DE2520431B2 - Leistungstransistorschalter - Google Patents

Description

= 2I₁.

Die Erfindung betrifft einen Leistungstransistorschaltcr bei dem ein Durchbruch der Kollektor-Basis-Diode beim Ausschalten verhindert wird, auch wenn er unter

65 erhält.

Wenn dabei ein den Nennkollektorstrom übersteigender Strom fließt, so kommt es zu einem plötzlichen Abfall des Stromverstärkungsgrades und einem plötzlichen Anstieg der Kollektorspannung des Transistors. Demgemäß ist ein Schalter mit dem Strom-Spannungs-Diagramm gem. Fig. l(c) praktisch nicht verwendbar. Man hat daher die Spannungsstoßabsorptionsschaltung 100 derart dimensioniert, daß eine Überhöhung der beim Ausschalten ansteigenden Spannung zwischen

Kollektor und Emitter des Transistors verhindert wird und ein Strom-Spannungs-Diagramm gemäß Kurve B der F i g. i(b) erhalten wird.

Wenn man einen Transistor als Leistungsschalter verwendet, so wird der Transistor leicht durch einen sekundären Durchbruch zerstört, z. B. durch lokale thermische Durchbrucherscheinungen (örtlicher Anstieg der Temperatur; örtlicher kurzzeitiger Durchbruch; örtliche Strom verdichtung; örtliche thermische Versluste oder dgl.). Phänomene dieser Art werden im folgenden als sekundärer Durchbruch bezeichnet Bei herkömmlichen Schaltungen war daher eine erhebliche Senkung der zulässigen Strom- und Spannungswerte erforderlich (Senkung des Stroms und der Spannung auf '/2 bis ¹A) und zwar insbesondere des maximalen Nennkollektorstroms, der maximalen Kollektor-Emitter-Nennspannung VcB> (offener Stromkreis zwischen Basis und Emitter), der Kollektor-Basis-Spannung Vcbo (kurzgeschlossener Stromkreis zwischen Basis und Emitter; im wesentlichen gleich der Kollektor-Emitter-Spannung VcEsbei bestimmter Sperrvorspanr.ung).

Es ist somit Aufgabe der Erfindung, einen Leistungstransistorschalter zu schaffen, welcher bis zu den maximalen Nennwerten des Transistors betrieben werden kann und bei dem es dennoch nicht zu einem Durchbruch kommt

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch einen Leistungstransistorschalter gemäß Anspruch 1 gelöst Bevorzugte Ausbildungen dieses Leistungstransistorschalters sind in den Ansprüchen 2 bis 5 angegeben.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Zeichnungen näher erläutert Es zeigt

Fig. l(a) ein Schaltbild eines herkömmlichen Transistorschalters;

F i g. l(b), 1(c) Diagramme zur Veranschaulichung der Beziehungen zwischen dem Kollektorstrom Ic und der Kollektorspannung Vce des Transistors bei dem Transistorschalter gemäß F i g. l(a);

F i g. 2(a) ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Transistorschalters;

F i g. 2(b) ein Diagramm der Beziehung zwischen dem Ic und der Kollektorspannung V_Cfdes Transistorschalters gemäß F i g. 2(a);

Fig.3(a)-(c) Schaltbilder weiterer Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Transistorschalter;

Fig.4(a), Fig.5(a), Fig.6(a) und Fig. 7 weitere verbesserte Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Transistorschalters;

F i g. 4(b), F i g. 5(b) i'nd F i g. 6(b) Diagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise der verschiedenen Ausführungsformen.

