DE2703408C1 - Schaltungsanordnung zur frequenzmaessigen Analyse von in einem breiten Gesamtfrequenzband liegenden Empfangssignalen - Google Patents

Description

Das Hauptpatent DBP 26 54 134 betrifft eine Schaltungsanordnung zur frequenzmäßigen Analyse von in einem möglichen breiten Gesamtfrequenzband liegenden Empfangssignalen unter Verwendung einer mit einer Auswerteschaltung zusammenarbeitenden Filterbank mit frequenzmäßig aneinanderstoßenden Bandpässen, wobei diese Filterbank einen Auswertefrequenzbereich umfaßt, der gegenüber dem Gesamtfrequenzband nur eine sehr kleine Bandbreite aufweist und die Empfangssignale durch eine Weichenschaltung mit aneinandergrenzenden Durchlaßbereichen sowie durch eine Reihe von Frequenzumsetzern in diesen Auswertefrequenzbereich umgesetzt werden, und eine Aufaddierung der einzelnen Frequenzwerte vorgenommen wird. Die Frequenzanalyse wird dabei im einzelnen so durchgeführt, daß bei der Weichenschaltung die frequenzmäßig aufeinanderfolgenden Teilfrequenzbänder des Empfangssignales nach der Umsetzung jeweils einem anderen von zwei Übertragungskanälen zugeführt sind, derart, daß der erste Übertragungskanal in der frequenzmäßigen Reihenfolge nur die geradzahligen und der zweite Übertragungskanal nur die in der frequenzmäßigen Reihenfolge ungeradzahligen Teilfrequenzbänder überträgt, daß die Übertragungskanäle je einer von zwei gleich aufgebauten Filterbänken zugeführt werden und alle durch Empfangssignale belegten Ausgänge der Weichenschaltung für die Auswertung ein die Belegung kennzeichnendes Ausgangssignal liefern und daß jedes Empfangssignal, wenn es in nur einen Durchlaßbereich fällt nur einen, wenn es in zwei benachbarte Durchlaßbereiche fällt dagegen zwei überschneidungsfreie Übertragungswege durchläuft und dadurch bei der Auswertung eindeutige Frequenzwerte ergibt.

Der vorliegenden Erfindung liegt in Weiterbildung dieser Weichenschaltungsanordnung die Aufgabe zugrunde, einen Weg aufzuzeigen, wie auch die Dauer impulsförmiger Empfangssignale festgestellt und dadurch Impulssender mit gleichbleibender Impulsdauer ermittelt werden können. Gemäß der Erfindung, welche sich auf eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art bezieht, wird dies dadurch erreicht, daß zur Bestimmung der zeitlichen Dauer impulsförmiger Empfangssignale ein Pulsbreitenzähler vorgesehen ist, der bei Auftreten eines eindeutig bestimmbaren Frequenzwortes zu Beginn des Empfangssignals gestartet und bei dessen Ende angehalten wird, daß die die Impulsdauer angebenden Zählwerte dieses Pulsbreitenzählers aufeinanderfolgender impulsförmiger Empfangssignale fortlaufend in aufeinanderfolgende Register eingelesen werden, daß durch Differenzbildung des Zählwertes in aufeinanderfolgenden Registern eine Überprüfung darauf erfolgt, ob diese Differenzwerte unterhalb eines durch die Meßgenauigkeit gegebenen Toleranzwertes liegen, und daß zutreffendenfalls daraus ein den Empfang eines Impulssenders mit konstanter Pulsbreite signalisierendes Signal erzeugt wird.

Auf diese Weise kann die Analyse der Empfangssignale in vorteilhafter Weise wesentlich verbessert werden.

Die Erfindung sowie deren Weiterbildungen werden nachfolgend anhand von Zeichnungen erläutert. Die Fig. 1 mit 7 betreffen die Schaltungsanordnung nach dem Hauptpatent, die Fig. 8 mit 14 die vorliegende Erfindung. Im einzelnen zeigt

Fig. 1 eine Eingangs-Weichengruppe I,

Fig. 2 die nachfolgenden Doppel-Weichengruppen IIA und IIB,

Fig. 3 die nach Fig. 2 folgende zweite Doppel-Weichengruppe IIIA und IIIB,

Fig. 4 zwei auf die Fig. 3 folgende, gleich aufgebaute Filterbänke A und B,

Fig. 5 die logische Verknüpfung zwischen der ersten Filterbank A und den vorangegangenen Weichengruppen,

Fig. 6 die logische Verknüpfung zwischen der zweiten Filterbank B und den vorangegangenen Weichengruppen,

Fig. 7 ein Beispiel für die Durchlaßbereiche einer Weiche,

Fig. 8 eine Schaltung zur Zusammenfassung der Frequenzzahlen,

Fig. 9 eine Schaltung zur Ausgabe der Frequenzzahlen,

Fig. 10 eine Schaltung zur Gewinnung der Vorder- und Rückflankenimpulse,

Fig. 11 eine Schaltung mit einem Pulsbreitenzähler,

Fig. 12 eine Schaltung für die Bestimmung der Impulsabstände,

Fig. 13 Registerschaltungen für die Auswertung aufeinanderfolgender Impulse,

Fig. 14 eine Schaltung zur Koinzidenzprüfung.

In Fig. 1 ist die eingangsseitig erste Weichengruppe dargestellt, die nachfolgend als Weichengruppe I bezeichnet wird. Zum Empfang der zu analysierenden Signale sind mehrere Antennen A 1, A 2, A 3 und A 4 vorgesehen, die über eine Koppeleinrichtung AK zusammengeschaltet sind. Diese Antennenanordnung ist notwendig, weil bei entsprechend breiten Empfangsfrequenzbändern nicht mehr mit einer einzigen Antenne gearbeitet werden kann. Im vorliegenden Beispiel wird angenommen, daß der zu analysierende Empfangsfrequenzbereich zwischen 0,3 und 20,3 GHz liegen soll. Dem Antennenkoppler AK ist eine erste Weichenschaltung W 1 nachgeschaltet, welche den Empfangsfrequenzbereich in zwei Frequenzbänder aufteilt. Die Frequenzen zwischen 0,3 und 16,3 GHz werden als Restfrequenzband zur weiteren Analyse einer nachgeschalteten Weichenschaltung W 2 zugeführt. Ein bestimmtes erstes Teilfrequenzband, im vorliegenden Beispiel von der Breite 4 GHz, wird an dem zweiten Ausgang der Weichenschaltung W 1 entnommen, so daß hier Frequenzen zwischen 16,3 und 20,3 GHz vorliegen. Die jeweiligen Grenzwerte dieses und aller nachfolgenden Teilfrequenzbänder schließen, wie später anhand von Fig. 7 erläutert wird, größere "Grauzonen" mit ein, welche durch die Überlappung der Durchlaßbereiche der Filter gegeben sind. Über einen Koppler K 1 (z. B. einen Richtungskoppler) wird aus der Weichenschaltung eine Ausgangsspannung U 1 abgegriffen, welche dem Spannungswert in dem ersten Teilfrequenzband von 16,3 bis 20,3 GHz entspricht und zu einem Mischer M 1 geführt ist. Diesem Mischer M 1 wird die Überlagerungsfrequenz f 01=15 GHz zugeführt, so daß das erhaltene Zwischenfrequenzband im Frequenzbereich zwischen 1,3 und 5,3 GHz liegt. Dieses erste Zwischenfrequenzband wird einer Übertragungsleitung zugeführt, die mit Kanal A bezeichnet ist.

Die Weichenschaltung W 2 zeigt aus dem an ihrem Eingang anliegenden Frequenzband von 0,3 bis 16,3 GHz ein zweites Teilfrequenzband ab, welches zwischen 12,3 und 16,3 GHz liegt. Daraus wird die Ausgangsspannung U 2 durch den Koppler K 2 gewonnen. Diese Signale werden einem Mischer M 2 zugeführt, dessen Überlagerungsfrequenz f 02=11 GHz gewählt ist. Die so erhaltenen, im gemeinsamen Zwischenfrequenzband von 1,3 bis 5,3 GHz liegenden Ausgangssignale gelangen zu einer zweiten Übertragungsleitung, die mit Kanal B bezeichnet ist. Das am oberen Ausgang der Weichenschaltung W 2 liegende Restfrequenzband zwischen 0,3 und 12,3 GHz wird der nächsten Weichenschaltung W 3 zugeführt.

Die Weichenschaltung W 3 trennt ein Restfrequenzband von 0,3 bis 8,3 GHz ab und liefert den Frequenzbereich von 8,3 bis 12,3 GHz als drittes Teilfrequenzband. Die Signale gelangen zum Mischer M 3, dessen Überlagerungsfrequenz f 03=7 GHz gewählt ist. Das zwischen 1,3 und 5,3 GHz liegende Zwischenfrequenzband wird dem Kanal A zugeführt.

Die Signale des oberen Ausgangs der Weichenschaltung W 3 gelangen zu der Weichenschaltung W 4. Diese Weichenschaltung W 4 liefert an ihren unteren Ausgang das vierte Teilfrequenzband zwischen 4,3 und 8,3 GHz und bildet durch den Koppler K 4 N die Spannung U 4 N. Man könnte hier durch eine entsprechend niedrige Überlagerungsfrequenz von 3 GHz eine Umsetzung in das für die Kanäle A und B benötigte Zwischenfrequenzband von 1,3 bis 5,3 GHz erreichen. Es ist jedoch zweckmäßiger, die Umsetzung so vorzunehmen, daß mit relativ hohen Überlagerungsfrequenzen gearbeitet werden kann. Aus diesem Grunde und zur Vermeidung unerwünschter Mischprodukte ist die Überlagerungsfrequenz des nachgeschalteten Mischers M 4 N zu f 04=8 GHz gewählt. Durch das Bandpaßfilter BP 4 N wird die Summenfrequenz der Signale ausgefiltert und die so erhaltenen Signale werden dem Mischer M 2 zugeführt. Dadurch werden Ausgangssignale erhalten, welche ebenfalls im Zwischenfrequenzband von 1,3 bis 5,3 GHz liegen. Diese Signale werden dem Kanal B zugeleitet. Die "resultierende Überlagerungsfrequenz" aus den Einzelüberlagerungsfrequenzen f 04 und f 02 beträgt somit 3 GHz, weil das Teilfrequenzband von 4,3 bis 8,3 GHz im Endergebnis auf 1,3 bis 5,3 GHz umgesetzt wird.

