal ansteht und damit sein Ausgang A29 auch auf H-Signal schaltet. Bei Erreichen des oberen Referenzstromniveaus 0 im Zeitpunkt t8 wiederholt sich der für Zeitpunkt t4 beschriebene Vorgang, und der Lampenstrom fällt bis zum Erreichen des mittleren Referenzstromniveaus M ab (Zeitpunkt tg), so dass der Ausgang A19 des M-Komparators 19 auf L-Signal schaltet. Hierdurch ergeben sich am Eingang des AND-Gatters 29 ein L- und H-Signal, so dass sein Ausgang A29 einen zweiten H/L-Übergang hat, der vom Zweierzähler 31 gezählt wird. Damit liefert der Ausgang A31 des Zählers 31 ein H-Signal, wodurch er sich über seinen Rücksetz-Eingang selbst zurücksetzt, d. h. sein Ausgang A31 geht wieder auf L-Signal und die Zweierzählung beginnt von neuem.
  • Durch den auf den Setz-Eingang der bistabilen Kippstufe 33 gegebene UH/L-Impuls vom Zählerausgang A31 wird deren Ausgang A332 auf H-Signal und ihr Ausgang A331 auf L-Signal gesetzt, wodurch an beiden Eingängen des AND-Gatters 30 H-Signale anstehen und damit an dessen Ausgang A30 erstmals ein H-Signal auftritt, wobei der UH-Übergang von dem auf positive Flanken triggernden Zähler 32 gezählt wird. An seinem Ausgang A32 bleibt jedoch ein L-Signal, da der Zähler 32 ebenfalls als Zweierzähler benutzt wird. Durch den UH-Übergang am Ausgang A332 der bistabilen Kippstufe 33 entsteht am Ausgang A36 der auf positive Flanken triggernden monostabilen Kippstufe 36 ein H/UH-Impuls, so dass am Ausgang A26 des AND-Gatters 26 ebenfalls ein H/UH-Impuls auftritt und damit am Ausgang A25 des NAND-Gatters 25 ein UH/L-Impuls, wodurch der Ausgang E der bistabilen Kippstufe 24 auf H-Signal schaltet. Damit wird der Schalttransistor 4 niederohmig, und der Lampenstrom steigt wieder an, wodurch der Ausgang A19 des M-Komparators 19 auf H-Signal geht. Beim Überschreiten des oberen Referenzstromniveaus O im Zeitpunkt t10 wiederholt sich der für Zeitpunkt t4 beschriebene Vorgang, und der Lampenstrom fällt. Bei Unterschreiten des mittleren Referenzstromniveaus M (Zeitpunkt tj,) geht der Ausgang A19 des M-Komparators 19 auf L-Signal, so dass an den Eingängen des AND-Gatters 30 L- und H-Signale anstehen und damit deren Ausgang A30 auf L-Signal schaltet. Im Zeitpunkt t12 wiederholt sich der für Zeitpunkt t6 beschriebene Vorgang, und der Lampenstrom steigt an bis zum Erreichen des mittleren Referenzstromniveaus M im Zeitpunkt t13, wodurch der Ausgang A19 des M-Komparators 19 auf H-Signal schaltet. Damit steht an beiden Eingängen des AND-Gatters 30 ein H-Signal an, und sein Ausgang A30 geht zum zweiten Mal auf H-Signal. Dieser zweite UH-Übergang wird vom Zweierzähler 32 gezählt, und sein Ausgang A32 geht ebenfalls auf H-Signal, wodurch am Ausgang A35 ein L-Signal und damit am Ausgang A34 des NAND-Gatters A34 ein H-Signal auftritt. Durch diesen UH-Übergang wird der Zähler 32 über seinen Rücksetz-Eingang zurückgesetzt, d. h. sein Ausgang A32 geht auf L-Signal. Weiter werden durch den UH/L-Impuls am Ausgang .A34 des NAND-Gatters 34 der Ausgang A332 der bistabilen Kippstufe 33 auf L-Signal und ihr Ausgang A331- auf H-Signal geschaltet, so dass an den Eingängen des AND-Gatters 30 wieder L- und H-Signale anstehen und damit sein Ausgang A30 auf L-Signal geht. Ausserdem wird durch den H/L-Übergang am Ausgang 332 der bistabilen Kippstufe 33 am Ausgang A37 der auf negative Flanken triggernden monostabilen Kippstufe 37 ein H/UH-Impuls erzeugt, wodurch am Ausgang A23 des NAND-Gatters 23 ein UH/L-Impuls entsteht, durch den der Ausgang E der bistabilen Kippstufe 24 auf L-Signal gesetzt wird. Hierdurch wird über die Treiberstufe 13 der Schalttransistor 4 nichtleitend geschaltet, und der Lampenstrom fällt, so dass der Ausgang A19 des M-Komparators 19 wieder auf L-Signal geht. Hierdurch stehen an den Eingängen des AND-Gatters 29 wieder L- und H-Signale an, und an seinem Ausgang 29 tritt ein L-Signal auf. Ab Erreichen des unteren Referenzstromniveaus U im Zeitpunkt t14 wiederholt sich dann der zwischen den Zeitpunkten t6 bis t14 ablaufende Vorgang periodisch bis zum Absinken der Netzspannung in der Umgebung des Netznulldurchgangs, wodurch automatisch der Lampenstrom unter das untere Referenzstromniveau U absinkt.
  • In der nächsten Wechselstromhalbperiode beginnt dann der gesamte Vorgang von neuem mit dem Rücksetzen der Schaltung durch den Komparator 14. Dies hat den Vorteil, dass eine mögliche Fehlfunktion der Zählschaltung durch Störimpulse, die sporadisch auftreten, nur während einer Wechselstromhalbperiode möglich sind. Ausserdem ist durch das Rücksetzen zu Anfang einer jeden Wechselstromhalbperiode gewährleistet, dass nach jedem Nulldurchgang des Stromes die Schaltung wieder in ihrem vorgewählten Referenzstromniveau arbeitet.
  • Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel zum Betrieb einer 45 W-Metallhalogenid-Hochdruckentladungslampe mit einer Lampenbrennspannung von ca. 50 V bei einer Netzeingangsspannung von 220 V, 50 Hz, wurden folgende Schaltungsbausteine verwendet:
  • Figure imgb0002
    Figure imgb0003
  • Das erfindungsgemässe Prinzip einer Regeleinrichtung mit drei Referenzstromniveaus ist nicht auf die beschriebene Durchflusswandlerschaltung beschränkt, sondern kann auch in anderen Schaltnetzteilen, z. B. einem Sperrwandler, angewandt werden.

Claims (5)

1. Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckgasenttadungstampen mit höherfrequentem Strom, bestehend aus einem an ein Wechselspannungsnetz angeschlossenen Vollweggleichrichter, dessen Ausgangsgleichspannung einem aus wenigstens einem Schalttransistor, einer Drosselspule, einer Freilaufdiode und der Entladungslampe bestehenden Schaltnetzteil zugeführt wird, wobei die hochfrequente Schaltgeschwindigkeit des Schalttransistors über eine Treiberstufe von einer Regeleinrichtung gesteuert wird, welche den mit einem Stromsensor abgetasteten momentanen Lampenstrom mit einem oberen und unteren Referenzstromniveau (0, U) vergleicht, wobei der Schalttransistor nichtleitend geschaltet wird, wenn der Lampenstrom das obere Niveau (0) überschreitet, und leitend, wenn das untere Niveau (U) unterschritten wird, dadurch gekennzeichnet, dass der gegenseitige Abstand der Referenzstromniveaus (0, U) mehr als 10% des mittleren Lampenstromes beträgt und ein weiteres, mittleres Referenzstromniveau (M) einstellbar ist, an welchem der Schalttransistor nach jeweils einer in der Regeleinrichtung eingestellten Anzahl von Durchläufen des Lampenstromes nichtleitend geschaltet wird, wenn dieses mittlere Niveau (M) von unten durchlaufen wird, und leitend geschaltet wird, wenn das mittlere Niveau (M) von oben durchlaufen wird.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zum Vergleich des momentanen Lampenstromes mit den drei Referenzstromniveaus (0, M, U) drei hysteresefreie Komparatoren (18, 19, 20) vorgesehen sind, an deren Ausgängen (A18, A19, A20) jeweils ein High(H)-Signal auftritt, wenn der momentane Lampenstrom über dem entsprechenden Referenzstromniveau (0, M, U) liegt, und ein Low(L)-Signal, wenn der Lampenstrom unterhalb des Referenzstromniveaus liegt.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass mit dem Ausgang (A20) des O-Komparators (20) über einen Inverter (22) und ein erstes NAND-Gatter (23) der Setz-Eingang einer den Ausgang (E) der Regeleinrichtung (9) bildenden bistabilen ersten Kippstufe (24) verbunden ist, deren Rücksetz-Eingang über ein AND-Gatter (26) und ein zweites NAND-Gatter (25) sowie über eine auf negative Flanken triggernde monostabile Kippstufe (27) mit dem U-Komparator (18) verbunden ist, während gleichzeitig die zweiten Eingänge des AND-Gatters (26) und des ersten NAND-Gatters (23) mit den Ausgangssignalen einer mit dem M-Komparator (19) verbunden Zählschaltung (29 bis 37) derart beaufschlagt werden, dass der mit dem AND-Gatter (26) verbundene Ausgang der Zählschaltung einen H/UH-Impuls bei einer in der Zählschaltung eingestellten Anzahl von oben erfolgender Durchläufe des mittleren Referenzstromniveaus (M) erzeugt, während der mit dem ersten NAND-Gatter (23) verbundene Ausgang der Zählschaltung bei einer in der Zählschaltung eingestellten Anzahl von Durchläufen des mittleren Referenzstromniveaus (M) von unten einen H/UH-Impuls liefert.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Zählschaltung eine erste, auf positive Flanken triggernde monostabile Kippstufe (36) und eine zweite, auf negative Flanken triggernde monostabile Kippstufe (37) aufweist, deren Eingänge mit dem Ausgang (A332) einer zweiten bistabilen Kippstufe (33) verbunden sind, deren Setz-Eingang über einen auf negative Flanken triggernden ersten Zähler (31) und ein AND-Gatter (29) mit dem Ausgangssignal des M-Komparators (19) beaufschlagt wird, während gleichzeitig ihr Rücksetz-Eingang über ein drittes NAND-Gatter (34), einen Inverter (35), einen auf positive Flanken triggernden zweiten Zähler (32) und ein weiteres AND-Gatter (30) ebenfalls mit dem Ausgang des M-Komparators (19) verbunden ist und ausserdem die jeweils zweiten Eingänge der AND-Gatter (29,30) mit den Ausgängen (A331, A332) der zweiten bistabilen Kippstufe (33) verbunden sind, wobei der erste Zähler 31 durch das am Setz-Eingang der zweiten bistabilen Kippstufe (33) anstehende Signal und der zweite Zähler (32) durch das am Rücksetz-Eingang dieser zweiten Kippstufe anstehende Signal zurückgesetzt wird.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die jeweils zweiten Eingänge der zweiten und dritten NAND-Gatter (25, 34) über eine weitere auf positive Flanken triggernde monostabile Kippstufe (28) mit dem Ausgang (A14) eines hysteresefreien, die Nulldurchgänge der Netzspannung detektierenden Komparators (14) verbunden sind.
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