F i g. 2(a) zeigt ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Leistungstransistorschalters. Dieser Leistungstransistorschalter umfaßt eine Einrichtung 200 zur Verzögerung des Anstiegs dsr am Transistor 3 anliegenden Spannung während des Umschaltens vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand. Gemäß Fig.2(a) besteht diese Einrichtung 200 aus einem Kondensator 8 und einer hierzu in Reihe geschalteten Diode 9, dem ein Entladungswiderstand 10 parallel geschaltet ist Die Kapazität des Kondensators 8 kann derart gewählt werden, daß beim Umschalten des Transistors 3 vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand zur Zeit h die Spannung VceQi) anliegt, während der Kollektorstrom h im wesentlichen schon unterbrochen ist. Dieser Spannungswert liegt unter der Spannung Vcffa) zur Zeu f* Der Widerstandswert des Entladungswiderstandes 10 wird derart gewählt, daß die Entladung erst während der Periode des EIN-Zustandss beendet wird. Somit kann der Widerstandswert des Entladungswiderstandes das Mehrfache oder das Mehrzehnfache des Widerstandswertes des Widerstandes 5 der herkömmlichen Spannungsstoßabsorptionsschaltung betragen. Somit ist der Entladungsstrom während des Umschaltens vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand vernachlässigbar klein. F i g. 2(b) zeigt, daß der Transistor gemäß der Kurve E ausgeschaltet und

ι ο gemäß der Kurve B eingeschaltet wird.

Im folgenden soll das Problem des sekundären Durchbruchs des Transistors unter dem Gesichtspunkt der praktischen Verwendung desselben betrachtet werden. Beim Umschalten vom AUS-Zustand in den

is EIN-Zustand ist die sekundäre Durchbruchsgrenze hoch. Andererseits ist die sekundäre Durchbruchsgrenze beim Umschalten vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand niedrig und die Differenz zwischen den beiden sekundären Durchbruchsgren-en ist groß. Zum

Beispiel kann die erstere Grenze um 4a$ 3- bis Sfache höher sein als die letztere Grenze (Schaltleistung). Der Grund für diesen Unterschied wird darin gesehen, daß das Durchbruchphänomen selbst als ein Umschalten vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand angesehen

werder. kann. Wenn der Transistor durch Basissteuerung vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand umgeschaltet wird, so wird der Transistor durch Ladungsträgerinjektion von der Basis her in Durchlaßrichtung beaufschlagt, bevor ein sekundärer Durchbrich stattfin-

jü den kann (obgleich sich zwischenzeitlich ein primäres Durchbruchphänomen einstellen kann, welches als Vorbote eines sekundären Durchbruchs angesehen werden kann), so daß der Transistor in den normalen EIN-Zustand geschaltet wird.

j5 Wenn andererseits der Transistor vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand umgeschaltet wird, so gelangt der Transistor durch thermische Instabilität vom Zustand des primären Durchbruchs in den Zustand des sekundären Durchbruchs. Dies bedeutet, daß das primäre Durchbruchphänomen dem Übergang in den AbS-Zustand (welcher der angestrebte Zustand ist) entgegengesetzt gerichtet ist. Auf diese Weise ergibt sich der Unterschied hinsichtlich der Durchb; jchgrenzen für die beiden Schaltrichtungen. Mar erhält ^für die

4-, Schaltung der Fig. 2(a) das Strom-Spannungs-Diagramm gemäß Fig. 2(b). Somit kann der Unterschied hinsichtlich der sekundären Durchbruchsgrenzen mit der Einrichtung 200 ausgeglichen werden. Nunmehr kann der Ausschaltvorgang vom EIN-Zustand in den

so AUS-Zustand unter den gleichen Spannungs-Strom-Bedingungen vorgenommen werden wie der Einschaltvor gang vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand. Somit k.^nn ,nit dem erfindungsgemäßen Leistungstransistorschalter gemäß F i g. 2 ein Strom-Spannungs-Produkt geschaltet werden, welches den 2,5- bis 4fachcii Wert im Vergleich zu einem herkömmlichen Transistorschalter gemäß F i g. 1 hat.

Somit kann der erfindungsgemäße Leistungstransistorschalter ohne Herabsetzung der maximalen Nenn-

M) spannung Vcm; Vcm und des Stroms Ic_m„ verwendet werden und es ist lediglich eine Leistungsminderung entsprechend dem Stromstoß bei einem Thyristor oder einer Diode erforderlich.

Bei herkömmlichen Schaltern war die maximale Spannung Vce (AUS), welche ausgeschaltet werden kann (z. B. die Spannung E der Gleichspannungsquelle gemäß F i g. 1), durch die Kollcktor-Emitter-Dauerspannung Vrf(sus) maximale beim Ausschalten erreichte

Spannung) begrenzt. Daher galt bei den herkömmlichen Schaltern die folgende unabdingbare Bedingung für den Ausschaltvorgang:

E < V₁ ,. (AUS) < V_ch (SUS).