Der obere Ausgang der Weichenschaltung W 4 liefert ein Restfrequenzband, das zwischen 0,3 und 4,3 GHz liegt und somit zugleich das fünfte Teilfrequenzband ist. Durch den Koppler K 4 T wird die Ausgangsspannung U 4 T gewonnen und nach der Umsetzung im Mischer M 4 T mit der Überlagerungsfrequenz f 04=8 GHz werden Ausgangssignale gewonnen, von denen das obere Seitenband durch das Bandpaßfilter BP 4 T ausgeliefert wird. Diese Signale werden zunächst dem Mischer M 3 zugeführt, so daß sich Ausgangssignale ergeben, die ebenfalls zwischen 1,3 und 5,3 GHz liegen. Diese Signale werden dem Kanal A zugeleitet. Die doppelte Umsetzung dient der Vermeidung unerwünschter Mischprodukte. Die resultierende Überlagerungsfrequenz beträgt 1 GHz, wobei im Gegensatz zu den vorangegangenen Umsetzungen die Summenfrequenz und nicht die Differenzfrequenz auf die Kanäle A und B weitergeleitet wird.

Ergänzend ist darauf hinzuweisen, daß die an den Ausgängen der Mischer M 1, M 2, M 3 vorzusehenden Filterschaltungen, welche die Übertragung der bei der Mischung entstehenden Summenfrequenzen verhindern, hier und bei den nachfolgenden Figuren nicht dargestellt sind. Die jeweils dick gezeichneten Verbindungspunkte sollen andeuten, daß hier rückwirkungsfreie Gabelschaltungen vorzusehen sind (z. B. Zirkulatoren oder Hybridschaltungen), welche eine gegenseitige Beeinflussung der eingekoppelten Signale verhindern. Wenn an den Auswerteschaltungen die verschiedenen Frequenzwerte gleichzeitig vorliegen sollen, so müssen in bekannter Weise Verzögerungseinrichtungen vorgesehen werden, welche die unterschiedlichen Verarbeitungszeiten ausgleichen, die z. B. zwischen dem ersten und dem letzten Teilfrequenzband nach deren Umsetzung in das gemeinsame erste Zwischenfrequenzband (d. h. in den Kanälen A und B) aufgetreten sind.

Wenn die Empfangsfrequenzbänder der Antennen A 1 bis A 4 in das Frequenzschema der Weichenschaltungen passen, könenn die Antennen auch direkt an die jeweilige Weichenschaltung angeschlossen werden. Hat z. B. die Antenne A 4 den Empfangsfrequenzbereich von 0,3 bis 8,3 GHz so können ihre Ausgangssignale direkt in den Eingang der Weichenschaltung W 4 eingespeist werden.

Zusammenfassend ergibt sich bei der Betrachtung der Schaltungsanordnung nach Fig. 1, daß aus dem von den Antennen A 1 bis A 4 aufgenommenen Empfangsfrequenzbereich von 0,3 bis 20,3 GHz jeweils aufeinanderfolgende, 4 GHz breite Teilfrequenzbänder ausgefiltert und durch Umsetzung in ein einziges gemeinsames Zwischenfrequenzband von 1,3 bis 5,3 GHz gebracht werden. Das jeweils aus frequenzmäßig aufeinanderfolgenden Teilfrequenzbändern erhaltene Zwischenfrequenzband von 1,3 bis 5,3 GHz wird so auf die Kanäle A und B verteilt, daß der Kanal A die aus in der Reihenfolge ungeradzahligen und der Kanal B die aus in der Reihenfolge geradzahligen Teilfrequenzbändern gebildeten Signale des Zwischenfrequenzbandes erhält. Dem Kanal A wird somit das erste (16,3 bis 20,3 GHz), dritte (8,3 bis 12,3 GHz) und das fünfte (0,3 bis 4,3 GHz) Teilfrequenzband zugeführt, während der Kanal B das zweite (12,3 bis 16,3 GHz) und vierte (4,3 bis 8,3 GHz) Teilfrequenzband erhält. Im Kanal A werden somit Empfangsfrequenzen übertragen, die ursprünglich zwischen 16,3 und 20,3, 8,3 und 12,3 sowie 0,3 und 4,3 GHz lagen. Dagegen sind im Kanal B die ursprünglichen Empfangsfrequenzen zwischen 12,3 und 16,3 bzw. 4,3 und 8,3 GHz enthalten. In den Kanälen A und B ist jedoch durch die Verwendung des gemeinsamen Zwischenfrequenzbandes nicht mehr unterscheidbar, aus welchem ursprünglichen Frequenzbereich etwaige Signale herstammen. Diese Unterscheidung, d. h. die Anzeige, welches Teilfrequenzband jeweils Ausgangssignale geliefert hat, wird durch die Ausgangsspannungen U 1, U 2, U 3, U 4 N und U 4 T gewonnen, welche als zusätzliche Informationen in einer später zu beschreibenden Art und Weise für die Auswertung herangezogen werden. Die Aufteilung in die einzelnen Teilfrequenzbänder kann an sich beliebig erfolgen, wobei die Gesichtspunkte der unerwünschten Mischprodukte und der relativen Bandbreiten (für die Filterauslegung) zu berücksichtigen sind.

In Fig. 7 ist in Abhängigkeit von der Frequenz die Dämpfung der verschiedenen Durchlaßbereiche aufgetragen. Im einzelnen ist hierbei auf die Zahlenwerte Bezug genommen, welche bei Fig. 1 bei den Weichenschaltungen W 1 und W 2 auftreten. Das erste Teilfrequenzband welches von 16,3 bis 20,3 GHz reicht wird dem Kanal A zugeführt. Das zweite Teilfrequenzband, welches zwischen 16,3 und 12,3 GHz liegt gelangt in den Kanal B und das dritte Teilfrequenzband, welches zwischen 8,3 und 12,3 GHz liegt wird wiederum zum Kanal A übertragen. Wenn die Weichenschaltungen W 1 bis Wn der verschiedenen Figuren nicht sehr aufwendig ausgelegt werden, so ergeben sich relativ flache Anstiege im Bereich der Filterflanken. Dies ist in Fig. 7 durch die ausgezogenen Linien dargestellt. Dementsprechend treten im Bereich der Grenzfrequenzen bei den verschiedenen Teilfrequenzbändern größere Überlappungen auf. Diese "Grauzonen" sind durch die sich überlappenden Pfeile bei Fig. 7 kenntlich gemacht.

Man kann zwar, wie durch die strichpunktiert angedeuteten Linien gezeigt wird, durch größeren Filteraufwand diese Grauzonen kleiner machen. Es gelingt jedoch nicht, sie völlig zu beseitigen. Darüber hinaus ergeben sich aber bei steileren Filterflanken erhebliche Nachteile dadurch, daß im Übergangsbereich, z. B. bei 16,3 GHz, die gesamte Schaltungsanordnung sehr unempfindlich wird. Ein relativ schwaches Signal von 16,3 GHz wird durch die den strichpunktierten Linien entsprechenden Filter sehr stark bedämpft und deshalb u. U. für die weitere Auswertung nicht mehr zugelassen. Die Gesamtschaltung ist in diesem Bereich sehr unempfindlich. Die den ausgezogenen Linien entsprechenden Filter schwächen dagegen die Signale auch im Bereich bei 16,3 GHz kaum und bringen somit eine wesentlich günstigere Empfindlichkeit der Gesamtanordnung mit sich. Dementsprechend werden die verschiedenen Weichenschaltungen im Bereich der Grenzfrequenzen zwischen den einzelnen Teilfrequenzbändern so ausgelegt, daß dort ihre Dämpfung a noch nicht über das erträgliche Maß angestiegen ist. Die auftretenden Grauzonen können ohne weiteres in Kauf genommen werden, weil eine Unterscheidung dadurch erzielt wird, daß einmal das Signal in den Kanal A und zum anderen in den Kanal B kommt. Bei Auftreten der Empfangsfrequenz von 16,3 GHz wird nämlich sowohl das erste Teilfrequenzband als auch das zweite Teilfrequenzband belegt. Bei der weiteren Auswertung ergibt sich in einer später noch zu beschreibenden Weise im Endergebnis eine doppelte Anzeige des gleichen Frequenzwertes, wenn das Empfangssignal im Graubereich gelegen hat.

Die Ausgangssignale der Kanäle A und B der Weichengruppe I nach Fig. 1 werden weiteren Weichengruppen zugeführt, welche in Fig. 2 näher dargestellt sind. Der Kanal A wird der Weichengruppe IIA zugeleitet und zwar über die Klemme 2 a. Der zu verarbeitende Frequenzbereich liegt somit zwischen 1,3 und 5,3 GHz. Auch hier erfolgt analog zu der Weichenanordnung nach Fig. 1 die Abspaltung von weiteren, jetzt frequenzmäßig engeren Teilfrequenzbändern durch Weichenschaltungen W 5 A, W 6 A und W 7 A, die in Kette geschaltet sind. Die Breite der neuen Teilfrequenzbänder ist bei dieser Schaltung zu nur 1 MHz gewählt, so daß an dem unteren Ausgang der Weichenschaltung W 5 A die Frequenzen zwischen 4,3 und 5,3 GHz vorhanden sind (erstes Teilfrequenzband der Weichengruppe IIA). Daraus wird über den Koppler K 5 A die Ausgangsspannung U 5 erzeugt. Die so erhaltenen Signale gelangen zu einem Mischer M 5, dessen Überlagerungsfrequenz f 05=4 GHz gewählt ist. Dadurch ergeben sich Signale, deren Differenzfrequenz zwischen 0,3 und 1,3 GHz liegen (zweites Zwischenfrequenzband). Die Signale gelangen zu einem Kanal AB 1.