Demgegenüber ist bei dem erfindungsgemäßen Leistungstransistorschalter beim Ausschalten die Spannung Vcffa) am Stromabbruchpunkt geringer als die Dauerspannung Versus). Die maximale Spannung VCf(AUS) welche ausgeschaltet werden kann, ist durch die Nennspannungen Vchi; V(f.s\ Vcf.b begrenzt, wobei Van und Vrisdie maximal zulässige Kollektor-Emitter-Spannung im Sperrzustand des Transistors bei offenem bzw. kurzgeschlossenem Basis-Emitter-Kreis bedeuten und wobei Vera die maximal zulässige Kollektor-Emitter-Spannung im Sperrzustand des Transistors unter

nor Hp.r Racic mit pinpr .^nprrvnrcnnnnnniy

bedeutet und wobei diese Nennspannung im wesentlichen gleich Vcuo ist. Somit kann die maximale Spannung Vc£(AUS), welche geschaltet werden kann (und welche Vr ff'fj) der F i g. 2 entspricht) erheblich erhöht werden. Im allgemeinen hat Ve» den 1,3- bis 2,5fachen Wert von Versus) und somit kann die maximale ausschaltbare Spannung auf das 13fache bis 2,5fache erhöht werden. Andererseits kann man aber auch einen Transistor mit geringer Versus) verwenden, wodurch die Herstellung des Transistors vereinfacht wird. Unter obigen Gesichtspunkten ist es darüber hinaus bevorzugt, einen Leistungsschalttransistor zu verwenden, bei dem das Verhältnis V_CB0/ V_CE (sus) den Wert 1,5 - 3 hat.

Die F i g. 3(a) bis 3(c) zeigen Schaltbilder weiterer Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Leistungstransistorschalters. F i g. 3(a) zeigt eine Abwandlung der Ausführungsform gemäß F i g. 2(a), wobei ein Anschluß des Kondensators 8 mit dem Anschluß der Gleichstromquelle an der dem Transistor entgegengesetzten Seite verbunden ist, so daß der Kondensator 8 parallel zur Last liegt. Bei dieser Ausführungsform wird der Kondensator 8 während der Periode des EIN-Zustandes des Transistors langsam aufgeladen und zwar gemäß der Polarität der F i g. 3(a), wobei der Strom durch den Widerstand 10 fließt. Während des Umschaltens des Transistors 3 vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand fließt der Laststrom Ii durch die Diode 9, den Kondensator 8 und die Last 2, wenn das Potential des Transistors 3 am lastseitigen Anschluß erhöht wird, wodurch die Geschwindigkeit des Anstiegs der am Transistor 3 abfallenden Spannung beeinflußt wird. Somit kann der Kollektorstrom des Transistors 3 zusammenbrechen bevor die Spannung den stationären Spannungswert erreicht, so daß also die Spannung des Transistors 3 den hohen Spannungswert erst erreicht, nachdem der Transistor 3 den AUS-Zustand angenommen hat. Somit ist wie bei der Ausführungsform der Fig.2 die maximale ausschaltbare Spannung durch Vcflo begrenzt Bei den F i g. 3(b) und 3(c) handelt es sich um weitere Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Leistungstransistorschalters, weiche mit niedriger Frequenz eingeschaltet und ausgeschaltet werden. Bei diesen Ausführungsformen sind die Diode 9 und der Kondensator 8 in gleicher Weise wie in den F i g. 2(a) und 3(a) geschaltet Die Entladung bzw. Aufladung des Kondensators 8 erfolgt hier jedoch über einen Widerstand 10', dessen Schaltung modifiziert ist Bei diesen Ausführungsformen wirkt der Widerstand 10' im AUS-Zustand des Transistors 3 als Parallel-Widerstand, wobei die Zeitkonstante des Kondensators 8 lang ist

Somit eignen sich diese Ausführungsformen als Schalter für niedrige Schaltfrequenzen. Ferner eignen sich diese Ausführungsformen für Anwendungen, bei denen im AUS-Zustand des Transistors 3 ein vorbestimmter Basisstrom fließt Zum Beispiel eignen sich diese Ausführungsformen für den Fall, daß der Transistorschalter parallel zum Hauptwiderstand geschaltet ist, um eine Leistungssteuerung (des durchschnittlichen Effektivwertes) vom Typ der Regelwiderstandssteuerung durchzuführen.

Fig. 4 zeigt ein Schaltbild einer verbesserten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Leistungstransistorschalters, wobei die Wirkung der ersten Ausführungsform auf den Anstieg der Sperrschichttemperatur noch weiter verbessert wird und wobei die erforderliche Kapazität der Einrichtung zur Verzögerung des Anstieges der Spannung (elektrostatische I^ana?ität Hpc I^ r\nrl*»r»colrjrc S Mnrl 1^ο|Γ«,ιηπργη^··ηΜηίι des Widerstandes 10) gesenkt werden kann. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 2(a) wird die Kapazität des Kondensators 8 derart gewählt, daß während des Ausschaltens der Anstieg der Spannung gegenüber dem Stromabfall verzögert ist oder mit anderen Worten die Kollektorspannungsanstiegszeit t_nce im Vergleich zur Kollektorstromabfallzeit fr verlängert ist. Die Kapazität des Xondensators 8 wird daher so gewählt, daß die Bedingung f/< t_ivct erfüllt ist.

Die Kollektorstromabfallzeit u ist in hohem Maße abhängig von der Sperrschichttemperatur. Bei der Nennsperrschichttemperatur ist die Kollektorstromabfallzeit tr lang. Daher sind nachteiligerweise groß dimensionierte Kondensatoren zur Verzögerung des Anstiegs der Spannung erforderlich. Bei der Schaltverlustleistung handelt es sich um einen über die Zeit integrierten Wert, so daß man zur Gewährleistung einer gleichbleibenden Schaltverlustleistung bei einer Verzögerung des Kollektorstromabfalls die Spannung verringern muß. Bei einer Erhöhung der Sperrschichttemperatur muß daher die Kapazität der Einrichtung zur Verzögerung des Anstiegs der Spannung erhöht werden.

Die zeitlichen Beziehungen des Basisstroms I'b und des Kollektorstroms/czur Kollektorspannung V'cfSind in den Fig.4(b), (i), (ii) für die Ausführungsformen gemäß F i g. 2 durch gestrichelte Linien dargestellt. Wenn die Abfallgeschwindigkeit des Kollektorstroms i'_c verringert wird, so ist die Spannung V'ce(t'2) zum Endzeitpunkt des Stromabfalls (t'fi zu hoch. Die Ausführungsform gemäß F i g. 4(a) dient zur Überwindung dieses Nachteils. Bei der Ausführungsform £ .maß F i g. 4(a) erzeugt eine Basissteuerschaltung 20 einen Sperrstromimpuls - h\ während einer vorbestimmten Zeitdauer nach Abfall des Durchlaßbasisstroms s It-Nach dieser Zeitdauer erfolgt die Beaufschlagung mit dem normalen kleinen Sperrstrom s /«. Diese Vorgänge sind durch die ausgezogenen Linien der F i g. 4(b) (i) dargestellt Diese Verhältnisse wurden vorstehend für den Basisstrom erläutert Man kann den Effekt jedoch auch durch Steuerung der Basisspannung erreichen. Wenn dieser Effekt durch den Basisstrom erzielt werden soll, so ist es im Falle einer hohen Spannung der Sperrspannungsquelle für die Basisschaltung bevorzugt, eine Diode 11 (oder eine Zenerdiode) umgekehrt parallel zwischen die Basis und den Emitter zu schalten. Für diese Ausführungsform ist die zeitliche Beziehung zwischen dem Kollektorstrom t und der Kollektorspannung Vcrdurch die ausgezogenen Linien in F i g. 4(b) (ii) dargestellt Es ist somit möglich, bei einer Steigerung

der Sperrschichttemperatur eine Erhöhung der Abfallzeit tr des Kollektorstroms ί-zu verhindern. Erfindungsgemäß wird somit eine Abhängigkeit der Abfallzeit t_f von der Sptrrschichttemperatur im wesentlichen vermieden.