Die nächste Weichenschaltung W 6 A zweigt mit ihrem unteren Ausgang das zweite Teilfrequenzband zwischen 3,3 und 4,3 GHz ab und über den Koppler K 6 wird die Ausgangsspannung U 6 erzeugt. Das so erhaltene Signal gelangt zum Umsetzer M 6, 8, dessen Überlagerungsfrequenz f 06,8=3 GHz gewählt ist. Somit werden auch hier als Differenzfrequenzen Frequenzwerte von 0,3 bis 1,3 GHz, d. h. im zweiten Zwischenfrequenzband erhalten.

Durch die Weichenschaltung W 7 A wird das dritte Teilfrequenzband zwischen 2,3 und 3,3 GHz ausgekoppelt, wobei durch den Koppler K 7 die Ausgangsspannung U 7 entnommen wird. Durch einen Mischer M 7, dessen Überlagerungsfrequenz f 07=2 GHz gewählt ist, wird die Umsetzung in das zweite Zwischenfrequenzband von 0,3 bis 1,3 GHz vorgenommen. Das so erhaltene Signal wird dem Kanal AB 1 zugeleitet.

Vom vierten Teilfrequenzband zwischen 1,3 und 2,3 GHz wird durch den Koppler K 8 die Ausgangsspannung U 8 entnommen. Die Signale gelangen zu einem Mischer M 8, dessen Überlagerungsfrequenz f 08 zu 2 GHz gewählt ist. Durch das Bandpaßfilter BP 8 wird nur die Summenfrequenz durchgelassen, so daß dem bereits erwähnten Mischer M 6,8 Frequenzen zwischen 3,3 und 4,3 GHz zugeführt werden. Durch die im Mischer M 6,8 vorgenommene weitere Umsetzung werden als Differenzfrequenz wiederum Werte zwischen 0,3 und 1,3 GHz also im zweiten Zwischenfrequenzband gebildet, welche dem Kanal AB 2 zugeführt werden. Die resultierende Überlagerungsfrequenz beträgt somit für das vierte Teilfrequenzband 1 GHz.

In analoger Weise zu dem Schaltungsaufbau nach Fig. 1 ist somit auch hier so vorgegangen, daß die (jeweils 1 MHz breiten) Teilfrequenzbänder der Weichengruppe IIA abwechselnd dem Kanal AB 1 (ungeradzahlige Teilfrequenzbänder) und dem Kanal AB 2 (geradzahlige Teilfrequenzbänder) zugeführt werden. Im Kanal AB 1 sind die Frequenzbereiche von 4,3 bis 5,3 und von 2,3 bis 3,3 GHz aus dem Kanal A des ersten Zwischenfrequenzbandes enthalten. Dagegen gelangen die Frequenzbereiche von 3,3 bis 4,3 GHz und von 1,3 bis 2,3 GHz in den Kanal AB 2.

Die im unteren Teil der Fig. 2 dargestellte Weichengruppe IIB ist genau so aufgebaut wie die Weichengruppe IIA. Die einzelnen Weichenschaltungen W 5 B, W 6 B und W 7 B haben die gleichen Frequenzbereiche wie bei der Weichengruppe IIA, wie sich aus den in den jeweiligen Kästchen angegebenen Frequenzwerten ergibt. Die Zusammenschaltung auf die beiden Kanäle AB 1 und AB 2 erfolgt in gleicher Weise wie bei der Weichengruppe IIA. Dies bedeutet, daß auf dem Kanal AB 1 die vom Kanal B kommenden ungeradzahligen Teilfrequenzbänder zwischen 4,3 und 5,3 sowie 2,3 und 3,3 GHz enthalten sind, während dem Kanal AB 2 aus dem Kanal B die geradzahligen Teilfrequenzbänder zwischen 3,3 und 4,3 sowie 1,3 und 2,3 GHz zugeführt werden.

Zur Umsetzung werden die bei der Weichengruppe IIA bereits erwähnten Mischer M 5, M 7, M 8, M 6,8 ebenfalls mit benutzt, was wegen der gleichen Teilfrequenzbänder bei den Weichengruppen IIA und IIB ohne weiteres möglich ist und das gleiche zweite Zwischenfrequenzband von 0,3 bis 1,3 GHz und die gleichen (resultierenden) Überlagerungsfrequenzen ergibt. Die zugehörigen Ausgangsspannungen sind mit U 5 B bis U 8 B bezeichnet.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 3, welche sich an die Ausgangsklemmen 3 a und 3 b von Fig. 2 anschließt, enthält zwei Weichengruppen IIIA und IIIB. Die obere Weichengruppe IIIA weist eine Kettenschaltung von Weichenschaltungen W 9 A, W 10 A, W 11 A und W 12 A auf, wobei hier Teilfrequenzbänder von nur noch 0,2 GHz Breite ausgekoppelt werden. Die Verteilung der neuen Teilfrequenzbänder auf die Weichenschaltungen ist analog zu den vorhergehenden Figuren gewählt. Im einzelnen koppelt die Weichenschaltung W 9 A das Teilfrequenzband zwischen 1,1 und 1,3 GHz aus. Bei der Weichenschaltung W 10 A liegt das ausgekoppelte Teilfrequenzband zwischen 0,9 und 1,1 GHz, bei der Weichenschaltung W 11 A zwischen 0,7 und 0,9 GHz bei der Weichenschaltung W 12 A zwischen 0,5 und 0,7 GHz und das letzte Teilfrequenzband umfaßt Werte zwischen 0,3 und 0,5 GHz. Die jeweils auftretenden Ausgangsspannungswerte werden durch entsprechende Koppler K 9 A bis K 13 A abgezweigt und sind mit U 9 A bis U 13 A bezeichnet. Die Empfangssignale gelangen zu den Mischern M 9 A bis M 12 A, deren Überlagerungsfrequenzen f 09 bis f 012 jeweils um 0,2 GHz unterschiedlich gewählt sind. Beim Mischer M 13 A wird zunächst mit f 013A=0,4 GHz nach oben umgesetzt und damit die Summenfrequenz (nach Filterung durch das Bandpaßfilter BP 13 A) im Mischer M 11 A in die Differenzfrequenz transponiert, die zwischen 0,1 und 0,3 GHz liegt. Die resultierende Überlagerungsfrequenz liegt somit für das fünfte Teilfrequenzband bei 0,2 GHz. Dadurch tritt an den Ausgängen dieser Mischer im Endergebnis ein (drittes) Zwischenfrequenzband auf, das zwischen 0,1 und 0,3 GHz liegt. Die Reihenfolge der Verteilung der einzelnen Teilfrequenzbänder von jeweils 0,2 GHz Bandbreite erfolgt wiederum so, daß die in der Reihenfolge ungeradzahligen Teilfrequenzbänder (erstes Teilfrequenzband von 1,1 bis 1,3 GHz; drittes Teilfrequenzband von 0,7 bis 0,9 GHz; fünftes Teilfrequenzband von 0,3 bis 0,5 GHz) dem Kanal AB 11 zugeführt werden. Die in der Reihenfolge geradzahligen Teilfrequenzbänder (zweites Teilfrequenzband von 0,9 bis 1,1 GHz; viertes Teilfrequenzband von 0,5 bis 0,7 GHz) werden dagegen in den Kanal AB 21 eingespeist. An den Ausgängen 4 a und 4 b der beiden Kanäle AB 11 und AB 21 liegen somit die Empfangsfrequenzen nur noch im dritten Zwischenfrequenzband, d. h. zwischen 0,1 und 0,3 GHz.

Im unteren Teil der Fig. 3 ist eine weitere Weichengruppe IIIB dargestellt. Der Aufbau dieser Weichengruppen IIIB mit den Weichenschaltungen W 9 B, W 10 B, W 11 B und W 12 B ist völlig gleich der Weichengruppe IIIA gewählt und auch die jeweils verarbeiteten Frequenzen (Teilfrequenzbänder und Restfrequenzen sowie drittes Zwischenfrequenzband) ergeben die gleichen Werte wie bei der Weichengruppe IIIA. Dementsprechend sind auch die jeweiligen Frequenzen für die Überlagerungsoszillatoren M 9 B, M 10 B, M 11 B, M 12 B und M 13 B völlig gleich den jeweils analog bezeichneten Mischern M 9 A bis M 13 A der Weichengruppe IIIA. Die Verteilung der jeweiligen Ausgangsspannungen in den einzelnen Teilfrequenzbändern wird durch die Koppler K 9 B bis K 13 B bestimmt und liefert Werte, welche mit U 9 B bis U 13 B bezeichnet sind.

Ein Unterschied gegenüber der Weichengruppe IIIA besteht bei der Weichengruppe IIIB darin, daß hier die ungeradzahligen Teilfrequenzbänder, (erstes Teilfrequenzband von 1,1 bis 1,3 GHz; drittes Teilfrequenzband von 0,7 bis 0,9 GHz und fünftes Teilfrequenzband von 0,3 bis 0,5 GHz) dem Kanal AB 21 zugeführt werden, während die geradzahligen Teilfrequenzbänder (zweites Teilfrequenzband von 0,9 bis 1,1 GHz, viertes Teilfrequenzband von 0,5 bis 0,7 GHz) in den Kanal AB 11 eingespeist sind.

In Fig. 4 ist die weitere Auswertung der von der Schaltung nach Fig. 3 gelieferten Signale der Kanäle AB 11 und AB 21 dargestellt. An der Klemme 4 a wird der Kanal AB 11 zugeführt, welcher eine Bandbreite von 100 bis 300 MHz hat. Die Analyse dieses Frequenzbereichs von 200 MHz Bandbreite erfolgt in einer Filterbank A, welche aus 43 parallelgeschalteten Bandpässen BP 1 bis BP 43 besteht. Jeder dieser Bandpässe hat eine Bandbreite von 10 MHz, wobei die jeweilige Mittenfrequenz in dem entsprechenden Kästchen angegeben ist. Der Bandpaß BP 1 reicht somit in seinem Durchlaßbereich von 90 bis 100 MHz. Der für die höchste Frequenz zuständige Bandpaß BP 43 hat einen Durchlaßbereich von 300 bis 310 MHz. Die jeweils nach Gleichrichtung vorliegenden Ausgangsspannungen an den einzelnen Bandpässen BP 1 bis BP 43 der Filterbank A sind mit UF 1 bis UF 43 bezeichnet. Die Tatsache, daß der Bandpaß BP 1 und der Bandpaß BP 43 eigentlich außerhalb des dritten Zwischenfrequenzbandes liegt, ist darin begründet, daß durch die Modulation der Empfangssignale auch in den Randfrequenzbereichen noch Signalanteile auftreten können.