Somit wird die Verzögerung des Spannungsanstiegs gegenüber dem Stromabfall durch die Schaltung gem. F; λ·. 4 erheblich verbessert und es ergibt sich bei dieser Ausfiihrungsform ein die Summe der Effekte der Einzelmaßnahmen übersteigender Gesamteffekt. Durch den Sperrstromimpuls erreicht man nichi nur den Effekt der Verkürzung der Schaltdauer, sondern es wird auch im praktischen Betrieb eine Anpassung an die Steuerung des Spannungsanstieges erleichtert, so daß die Einrichtung zur Verzögerung des Spannungsanstiegs schwächer dimensioniert werden kann. Somit kann ein zeitlich genauer Schaltvorgang bei den maximal zulässigen Strom- und Spannungswerten erreich! werden. Darüber hinaus ;st es wegen der Vermeidung einer Abhängigkeit der Abfallszeit ti von der Sperrschichttemperatur möglich, unmittelbar nach dem Schalten einen Schaltvorgang in umgekehrten Sinne vorzunehmen, so daß der Schalter unmittelbar nach dem Ausschalten eingeschaltet werden kann oder unmittelbar nach dem Einschalten ausgeschaltet werden kann. Somit wird der minimale Grenzwert der EIN-Periode l_immm und der minimale Grenzwert der AUS-Periode t„rr„„„ erheblich verbessert, so daß Schaltvorgänge mit sehr kurzer zeitlicher Aufwandfolge verwirktlicht werden können. Damit ist es z. B. bei An 'endung in einem Zerhacker oder einem Wechselrichter möglich, jede gewünschte Steuerung des Zeitverhältnisses durchzuführen (Impulsbreitenmodulation; komplizierte Mehrfachmodulations-Schaltvorgänge). Bei herkömmlichen Schaltern war es schwierig, den Schaltvorgang unter den maximalen Nennbedingungen mit hoher Frequenz durchzuführen, ohne ein Zeitverhältnis der Impulsdauer zur Periode von 30 — 70% zu wählen, da nämlich die zu einem Anstieg der Sperrschichttemperatur (einschiießlich eines örtlichen Temperaturanstiegs) führende auf Grunc¹ der jeweiligen Schaltleistung während des vorhergehenden Schaltvorgangs erzeugte Wärme nicht in erwünschtem Maße abgeführt werden kann, selbst wenn die Schaltwiederholungsperiode bei wiederholten Kurzzeitschaltungen (weniger als etwa mehrere 10μ$εο) lang ist. Somit addiert sich zu dem Sperrschichttemperaturanstieg aufgrund des vorhergehenden Schaltvorganges der .Sperrschichttemperaturanstieg des neuerlichen Schaltvorgangs, so daß es zu einem sekundären Durchbruch kommt. Demgegenüber ist aufgrund der Einrichtung zur Verzögerung des Anstiegs der Spannung und der Einrichtung zur Beaufschlagung der Basis mit einem Sperrimpuls bei dem erfindungsgemäßen Leistungstransistorschalter die Schaltleistung beim Umschalten vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand gering, und zwar selbst bei einem relativ starken Anstieg der Sperrschichttemperatur (durchschi ittlicher Temperaturanstieg bei dem jeweiligen Strom und bei dem jeweiligen Schaltvorgang). Obgleich die beiden Schaltvorgänge (der Schaltvorgang vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand und der Schaltvorgang vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand) mit kurzer Periode wiederholt werden, so ist doch die durch die Schaltvorgänge bewirkte mehrfache Addition des Anstiegs der örtlichen Temperatur relativ gering, da die Schaltleistung durch die erfindungsgemäßen Maßnahmen klein gehalten wird. Demgemäß hat der erfindungsgemäße Leistungstransistorschalter einen erheblichen Vorteil bei Durchführung wiederholter Schaltvorgänge, so daß jede erwünschte Steuerung des Verhältnisses Impulsbreite zu Impulslükke erreicht werden kann.

Wenn bei der Ausführungsform der Fig.4(a) eine konstante Sperrspannung angelegt wird (wenn somit die Sperrspannung Vf, nicht zwei verschiedene Werte Vm und Vbi hat) und wenn die Impedanz der Sperrspannungsquelle 20 einen relativ geringen Wert hat, so fließt gemäß Fig.4(b) ein Impulssperrstrom

Im, dessen Größe vom Abbau der Ladungsträger des Transistors 3 abhängig ist, wobei nach beendetem Ladungsträgerabbau nur noch der kleine Sperrstrom

/ft2 fließt. Im Falle einer Sperrspannung mit konstantem Spannungswert wird die Diode 11 zwischen Basis und Emitter nicht benötigt.

F i g. 5(a) zeigt ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Leistungstransistor-

IMlJlUl VII I

tung vorliegen. Der zweite Transistor 3b hat im wesentlichen den gleichen Nennkollektorstrom oder Ui bis '/3 des maximalen Nennkollektorstroms des ersten Transistors 3a. Die Grenze für den sekundären Durchbruch des zweiten Transistors 3b für den Schaltvorgang: vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand ist im wesentlichen gleich der Grenze für den sekundären Durchbruch des ersten Transistors 2a für den Schaltvorgang vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand (Durchbruchsgrenze bei Verwendung der Einrichtung 200 zur Verzögerung der Spannung). Somit unterscheidet sich diese Einrichtung von der herkömmlichen Einrichtung zur Senkung des Treiberbasisstroms aufgrund des Stromverstärkungskoeffizienten des zweiten Transistors 3b. Die Darlington-Schaltung dient zur Verteilung der Schaltleistung und zur Verringerung der Beschränkungen des Schaltbetriebs bei hoher Frequenz und großer Leistung. Das Zeitdiagramm des Basistreiberstroms für die Ausführungsform gemäß F i g. 5(a) ist in F-" i g. 5(b) (i) gezeigt. Der Basissperrstromimpuls /w wird den beiden Transistoren gemeinsam zugeführt. Somit beträgt der Absolutwert des Sperrstromimpulses

Ib\ das Mehrfache bis Mehrzehnfache des Absolutwertes des Durchlaßstroms Ib- Im Falle einer konstanten Sperrspannung wird die Diode 11a weggelassen. Wie bei F i g. 4 fließt dann der Sperrstromimpuls

4i, dessen Spitzenwert durch die Impedanz der SperrstromqueHe begrenzt ist, in Abhängigkeit vom Ladungsträgerabbau des Transistors 3a. Der Transistor 3a wird aufgrund des durch Ladungsträgerabbau zustande kommenden Basisstroms /ti des Transistors 3a gesperrt. Wenn somit der Schalter vom AUS-Zus and in den EIN-Zustand umgeschaltet wird, so wird zunächst der zweite Transistor 3b eingeschaltet und fuhrt den anfänglichen Laststrom und dann wird der erste Transistor 3a eingeschaltet und leitet im wesentlichen den gesamten Laststrom. Wenn andererseits der Schalter vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand umgeschaltet werden soll, so wird zunächst der zweite Transistor 3b ausgeschaltet und danach wird der erste Transistor 3a ausgeschaltet, wobei es zum Anstieg der Kollektorspannung kommt Die zeitlichen Beziehungen dieser Vorgänge sind in den F i g. 5(b) (i), (ii), (iii), (iv) gezeigt Aus obigen Erläuterungen geht hervor, daß der zweite Transistor 3(b) während eines anfänglichen Zeitabschnitts der Einschaltperiode den gesamten Laststrora führt und der erste Transistor 3(a) führt den Laststrom danach während des normalen Betriebs, sowie den gesamten Laststrom während der Ausschalt-

periodc. Somit entsteht im zweiten Transistor 3(b) die Schaltverlustleistung während der Einschaltperiode und im ersten Transistor die der Kollektorverlustleistung während des normalen EIN-Zustandes, sowie die herabgesetzte Ausschaltleistung. Andererseits hat der > zweite Transistor 3(b) im normalen Ein-Zustand eine kleine Kollektorverlustleistung, so daß somit der durchschnittlich: Temperaturanstieg geringer ist. Auf diese Weise können höhere Lastströme geschaltet werden. Andererseits tritt am ersten Transistor 3a eine ι ο große Kollektorverlustleistung im normalen EIN-Zustand auf, so daß der durchschnittliche Temperaturanstieg hoch ist. Es muß jedoch daran erinnert werden, daß die Ausschaltverlustleistung in erfindungsgemäßer Weise gesteuert wird, so daß große Ströme eingeschal- ι "> tet und ausgeschaltet werden können. Diese Ausführungsform des erfindungsgemäßen Leistungstransistorsschalters beruht auf einem synergistischen Effekt der Einrichtung zur Verzögerung des Anstiegs der Spannung und der Schaltverlustleistungsaufteilung _>i> durch die Darlington-Schaltung.