Der Kanal AB 21 wird über die Klemme 4 b einer Filterbank B zugeführt, welche ebenso aufgebaut ist wie die Filterbank A. Es sind somit ebenfalls 43 Bandpässe vorgesehen, welche mit BP 44 bis BP 86 bezeichnet sind, wobei jeder wiederum eine Bandbreite von 10 MHz hat. Die Ausgangsspannungen nach Gleichrichtung sind bei der Filterbank B entsprechend mit UF 44 bis UF 86 bezeichnet.

Es besteht nun die Aufgabe, anhand der bei den jeweiligen Weichengruppen gemessenen Ausgangsspannungen U 1 bis U 13 A, U 13 B der einzelnen Teilfrequenzbänder sowie unter Zuhilfenahme der Ausgangsspannungen der Filterbänke A und B nach Fig. 4 durch eine entsprechende logische Verknüpfung herauszufinden, in welchem Frequenzband ein Empfangssignal ursprünglich gelegen hat. Eine weitere Aufgabe besteht darin, daß bei Empfangssignalen, deren Frequenz in einen der Graubereiche der Weichengruppen fällt, ebenfalls die Frequenzlage eindeutig festzustellen. Für diese Aufgaben sind die Auswerteschaltungen nach Fig. 5 und Fig. 6 vorgesehen, welche so aneinandergesetzt zu denken sind, daß die Fig. 6 rechts an die Fig. 5 angefügt wird.

Die verschiedenen Ausgangsspannungswerte U 1 bis U 13 A und U 13 B der Fig. 1 mit 3 werden Lesespeichern zugeführt, die nachfolgend jeweils durch die Buchstabenkombination ROM gekennzeichnet sind (ROM=read only memory). Die jeweiligen Ausgangsspannungswerte haben entweder den Wert 0 (d. h. kein Ausgangssignal vorhanden) oder den Wert 1 (d. h. Ausgangssignal vorhanden). Jede derartige logische 1 setzt im Lesespeicher ROM die zugehörige Frequenzzahl, d. h. eine Kombination von bits, welche in codierter Form den Frequenzwert der jeweiligen resultierenden Überlagerungsfrequenz enthält. Es ist somit bei der resultierenden Überlagerungsfrequenz derjenige Frequenzwert maßgebend, welcher der Differenz des jeweiligen Frequenzbandes abzüglich des zugehörigen gemeinsamen Zwischenfrequenzbandes entspricht.

Die zugehörigen Weichengruppen der Fig. 1 mit 3 sind bei den Lesespeichern ROM durch die entsprechenden römischen Ziffern und ergänzend durch die großen Buchstaben gekennzeichnet. Im oberen Teil der Fig. 5 werden die Ausgangsspannungen U 1, U 3 und U 4 T (ungeradzahlige Teilfrequenzbänder aus Fig. 1) dem Lesespeicher ROM-I-U zugeleitet. Hier und nachfolgend steht der Buchstabe U jeweils für ungerade Teilfrequenzbänder. Die ungeradzahligen Ausgangsspannungen U 5 A und U 7 A der Weichengruppe IIA nach Fig. 2 werden dem Lesespeicher ROM-IIA-U zugeführt. Die geradzahligen Ausgangsspannungen U 6 A und U 8 A der Weichengruppe IIA nach Fig. 2 werden in den Lesespeicher ROM-IIA-G eingegeben. Die ungeradzahligen Teilfrequenzbänder entsprechend den Ausgangsspannungen U 9 A, U 11 A und U 13 A der Weichengruppe IIIA aus Fig. 3 gelangen in den Lesespeicher ROM-IIIA-U, während der Lesespeicher ROM-IIIB-G die Ausgangsspannungen U 10 B und U 12 B der geradzahligen Teilfrequenzbänder der Weichengruppe IIIB nach Fig. 3 erhält.

Analog erhält der im unteren Teil von Fig. 5 dargestellte Lesespeicher ROM-I-G die geradzahligen Ausgangsspannungen U 2 und U 4 N der Weichengruppe I, der Lesespeicher ROM-IIB-U die ungeradzahligen Ausgangsspannungen U 5 B und U 7 B der Weichengruppe IIB, der Lesespeicher ROM-IIB-G die geradzahligen Ausgangsspannungen U 6 B und U 8 B der Weichengruppe IIB, der Lesespeicher ROM-IIIA-U die ungeradzahligen Ausgangsspannungen U 9 A, U 11 A und U 13 A der Weichengruppe IIIA und schließlich der Lesespeicher ROM-IIIB-G die geradzahligen Ausgangsspannungen U 10 B und U 12 B der Weichengruppe IIIB.

Die Frequenzzahl von ROM-I-U wird zwei parallelen Addierstufen AD 11 und AD 12 zugeführt, wobei AD 11 am zweiten Eingang die Frequenzzahl von ROM-IIA-U erhält, während AD 12 zusätzlich die Frequenzzahl von ROM-IIA-G zugeleitet wird. Der Addierstufe AD 11 ist eine weitere Addierstufe AD 13 nachgeschaltet, welche auch die Frequenzzahl von ROM-IIA-U erhält. Nach der Addierstufe AD 12 folgt die Addierstufe AD 14, der die Frequenzzahl von ROM-IIIB-G zugeführt wird. Der Ausgang der Addierstufe AD 13 ist im Vielfach mit den Summierstufen S 11 bis S 143 verbunden, die später näher beschrieben werden und denen somit die jeweils resultierende Frequenzzahl aus den Weichengruppen zugeführt wird. Das Ergebnis am Ausgang der Addierstufe AD 14 gelangt im Vielfach zu den Summierstufen S 21 bis S 243.

Die Frequenzzahl von ROM-I-G wird den beiden parallelen Addierstufen AD 21 und AD 22 zugeführt, wobei AD 21 am zweiten Eingang die Frequenzzahl von ROM-IIB-U und AD 22 die Frequenzzahl von ROM-IIB-G erhält. Das Ergebnis von AD 21 wird eine Addierstufe AD 23 zugeleitet, welche die Frequenzzahl von ROM-IIIA-U erhält. Der so erhaltene Wert wird Summierstufen S 31 bis S 343 im Vielfach zugeführt. Das Ausgangssignal von AD 22 gelangt zu einer Addierstufe AD 2 welche am zweiten Eingang die Frequenzzahl von ROM-IIIB-G erhält. Die nach der Addition in AD 24 erhaltene Frequenzzahl wird im Vielfach Summierstufen S 41 bis S 443 zugeführt.

Im rechten Teil der Fig. 5 ist die Verknüpfung dieser von den ROM-Speichern erhaltenen Informationen mit den am Ausgang der Filterbank A erhaltenen Spannungswerten UF 1 bis UF 43 dargestellt, wobei zur Vereinfachung nur die Verarbeitung des ersten Ausgangssignals UF 1 und des letzten Ausgangssignals UF 43 näher gezeichnet ist.

Von jedem Spannungswert UF 1 bis UF 43 wird die absolute Größe des Spannungswertes bestimmt und in ein Digitalwort umgesetzt, wozu die Analog-Digital-Umformer DPM 1 bis DPM 43 herangezogen werden. Diese Pegelinformation gelangt zu dem Rechner RE, in welchem die Auswertung der einzelnen Informationen durchgeführt wird.

Die einzelnen Spannungswerte UF 1 bis UF 43 werden außerdem als 1- bit-Information (Spannung vorhanden=1, Spannung fehlt=0) jeweils einem Lesespeicher ROM 1 bis ROM 43 zugeführt.

Eine logische 1 ruft in dem zugehörigen Lesespeicher ROM 1 bis ROM 43 die entsprechende, das jeweilige Frequenzband kennzeichnende, Frequenzzahl auf, die dann am Ausgang bereitgestellt wird. Jedem der Speicher ROM 1 bis ROM 3 ist eine Zeile von Summiereinrichtungen nachgeschaltet, die aus jeweils vier im Vielfach geschalteten Summierstufen S 11, S 21, S 31 und S 41 (für ROM 1) und S 143, S 243, S 343, S 443 (für ROM 43) besteht. Insgesamt ergibt sich also für die Filterbank A eine Summiermatrix von 43 Spalten mit je vier Zeilen.

Die Summierstufen S 11 bis S 443 bilden aus den beiden, jeweils bei ihnen anliegenden Frequenzzahlen eine Gesamtfrequenzzahl, welche dem Rechner RE zugeführt wird. Diese Gesamtfrequenzzahl gibt den Frequenzwert des jeweils empfangenen Signals an. Um eindeutige Resultate zu erhalten, müssen die Addierstufen AD 11 bis AD 24 und die Summierstufe S 11 bis S 443 so ausgelegt sein, daß sie nur dann Summen-Ausgangssignale abgeben, wenn beide Eingänge gleichzeitig bzw. innerhalb eines bestimmten Zeitraumes (abhängig von der Verarbeitungszeit) belegt sind. Somit erhält nur diejenige Zeile der Summiermatrix, die dem jeweiligen Signalweg entspricht, eine Frequenzzahl, weil nur dort nacheinander drei Weichengruppen belegt sind. Da auch nur eine Spalte (jeweils nur ein Empfangssignal vorausgesetzt) durch eine Frequenzzahl belegt ist, markiert die im Schnittpunkt von belegter Zeile und belegter Spalte liegende Summierstufe Snm genau den richtigen Frequenzwert des Empfangssignals und liefert die Gesamtfrequenzzahl an den Rechner RE.

Die Fig. 6 zeigt die logische Verknüpfung der von der Filterbank B gewonnenen Informationen mit den verschiedenen Ausgangsspannungswerten der einzelnen Weichengruppen. Der Aufbau ist völlig analog zu der Ausführungsform nach Fig. 5. So sind für die Ausgangsspannungen UF 44 bis UF 86 jeweils Analog-Digital-Umformer DPM 44 bis DPM 86 vorgesehen, welche die Information über die Signalamplituden zu dem Rechner RE übertragen.