F i g. 6(a) zeigt ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Leistungstransistorschalters. Dabei wird die am Transistor anliegende Spannung während der Zeitdauer des Ausschalten r> vollständig unterdrückt. Die Schaltung gemäß F i g. 6(a) umfaßt Dioden 12, 13, einen Kondensator 14, eine Induktivität 15 und einen Hilfsschalter in Form eines Thyristors 16 oder eines Transistors 16'.

Bei dieser Ausführungsform ist das Ausschaltvermö- so gen so verbessert, daß es etwa das Einschallvermögen erreicht. Bei der Ausführungsform gemäß F i g. 6(a) wird der Kondensator 14 während der Periode des AUS-Zustandes des Transistors 3 mit der in Fig.6(a) gezeigten Polarität aufgeladen. Wenn nun der Transi- π stör 3 eingeschaltet wird, so fließt der Laststrom. Wenn dann der Transistor 3 ausgeschaltet werden soll, so wird zum Zeitpunkt h der Hilfsschalter 16 eingeschaltet. Dieser Zeitpunkt liegt um einen vorbestimmten Zeitabschnitt vor dem Zeitpunkt des Abschaltens des κι Basisstroms des Transistors. Der Kondensator 14 nimmt an einem Schwingungsvorgang teil und wird mit umgekehrter Polarität aufgeladen, indem ein Strom durch den Hilfsschalter 16 und die Induktivität 15 fließt, worauf ein Impulsstrom durch die Dioden 12, 13 fließt r, und der Hilfsschalter 16 gesperrt wird. Andererseits wird der Basisstrom des Transistors 3 im Zeitpunkt f₃ zum Sperrstrom. Dabei handelt es sich etwa um den Zeitpunkt, zu dem der Impulsstrom des Kondensators 14 umgekehrt wird. Der Zeitpunkt i3 liegt zwischen dem Zeitpunkt (2 (der Linschaltung des Hilfsschalters 16) und einem Zeitpunkt U, zu dem ein Strom durch die Diode 12 zu fließen beginnt. Der Kondensator 14 schwingt weiter und wird mit der in F i g. 6 gezeigten Polarität aufgeladen. Die Diode 12 gelangt in den Sperrzustand und die Kollektorspannung wird wieder angelegt. Der Transistor 3 kehrt in den Sperrzustand zurück, und zwar vor dem Zeitpunkt h der Wiederbeaufschlagung mit der Kollektorspannung. Somit kann die Ausschaltverlustleistung vernachlässigt werden und der erfindiingsgemäße Leistungstransistorschalter kann fortgesetzt gemäß der zulässigen Durchbruchsgrenze für das Einschalten des Transistors 3 und des Hilfsschalters 16 oder 16' betrieben wegen der sekundären Durchbruchs-Grenze eine Beschränkung des Stroms und der Spannung auf einen niedrigeren Wert erforderlich ist.

Bei den vorstehenden Ausführungsformen wurde ein Sperrschichttransistor eingesetzt. Ähnliche Ergebnisse werden jedoch erzielt, wenn man einen Feldeffekt-Leistungstransistor 3' gemäß F i g. 7 einsetzt.