Von jedem belegten Bandpaß BP 43 bis BP 86 wird außerdem in den Lesespeichern ROM 44 bis ROM 86 die zugehörige Frequenzzahl gebildet und zu den Summierstufen S 144 bis S 486 übertragen. Jeweils vier derartige Summierstufen sind im Vielfach geschaltet und in einer Spalte angeordnet.

Die Lesespeicher ROM-I-U, ROM-IIA-U, ROM-IIA-G sowie ROM-I-G, ROM-IIB-U und ROM-IIB-G erhalten die gleichen Frequenzinformationen wie die entsprechend bezeichneten Bauteile bei Fig. 5. Sie sind mit den Addierstufen AD 11, AD 12, AD 21 und AD 22 in der gleichen Weise verbunden wie bei Fig. 5.

Für die verbleibenden Lesespeicher ergibt sich dagegen folgende Verteilung der Ausgangsspannungen:

ROM-IIIA-G: Ausgangsspannung U 12 A, U 10 A
ROM-IIIB-U: Ausgangsspannung U 13 B, U 11 B, U 9 B
ROM-IIIA-G: Ausgangsspannung U 12 A, U 10 A
ROM-IIIB-U: Ausgangsspannung U 13 B, U 11 B, U 9 B

Der Lesespeicher ROM-IIIA-G ist mit der Addierstufe AD 13 verbunden, welche die resultierende Frequenzzahl in die Summierstufen S 144 bis S 186 der Summiermatrix liefert. Von dem Lesespeicher ROM-IIIB-U gelangen die Frequenzzahlen zur Addierstufe AD 14, welche das so erhaltene Ergebnis in die zweite Zeile der Summiermatrix mit den Summierstufen S 244 bis S 286 liefert. Die Frequenzzahlen des Lesespeichers ROM-IIIA-G gelangen zur Addierstufe AD 23, von der aus die resultierende Frequenzzahl an die Summierstufen S 344 bis S 386 (dritte Zeile) der Summiermatrix übertragen werden. Von dem Lesespeicher ROM-IIIB-U gelangen die Frequenzzahlen zu der Addierstufe AD 24, welche die Summierstufen S 444 bis S 486 der Summiermatrix versorgt.

Auch bei der für die Filterbank B vorgesehenen Summiermatrix wird nur eine einzige Spalte (bei nur einem Empfangssignal) von einem der Lesespeicher ROM 44 bis ROM 86 belegt. Ebenso ist in nur einer einzigen Zeile eine resultierende Frequenzzahl vorhanden, die aus jeweils drei aufeinanderfolgenden Weichengruppen herstammt. Somit wird auch hier nur eine einzige Summierstufe zweifach angesteuert und ergibt eine die Frequenz des Empfangssignals kennzeichnende Gesamtfrequenzzahl.

Zur Erläuterung der Wirkungsweise der Weichenschaltung werden nachfolgend einige Beispiele von Empfangsfrequenzen angegeben und die zugehörigen Ergebnisse in tabellarischer Form dargestellt.

1.) Eindeutiger Empfang (außerhalb des Graubereichs):
Empfangsfrequenz: 8,4 GHz

Insgesamt ergibt sich aus der Summe der f 0r der Wert 8,2 GHz. Dazu kommt von der Filterbank B in der Matrix nach Fig. 6 noch der Frequenzwert 0,2 GHz, so daß sich insgesamt 8,2+0,2=8,4 GHz =Empfangsfrequenz ergibt. Die zweite Zeile der Summiermatrix nach Fig. 6 wird aktiviert, weil dort am Ausgang der Addierstufe AD 14 eine Frequenzzahl (=8,2 GHz) auftritt, welche in der dem Bandpaß 200 MHz entsprechenden und somit ebenfalls belegten Spalte zu einer Koinzidenz führt und eine Gesamt-Frequenzzahl von 8,4 GHz an den Rechner RE liefert. Bei Fig. 5 kommt es dagegen, wie sich leicht anhand der Belegung der ROM-Speicher ermitteln läßt, zu keiner Belegung einer Zeile und damit auch zu keiner Anzeige im Rechner RE. Auch ist bei Fig. 5 keine Spalte belegt, weil die Filterbank A nicht aktiviert wird (kein Signal im Kanal AB 11!).

2.) Empfang im Graubereich:
Empfangsfrequenz: 12,3 GHz

a) Weg 1

b) Weg 2

Für den Weg 1 ergibt sich in Fig. 6 eine Belegung der vierten Zeile durch die Frequenzzahl 12,2 GHz am Ausgang der Addierstufe AD. Zusammen mit dem Bandpaß aus der Filterbank B für 100 MHz Mittenfrequenz (=Belegung einer Spalte) ergibt sich eine Gesamt-Frequenzzahl von 12,3 GHz im Rechner RE. Durch die Filterbank A (Belegung des Bandfilters für 300 MHz) und die Belegung der ersten Zeile der Summiermatrix nach Fig. 5 entsteht auch hier die Gesamt-Frequenzzahl 12,3 GHz beim Rechner RE.

Es ist darauf hinzuweisen, daß die Zahl der aufeinanderfolgenden Weichengruppen vor allem davon abhängt, wie breit das zu analysierende Frequenzband ist und wie fein die endgültige Auflösung sein soll. Die in den Fig. 1 mit 3 dargestellten Weichenschaltungen lassen sich also in vielfältiger Weise variieren. Im Extremfall können (nach der Weichengruppe I nach Fig. 1) direkt an die beiden Übertragungskanäle A und B die Filterbänke A und B nach Fig. 4 (allerdings mit entsprechend geändertem Arbeitsfrequenzbereich, nämlich von 1,3-5,3 GHz) angeschlossen werden. Andererseits wäre es auch möglich, noch mehr Weichenschaltungen vorzusehen. Zu beachten ist dabei nur, daß stets die alternierende Verteilung der Ausgangssignale auf die Übertragungskanäle und die überschneidungsfreien Übertragungswege erhalten bleiben.

In Fig. 8 ist die Schaltungsanordnung für die Aufaddierung der einzelnen Frequenzzahlen FZ 1 bis FZ 4 dargestellt. Die Frequenzwerte werden zunächst von den Lesespeichern ROM im linken Teil der Fig. 5 bzw. im rechten Teil der Fig. 6 geliefert und gelangen nach den Addierern AD 11 bis AD 24 zu den Summierstufen z. B. S 11 bis S 14 der Addiermatrix nach Fig. 5 und 6. Die entsprechend der Bitzahl der einzelnen Frequenzzahlen FZ 1 bis FZ 4 mehradrigen Übertragungsleitungen jeder Frequenzzahl werden jeweils ODER-Gattern G 1 bis G 4 zugeführt. Für jede Ader ist ein Eingang an den Gattern G 1 bis G 4 vorgesehen. Im vorliegenden Beispiel sind zur Vereinfachung nur zweiadrige Übertragungsleitungen gezeichnet. Die Ausgänge, dieser ODER-Gatter G 1 bis G 4 sind mit einer Reihe von UND-Gattern G 9 bis G 14 verbunden, und zwar derart, daß jeweils ein Ausgang eines ODER-Gatters mit drei Eingängen der genannten UND-Gatter G 9 bis G 14 verbunden ist. Somit liegt, wenn nur eine einzige Frequenzzahl vorhanden ist auch nur an jeweils einem Eingang der drei betroffenen UND-Gatter G 9 bis G 14 eine logische Eins während alle übrigen Eingänge mit einer Null belegt sind. Werden dagegen zwei Frequenzzahlen gleichzeitig übertragen, d. h. z. B. FZ 1 und FZ 2, so sind bei mindestens einem der UND-Gatter G 9 bis G 14 beide Eingänge belegt und es tritt an einem Ausgang eine logische Eins auf.

Die Ausgänge der UND-Gatter G 9 bis G 14 sind auf ein ODER-Gatter G 15 zusammengeführt, das am Ausgang eine Negation aufweist. Somit tritt, wenn nur eine einzige Frequenzzahl vorhanden ist, und die UND-Gatter G 9 bis G 14 somit nicht durchgeschaltet werden, am Ausgang des negierten ODER-Gatters G 15 ein Impuls auf, der im weiteren Verlauf als Freigabeimpuls FI bezeichnet wird. Dieser Freigabeimpuls hat eine durch die Dauer der Empfangssignale festgelegte Länge.

Dieser Impuls wird bei der Fig. 9, welche rechts an die Fig. 8 angesetzt zu denken ist, über die Klemmen a 5 zu dem Ausgang C übertragen. Der so gewonnene Freigabeimpuls FI wird über eine Inverterstufe IS 1 geführt, und gelangt als Impuls FI′ zu einem Ausgang C in Fig. 9, wo eine Störanzeige vorgenommen werden kann. Wenn ein Freigabeimpuls FI vorhanden ist, so liegt am Ausgang C eine logische Null und es erfolgt keine Signalisierung einer Störung.

Tritt dagegen eine Störung dadurch auf, daß zwei oder mehr Frequenzzahlen z. B. FZ 1 und FZ 2 gleichzeitig vorhanden sind, so gibt eines der UND-Gatter G 9 bis G 14 eine logische Eins ab, welche von dem negierten UND-Gatter G 15 in eine logische Null verwandelt wird. Diese logische Null erfährt in der Inverterstufe IS 1 eine Umwandlung in eine logische Eins, die am Ausgang C das Störsignal erzeugt, welches der Bedienungsperson in geeigneter Weise angezeigt wird. Dieses Störsignal zeigt die Anwesenheit von breitbandigen Störern bzw. Rauschstörern an.

Die einzelnen Addierer S 11 bis S 14 der Addiermatrix werden über ein besonderes Freigabesignal in Tätigkeit gesetzt, welches von dem Freigabeimpuls FI am Ausgang des negierten ODER-Gatters G 15 ausgelöst wird. Hierzu sind UND-Gatter G 5 bis G 8 vorgesehen, deren einer Eingang mit dem Freigabeimpuls FI vom Ausgang des ODER-Gatters G 15 beaufschlagt wird. Der zweite Eingang dieser UND-Gatter G 5 bis G 8 wird von einem Steuersignal belegt, welches an einer mit ST bezeichneten Klemme zugeführt wird. Das Signal ST tritt dann auf, wenn der zugehörige Bandpaß z. B. BP 1 nach Fig. 5 belegt ist (d. h. eine Spannung am Gleichrichter UF 1 auftritt). Der dritte Eingang der UND-Gatter G 5 bis G 8 wird vom Ausgang der ODER-Gatter G 1 bis G 4 angesteuert. Wenn somit nur eine der vier Frequenzzahlen FZ 1 bis FZ 4 auftritt (z. B. FZ 2) und deshalb der Freigabeimpuls FI am Ausgang des ODER-Gatters G 15 vorhanden ist und gleichzeitig von den ODER-Gattern G 1 bis G 4 der zweite Eingang der UND-Gatter G 5 bis G 8 belegt wird, so bewirkt das zugehörige Steuersignal von der Klemme ST einen Ausgangsimpuls an demjenigen der UND-Gatter G 5 bis G 8 (z. B. G 6), bei dem eine Frequenzzahl FZ aufgetreten ist. Das so erhaltene Ausgangssignal wird als Aktivierungssignal der jeweiligen Summierstufen S 11 bis S 14 (z. B. S 12) zugeführt. Aus dem Speicher ROM 1 (des Bandpasses BP 1) wird die zugehörige Frequenzzahl bei Auftreten einer Spannung am ST ebenfalls ausgelesen und zu den Addierern S 11 bis S 14 übertragen. Da ein Aktivierungssignal bei dem angenommenen Beispiel nur bei S 12 auftritt, bewirkt das Steuersignal ST nur das Aufaddieren der Frequenzzahlen in S 12 und das zugehörige Frequenzwort wird am Ausgang von S 12 bereitgestellt.

Damit ist sichergestellt, daß die nachfolgende Auswerteschaltung welcher die Ergebnisse der Summierstufen S 11 bis S 14 der Addiermatrix zugeführt werden, nur dann einen Frequenzwert erhält, wenn zu einer bestimmten Zeit nur eine einzige Frequenzzahl FZ aufgetreten ist und nicht mehrere gleichzeitig.

Die Fig. 9 zeigt die Fortsetzung der Schaltung nach Fig. 8 und ist rechts an diese angesetzt zu denken. Aus Fig. 9 ist ersichtlich, daß jede einzelne Bitstelle der Summierstufen S 11 bis S 14 einer Spalte der Addiermatrix bei Vorhandensein eines entsprechenden Frequenzwortes belegt sein. Deshalb wird von jeder Speicherstelle der Summierstufen S 11 bis S 14 eine Leitung abgezweigt, und die vier Leitungen korrespondierender Speicherstellen sind zu jeweils einem ODER-Gatter G 16 bis G 27 geführt. Dabei ist angenommen, daß die Summierstufen S 11 bis S 14 der Addiermatrix jeweils Frequenzworte von 12 Bit liefern. Die Ausgänge der so erhaltenen 12 ODER-Gatter G 16 bis G 27 sind mit A 1 bis A 12 bezeichnet. Ihre Belegung entspricht dem jeweiligen Frequenzwort, d. h. sie gibt die Frequenz des Empfangssignals an.

Die an den Ausgängen der UND-Gatter G 5 bis G 8 in Fig. 8 erzeugten Aktivierungssignale werden über die Klemmen a 1 bis a 4 zusätzlich einem in Fig. 9 dargestellten ODER-Gatter G 28 zugeführt. Dieses ODER-Gatter erhält außerdem den am Ausgang der Inverterstufe IS 1 vorliegenden Freigabeimpuls FI′. Der Ausgang dieses ODER-Gatters G 28 ist mit B bezeichnet.

Das am Ausgang B des ODER-Gatters G 28 nach Fig. 9 erhaltene Signal wird der ebenfalls mit B bezeichneten Klemme in Fig. 10 zugeführt. Es wird dort zwei hintereinandergeschalteten Verzögerungseinrichtungen VE 1 und VE 2 zugeleitet, deren Eingang mit einem UND-Gatter G 32 und deren Ausgang mit einem UND-Gatter G 33 verbunden ist. Zwischen den beiden Verzögerungseinrichtungen VE 1 und VE 2 ist eine Inverterstufe IS 2 angeschlossen, deren Ausgang zu dem jeweils zweiten Eingang der beiden UND-Gatter G 32 und G 33 geführt ist. Zwischen den beiden Verzögerungseinrichtungen VE 1 und VE 2 ist außerdem eine Leitung abgezweigt, auf der ein Impuls IB entsteht, welcher zur Klemme b 1 geführt wird. Am Ausgang der UND-Gatter G 32 und G 33 entstehen jeweils kurze Impulse, deren Dauer von der Verzögerungszeit der beiden Verzögerungseinrichtungen VE 1 und VE 2 abhängt. Diese kurzen Impulse sind VIB (an G 32) und RIB (an G 33) bezeichnet. Der Impuls VIB (Vorderflankensignal) gelangt zur Klemme b 5 und wird weiter in der Schaltung nach Fig. 11 ausgewertet. Der Impuls RIB (Rückflankensignal) wird einem ODER-Gatter G 34 zugeleitet, dessen zweiter Eingang von einem Monoflop MN 1 angesteuert wird. Der Setzeingang dieses Monoflops MN 1 wird von der Schaltungsanordnung nach Fig. 11 angesteuert und zwar über die Klemme b 4. Der am Ausgang des ODER-Gatters G 34 entstehende Impuls wird den Klemmen b 6 und b 8 zugeleitet und weiter in Fig. 1 ausgewertet.

Das am Ausgang C nach Fig. 9 vorliegende Signal wird über die Eingangsklemme C in Fig. 10 einer Inverterstufe IS 3 zugeführt. Diese ist ausgangsseitig mit dem Eingang eines Flipflop FF 1 verbunden, dessen Lösch-Eingang von der Klemme b 7 aus Fig. 11 angesteuert wird. Am Ausgang dieses Flipflops FF 1 entsteht ein mit "X" bezeichnetes Signal. Ein weiterer Ausgang des Flipflops FF 1 ist mit dem einen Eingang des UND-Gatters G 40 verbunden, dessen zweiter Eingang von der Klemme b 10 aus Fig. 11 kommend angesteuert wird, während der dritte Eingang seine Signale über die Klemme b 9 aus Fig. 11 erhält. Der so erhaltene Ausgangsimpuls steht an der Ausgangsklemme R des UND-Gatters G 40 zur Verfügung. Das weiterhin vorhandene UND- Gatter G 39 hat ebenfalls drei Eingänge, die von den Klemmen b 2, b 3 und b 9 aus angesteuert werden.

Der der Vorderflanke eines Empfangsimpulses entsprechende Impuls VIB an der Klemme b 5 der Fig. 10 wird über ein UND-Gatter G 36 mit negiertem Ausgang als Rücksetzimpuls für einen Pulsbreitenzähler PBZ in Fig. 11 benutzt. Dieser Rücksetzimpuls wird außerdem über die Klemme c 2 den beiden Zählern TR und FR nach Fig. 12 zugeführt, und findet dort als Leseimpuls Verwendung. Über ein UND-Gatter G 35 mit vier Eingängen erfolgt die Zuführung der Zählimpulse zum Pulsbreitenzähler PBZ. Der eine Eingang dieses UND-Gatters wird mit dem von einem Taktgenerator gelieferten Grundtakt von z. B. 25,6 MHz versorgt (Zähltakt). Der zweite Eingang wird von dem Impuls IB der Klemme b 1 aus Fig. 10 beaufschlagt und läßt somit nur Zählimpulse so lange passieren, als dort der Impuls IB vorhanden ist. Etwa vorher im Zähler PBZ vorhandene Zählergebnisse werden durch den Impuls am Ausgang des UND-Gatters G 36 gelöscht. Der dritte Eingang des UND-Gatters G 35 wird über eine Inverterstufe IS 4 angesteuert, deren Eingang mit der Klemme b 4 verbunden ist und außerdem mit dem Zähler PBZ und mit einem vorgeschalteten Flipflop FF 2 in Verbindung steht. Der vierte Eingang des UND-Gatters G 35 wird vom Ausgang eines Flipflops FF 3 angesteuert, dem der Ansteuerimpuls über die Klemme b 8 und damit vom Ausgang des ODER-Gatters G 34 nach Fig. 10 zugeführt wird. Der Lösch-Eingang der Flipflops FF 1 und FF 3 wird vom Monoflop MN 2 aus Fig. 11 angesteuert. Am Ende des Impulses IB bleibt der Pulsbreitenzähler PBZ stehen und zwar verursacht durch das Ausgangssignal des Flipflops FF 3, welches dem UND-Gatter G 35 zugeführt wird. Dieses Ausgangssignal gelangt außerdem über das UND-Gatter G 36 als Rücksetzimpuls zum Zähler PBZ und an das Flipflop FF 2. Das vorher gewonnene Zählergebnis wird parallel in das Pulsbreiten-Register PBR übernommen. Der zugehörige Einleseimpuls wird über die Klemme b 6 dem Register PBR zugeführt. Überschreitet dagegen der Zähler PBZ einen bestimmten eingestellten Grenzwert, (d. h. es sind Signale größerer Länge, z. B. Dauerstrichradarsignale vorhanden) so gelangt über das Flipflop FF 2 ein Impuls zur Inverterstufe IS 4. Dieser blockiert über das UND- Gatter G 35 das Einlesen weiterer Zählimpulse und hält somit den Zähler an. Gleichzeitig wird dieses Signal dem Flipflop FF 4, zugeführt. Es übernimmt mit Hilfe des Einleseimpulses über Klemme b 6 diesen Signalzustand. Dadurch wird am -Ausgang ein Signal Y erzeugt, welches auf das Vorhandensein von Dauerstrichsignalen (z. B. sogen. CW-Radarsignale) hinweist.

Das eine Überfüllung des Zählers PBZ andeutende Signal wird außerdem über die Klemme b 4 dem Monoflop MN 1 zugeleitet. Dadurch wird über das ODER-Gatter G 34 ein Signal erzeugt, das einerseits als Lesesignal dem Pulsbreitenregister PBR und andererseits den Flipflops FF 3 und FF 4 zugeführt wird. Von dem Flipflop FF 4 aus wird ein UND-Gatter G 41 angesteuert, dessen zweiter Eingang über die Klemme b 10 belegt ist. Der dritte Eingang wird vom -Ausgang des Flipflop FF 3 versorgt. Ein Ausgangssignal an dem UND-Gatter G 41 weist auf das Vorhandensein eines Dauerstrichsignals hin, weshalb dieser Ausgang mit CW bezeichnet ist.

Der Inhalt des Pulsbreitenregisters PBR, welcher eine entsprechende Bitzahl aufweist, wird einer Reihe von UND-Gattern zugeführt, von denen hier der Einfachheit halber nur zwei nämlich die UND-Gatter G 42 und G 43 dargestellt sind. Am Ausgang dieser UND-Gatter G 42 bis G 43 liegt somit die Information über die Dauer τ des Empfangssignals vor. Die jeweils zweiten Eingänge der UND-Gatter G 42 bis G 43 werden von den Signalen an der Klemme b 10 versorgt, die jeweils dritten Eingänge vom Q-Ausgang des Flipflop FF 3. Im oberen Teil der Schaltung nach Fig. 11 ist ein zentraler Abfragezähler ZAZ vorgesehen, der mit einer Taktfolge von z. B. 12,8 MHz versorgt wird. Diese zentrale Taktfolge wird außerdem über eine Inverterstufe IS 5 der Klemme b 2 zugeführt und erzeugt dort Taktimpulse, welche an das Ausgangsgatter G 39 geleitet werden. Wie aus Fig. 5 und Fig. 6 ersichtlich ist, sind jeweils 43 Bandpässe (BP 1 bis BP 43) mit anschließenden Auswerteschaltungen (S 11, S 12 usw.) vorgesehen. Die Auswerteergebnisse der einzelnen Spalten der Addiermatrix sollen auf einer einzigen Sammelleitung zu einer zentralen Recheneinheit geleitet werden. Da dies nicht gleichzeitig erfolgen kann, ist der zentrale Abfragezähler ZAZ vorgesehen, der periodisch von 1 bis 43 zählt und die Auswerteergebnisse aus den einzelnen Spalten nacheinander abruft. Dazu besitzt jeder der 43 Auswerteschaltungen eine Erkennungseinrichtung DVS, die auf der einen Seite mit der jeweiligen Nummer des Bandpasses, z. B. BP 37 codiert ist. Wenn der zentrale Abfragezähler ZAZ die betreffende Nummer, z. B. BP 37, erreicht hat, erzeugt die zugehörige Erkennungseinrichtung, z. B. DVS 37, einen Ausleseimpuls, der über die Klemme b 3 an alle dritten Eingänge der Auslesegatter G 39 bis G 47 geführt wird.

In Fig. 12 die rechts an die Fig. 11 angesetzt wird, ist ein zentraler Taktzähler ZTZ vorgesehen, welcher mit einem Takt von 50 KHz versorgt wird. Dieser zentrale Taktzähler ZTZ ist ausgangsseitig mit dem Register TR verbunden, das seinen Leseimpuls von c 2 erhält. Bei Auftreten eines Empfangssignals, gleichgültig ob es sich um einen echten Wert oder um eine Störung handelt, wird der augenblickliche Zählerstand des zentralen Zählers ZTZ mit dem Leseimpuls über c 2 in das Register TR übernommen. Die Ausgänge dieses Registers TR werden entsprechend der Bitzahl mehreren (z. B. 12) UND-Gattern G 44 bis G 45 zugeführt, an denen als Signal der Wert T angezeigt wird, der den Zeitpunkt des Auftretens eines impulsförmigen Empfangssignals angibt. Zur Vereinfachung sind nur zwei UND-Gatter G 44 und G 45 dargestellt. Der jeweils zweite und dritte Eingang dieser UND- Gatter G 44 bis G 45 wird von den Klemmen c 3 und c 4 aus angesteuert. Weiterhin ist zur Freigabe der UND-Gatter G 44 bis G 45 für das Signal Y eine logische Eins vom Ausgang des Flipflops FF 4 nach Fig. 11 erforderlich. Diese liegt vor, wenn impulsförmige Empfangssignale eine bestimmte Maximaldauer (festgestellt im Pulsbreitenzähler PBZ und in FF 2) nicht überschreiten. Liegt dagegen ein längeres Empfangssignal vor, so tritt am -Ausgang von FF 4 eine logische Null auf und die Gatter G 44 bis G 45 werden gesperrt.

Die Frequenzwerte, welche an den Ausgängen A 1 bis A 12 der Fig. 5 vorhanden waren, werden über die entsprechenden Klemmen A 1 bis A 12 nach Fig. 12 in ein Frequenzregister FR eingelesen. Der entsprechende Leseimpuls wird, wie bereits erwähnt, über die Klemme c 2 zugeführt. Das so erhaltene Frequenzergebnis wird entsprechend der jeweiligen Bitzahl einer Reihe von Gattern zugeführt, die hier mit G 46 bis G 47 bezeichnet sind. Der jeweils zweite und dritte Eingang dieser UND-Gatter G 46 bis G 47 wird von den Klemmen c 3 und c 4 belegt. Der vierte Eingang ist dagegen mit dem Signal X am Ausgang des Flipflop FF 1 nach Fig. 10 beaufschlagt. Endet an C (Fig. 9 bzw. Fig. 10) der invertierte Freigabeimpuls FI′, so wird eine logische Null am -Ausgang von FF 1 erzeugt (Kennzeichen einer Frequenz-Mehrfachbelegung). Diese Null sperrt die UND-Gatter G 46 bis G 47.

Da das Auftreten der Signale in den jeweiligen Weichen und Filterschaltungen der Fig. 1 bis 6 nicht vorhergesagt werden kann, werden Sammelspeicherbaugruppen zu willkürlichen Augenblicken belegt. Es ist nämlich zu berücksichtigen, daß in Folge der endlichen Verarbeitungszeiten auch zu jeweils einem Impuls gehörende Vorgänge im Verlauf der verschiedenen Weichenschaltungen zu unterschiedlichen Zeitpunkten auftreten. Für die weitere Verarbeitung sollen die Werte aller Weichenbaugruppen, d. h. aller einzelnen Weichenelemente soweit sie Ausgangsspannungen U 1 bis Un abgeben, über eine gemeinsame Sammelleitung nach einem internen Zyklus ausgelesen werden. Das führt zu keiner Wertverfälschung, weil der an sich willkürliche Zeitpunkt des Auftretens von Signalen im Register TR nach Fig. 12 festgehalten wurde.

Die weitere Signalverarbeitung wird mit Koinzidenzbaugruppen durchgeführt, welche in Fig. 13 und 14 näher dargestellt sind. Die einzelnen Werte R aus Fig. 10, CW aus Fig. 11, τ aus Fig. 11 und T sowie f aus Fig. 12 (welche bei den jeweiligen Figuren am Ausgang der gemeinsamen Sammelleitung über die entsprechenden UND-Gatter G 39 bis G 47 erhalten werden), müssen zur weiteren Verarbeitung in entsprechende Register eingegeben werden. Diese Registeranordnungen sind in Fig. 13 dargestellt, wobei im oberen Teil jeweils die genannten Informationen T, f, CW und R angegeben sind. Für jeden der Registerwerte aus den Registern TR (Fig. 12), FR (Fig. 12), PBR (Fig. 11), CW (Fig. 11) sowie R (Fig. 10) ist eine Kette von Registerstufen vorgesehen. Im vorliegenden Beispiel ist angenommen, daß jeweils zu jeder dieser Informationen sechs Einzelregister vorhanden sind. Für die Information über T sind dies die Teilregister TR 1 bis TR 6, für die Information über die Frequenz f sind es die Teilregister FR 1 bis FR 6 und für die Information über die Zeitdauer τ sind dies die Teilregister PBR 1 bis PBR 6. In jeder einzelnen dieser Registerketten wird eine Koinzidenzprüfung vorgenommen. Es ist jedoch nicht notwendig, immer alle drei Registerstufen für die Größen T, f und τ zusammen als Koinzidenzprüfungsgruppen heranzuziehen. Es besteht auch die Möglichkeit, eine oder zwei dieser Größen allein zur Koinzidenzprüfung zu benutzen. Im einzelnen hängt die Auswahl derjenigen Größe, welche zur Koinzidenzprüfung benutzt wird, vor allem davon ab, welcher dieser Größen das meiste Gewicht beigemessen werden soll. Im nachfolgenden Beispiel ist zur Erläuterung die Koinzidenzprüfung aufgrund der Pulsbreite τ beschrieben. Die anderen Koinzidenzen verlaufen analog.

Die anfallenden Daten werden mit dem von der jeweiligen Sammelspeicherbaugruppe gelieferten Leseimpuls (LPE) sukzessive in die einzelnen Registerstellen der Register TR 1 bis TR 6, FR 1 bis FR 6 sowie PBR 1 bis PBR 6 eingelesen. Jeweils neu eintreffende Werte werden sofort mit dem gerade vorher eingelesenen und in der Zwischenzeit durch den Leseimpuls bereits weitergeschobenen Wert verglichen. Dieser Vergleich wird zweckmäßigerweise in Form einer Subtraktion vorgenommen, wobei daraufhin überprüft wird, ob der Differenzwert verschwindet. Nähere Einzelheiten hierzu sind in Fig. 14 erläutert. Findet ein vorher eingelesener und durch die jeweiligen Lesetakte weitergeschobener Wert keinen gleichen Wert in einer anstoßenden Registerstelle wieder, so rutscht er allmählich bis zum letzten Register (TR 6, FR 6, PBR 6) durch und fällt am Ende hinaus. Es hat sich dabei nämlich um einen einmaligen oder kurzzeitigen Störimpuls gehandelt. Von derartigen Störimpulsen ist es nicht zweckmäßig, eine Einzelanzeige vorzunehmen, weil sonst zu viel unbrauchbare Information bei der Auswertung zur Verfügung gestellt wird.

Bei der Übereinstimmung jeweils eines Wertes in einem der Register TR 1 bis TR 6, FR 1 bis FR 6 und PBR 1 bis PBR 6 mit einem vorangegangenen Wert werden die jeweils zuletzt eingelesenen Werte für τ und f sowie der zugehörige T-Wert ausgelesen. Letzterer entspricht nämlich der der Periodendauer T eines Pulssenders (z. B. eines Pulsradars). Die Koinzidenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Registerwerten wird durch eine logische Eins am Ausgang des entsprechenden Vergleicherelementes signalisiert. Neben der Freigabe des zugehörigen Wertes für die Periodendauer T erzeugt dieses Signal mit Hilfe eines Monoflops MN 4 in Fig. 14 einen kurzen Ausleseimpuls, der am Ausgang LPA auftritt. Gleichzeitig wird der entsprechende Leseimpuls LPE für alle Register, die in Signalflußrichtung hinter der jeweiligen Registerstelle liegen, über die Gatter G 52 bis G 55 blockiert. Auf diese Weise können Bauelemente eingespart werden, weil nicht koinzidierende Speicherwerte so an der belegten Registerstelle stehenbleiben können. Der durch eine Koinzidenz als brauchbar und richtig erkannte Wert von τ wird von τ 1 belegt. Dadurch kann erheblich an Speicherplatz eingespart werden.

Die Frequenz eines Dauerstrichsignals, das eine logische Eins in der elften Stelle des Impulsbreitenzählregisters PBR nach Fig. 11 erzeugt, soll ohne Koinzidenzprüfung an den Ausgang weitergereicht werden können. Daher wird sofort nach dem Einlesen seiner Daten, also Belegung des Eingangs CW in Fig. 13, der Ausleseimpuls LPA am Ausgang des Monoflops MN 4 erzeugt. Deshalb ist die Signalleitung CW am Ausgang der entsprechenden Registerstelle von Fig. 13 direkt zu dem ODER-Gatter G 51 nach Fig. 14 geführt, von wo aus über das Monoflop MN 4 der entsprechende Ausleseimpuls LPA erzeugt werden kann. Da in diesem Fall, d. h. bei Vorhandensein eines Dauerstrichsignals die anderen Werte, nämlich τ und T nichts aussagen, wird für sie der Wert 0 ausgegeben.

Für die Weiterschaltung des Leseimpulses LPE zu den einzelnen Registerstellen sind hintereinandergeschaltete UND-Gatter G 52 bis G 55 in Fig. 13 vorgesehen. Der eine Eingang des ersten UND-Gatters G 52 ist mit der Klemme LPE für den Leseimpuls verbunden. Die UND-Gatter G 53 bis G 55 sind mit dem ersten ihrer Eingänge fortlaufend mit den Ausgängen des jeweils vorangegangenen UND-Gatters verbunden. Die zweiten Eingänge der UND-Gatter G 52 und G 55 werden jeweils mit Steuersignalen as, bs, cs und ds beaufschlagt, die jeweils an den entsprechend bezeichneten Klemmen der Fig. 14 zur Verfügung stehen und in die linke Seite der Fig. 13 eingespeist werden. Zwischen diesen Klemmen und den eigentlichen UND-Gattern G 52 bis G 55 sind Inverterstufen IS 10 bis IS 13 eingeschaltet. Wenn somit an den Klemmen as bis ds eine logische Eins vorhanden ist, so sind die entsprechenden Gatter G 52 bis G 55 auch bei Vorhandensein eines Leseimpulses LPE gesperrt und weitere Fortschaltung der einlaufenden Information T, f und t wird verhindert, weil die nachfolgenden Registerstellen keine Lesetakte mehr erhalten.

In Fig. 14 wird in den Differenzstufen DPB 1 bis DPB 5 die Differenz der Dauer der einzelnen Impulse τ 1-τ 2; τ 1-τ 3; τ 1-τ 4 usw. ausgewertet, wobei Werte aus den einzelnen Registerstellen PBR 1 bis PBR 6 nach Fig. 13 miteinander verglichen werden. In Auswerteschaltungen PBAS 1 bis PBAS 5 wird untersucht, ob die Differenzen innerhalb eines vorgegebenen Toleranzwertes (gegeben durch die Ungenauigkeit der Messung) liegen. Ist dies der Fall, so kann davon ausgegangen werden, daß alle Impulse gleich lang sind, so daß es sich bei den Empfangssignalen um die Pulsfolge eines bestimmten Pulssenders, z. B. eines Pulsradargerätes handelt. Die Ausgänge dieser Auswerteschaltungen PBAS 1 bis PBAS 5 sind ebenfalls den verschiedenen Eingängen eines ODER-Gatters UG 51 zugeführt und bewirken somit bei Auftreten eines Steuersignals, d. h. bei Auftreten gleich langer Impulse, eine Aktivierung des Monoflops MN 4 und damit die Erzeugung der kurzen Ausleseimpulse LPA. Ein Signal an LPA ist somit die Anzeige dafür, daß es sich bei Empfangssignalen um diejenigen eines Pulssenders mit einer festen Impulsdauer handelt.

Analog dazu bilden die Differnzstufen DT 1 bis DT 5 die Differenzwerte aus jeweils aufeinanderfolgenden Zeitwerten. So wird beispielsweise in DT 1 die Differenz des Wertes T 1 und des Wertes T 2, d. h. aus den Teilregistern TR 1 und TR 2 nach Fig. 13 gebildet. Dieser Differenzwert ergibt, wie bereits erläutert, bei Pulsradargeräten die Periodendauer, mit welcher die einzelnen Impulse aufeinanderfolgen und lassen somit auch die Impulswiederholfrequenz erkennen. Liegen die Differenzwerte innerhalb des Toleranzbereiches, so erscheint am Ausgang der ODER-Schaltung DAS ein Singal MT, welches das Vorhandensein einer bestimmten Periodendauer und damit einer bestimmten Impulsfolgefrequenz (PRT) signalisiert.

Claims (9)

1. Schaltungsanordnung zur frequenzmäßigen Analyse von in einem breiten Gesamtfrequenzband liegenden Empfangssignalen nach Patent 26 54 134, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bestimmung der zeitlichen Dauer (τ) impulsförmiger Empfangssignale ein Pulsbreitenzähler (PBZ) vorgesehen ist, der bei Auftreten eines eindeutig bestimmbaren Frequenzwortes zu Beginn des Empfangssignals gestartet und bei dessen Ende angehalten wird, daß die die Impulsdauer (τ) angebenden Zählwerte dieses Pulsbreitenzählers (PBZ) aufeinanderfolgender impulsförmiger Empfangssignale fortlaufend in aufeinanderfolgende Register (PBR 1, PBR 2 usw.) eingelesen werden, daß durch Differenzbildung des Zählwertes in aufeinanderfolgenden Registern (PBR 1, PBR 2 usw.) eine Überprüfung darauf erfolgt, ob diese Differenzwerte unterhalb eines durch die Meßgenauigkeit gegebenen Toleranzwertes liegen, und daß zutreffendenfalls daraus ein den Empfang eines Impulssenders mit konstanter Pulsbreite signalisierendes Signal (LPA) erzeugt wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein für die Freigabe der Meßergebnisse dienender Freigabeimpuls (F I in Fig. 8) dann erzeugt wird, wenn durch eine logische Schaltung (G 9 bis G 14 und G 15 in Fig. 8) festgestellt wird, daß nur eine Frequenzzahl vorhanden ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei Fehlen eines Freigabeimpulses das Vorhandensein einer Störung (an C in Fig. 9) signalisiert wird.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei Beginn eines Empfangssignals ein Vorderflankensignal (V IB in Fig. 10) und am Ende ein Rückflankensignal (R IB in Fig. 10) erzeugt wird, die zur Steuerung des Pulsbreitenzählers (PBZ) dienen und daß ein der zeitlichen Dauer des Empfangssignals entsprechender weiterer Impuls (IB in Fig. 10) die Freigabe des Zähltaktes bewirkt.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei Überschreiten eines bestimmten Zählwertes des Pulsbreitenzählers (PBZ in Fig. 11) ein besonderes Signal (CW) erzeugt wird, das den Empfang eines langdauernden bzw. Dauerstrich-Signals anzeigt.

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein zentraler Abfragezähler (ZAZ in Fig. 11) vorgesehen ist, der von den einzelnen Spalten der Addiermatrix (Fig. 5 und Fig. 6) die Ergebnisse nacheinander abruft und das Auslesen der Ergebnisse veranlaßt.

7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mittels mehrerer aufeinanderfolgender Register (PBR 1, PBR 2 usw. in Fig. 13) eine Koinzidenzprüfung für zeitlich nacheinander eingetroffene Empfangsimpulse dadurch vorgenommen wird, daß die jeweiligen Zählwerte für die Impulsdauer (τ 1, τ 2, usw. in Fig. 13) miteinander verglichen werden und daß nur bei Übereinstimmung mindestens zweier Zählwerte innerhalb eines vorgegebenen Toleranzbereichs (Δ τ in Fig. 14) ein entsprechendes Signal (LPA in Fig. 14) erzeugt wird.

8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bestimmung der Priodendauer (T) empfangener Impulse ein zentraler Zeitzähler (ZTZ in Fig. 12) vorgesehen ist, der den zeitlichen Abstand aufeinanderfolgender Empfangsimpulse in Zählwerte umformt und diese zur Anzeige (G 44, G 45 in Fig. 12) bereitstellt.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß mittels mehrerer aufeinanderfolgender Register (TR 1, TR 2 usw. in Fig. 13) eine Koinzidenzprüfung für zeitlich nacheinander eingetroffene Empfangsimpulse dadurch vorgenommen wird, daß die jeweiligen Zählwerte für den Abstand aufeinanderfolgender Impulse (T 1, T 2 usw. in Fig. 13) miteinander verglichen werden und daß nur bei Übereinstimmung mindestens zweier Zählwerte innerhalb eines vorgegebenen Toleranzbereiches (Δ T in Fig. 14) ein entsprechendes Signal (MT in Fig. 14) erzeugt wird.