Wie oben ausgeführt, kann erfindungsgemäß ein Durchbruch des Transistors während des Ausschaltvorgangs verhindert werden, und die Ausschaltleistung kann drastisch gesenkt werden, indem man die erfindungsgemäße Einrichtung zur Verzögerung des Anstiegs der Spannung vorsieht. Die Beschränkung der zulässigen Schaltvorgänge wegen der Durchbruchsgefahr kann wesentlich verbessert werden. Es ist insbesondere möglich, den Schalter bei einer Spannung der Spannungsquelle auszuschalten, welche über der Kollektor-Emitter-Dauerspannung Versus) liegt. Somit ist die maximale Spannung in der Prax'S nicht auf den Wert Versus) beschränkt und die Spannung kann im praktischen Betrieb etwa auf die Kollektor-Basis-Nennspannung VcBtt erhöht werden. Wenn andererseits eine geringere Spannung geschaltet werden soll, so kann Versus) geringer sein, d. h., man kann einen kostengünstigeren Transistor einsetzen. Wenn erfindungsgemäß zusätzlich eine Beaufschlagung der Basis mit dem Sperrstromimpuls erfolgt, so kann die Einrichtung zur Verzögerung des Spannungsanstiegs schwächer dimensioniert werden und die Abhängigkeit des Effektes der Verzögerung des Spannungsanstiegs vom Anstieg der Sperrschichttemperatur kann beseitigt werden. Wenn erfindungsgemäß zusätzlich eine Darlington-Schaltung vorgesehen wird, so werden der normale Verlust im eingeschalteten Zustand und die Schaltverlustleistung aufgeteilt.

llier/u 4 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Leistungstransistorschalter mit einem über die Basis bzw. das Tor einschaltbaren und ausschaltbaren Transistor bzw. Feldeffekttransistor in Reihe zu einer Last und einer Stromquelle und mit einer Einrichtung zum Schutz des Transistors vor einer Überlastung beim Ausschalten, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Schutz des Transistors eine Vorrichtung (200) zur Verzögerung des Anstiegs der Emitter-Kollelctor-Spannung bzw. der Quelle-Senke-Spannung während des Umschaltens des Transistors (3, 3') in den Aus-Zustand ist, welche die Spannung bis zu dem Zeitpunkt, zu dem der Kollektorstrom bzw. Senkenstrom im wesentlichen unterbrochen ist, unterdrückt und welche eine Reihenschaltung eines Kondensators (8) und einer zur Bildung eines Nebenschlusses für den Laststrom aei ausgeschaltetem Transistor gepolten Diode (ä) umfaßt, sowie einen Widerstand (10, 10') zur nachfolgenden Wiederherstellung des Ladungszustandes des Kondensators (8).

2. Leistungstransistorschalter nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (20) zur Beaufschlagung der Basis oder des Tors des Transistors (3, 3') während des Umschaltens in den Aus-Zustand mit einem Sperrstromimpuls derart, daß ein Nebenschluß des Stroms des Laststromkreises durch die Einrichtung (200) zur Verzögerung des Anst'egs der Spannung gefördert wird.

3. Leistungstransistorschalter nach einem der Ansprüche 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine Darlingtonschaltung vou mindestens zwei Leistungstransistoren (3a, 3bX derart, daß die Schaltlei- ^ stung während des Umschaltens in den Aus-Zustand der Einrichtung (200) zur Verzögerung des Anstiegs der Spannung einem der Darlington-Transisr.oren (3a) aufgebürdet wird und die Schaltleistung während des Umschaltens in den Ein-Zustand dem anderen Darlington-Transistor (3b) aufgebürdet wird.

4. Leistungstransistorschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (3) ein Dreischichttransistor mit einem Kollektor, einer Basis und einem Emitter ist und daß die Kollektor-Basis-Nennspannung Bern des Transistors (3) mehr als das l,5fache der Dauerspannung Versus) des Transistors (3) beträgt.

5. Leistungstransistorschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung (200) zur Verzögerung des Anstieg« der Emitter-Kollektor-Spannung bzw. der Quelle-Senke-Spannung mindestens eine zwischen Emitter und Kollektor des Transistors (3, 3') geschaltete und -,<·, parallel zu einer Reihenschaltung eines Kondensators (14) und einer Induktivität (15) liegende Diode (12) umfaßt, sowie eine Einrichtung (16, 16') zur Auslösung eines Schwingungsvorganges in der Reihenschaltung aus Kondensator (14) und Induktivität(15).

relativ hohen Spannungen verwendet wird, z. B. in einem Zerhacker oder in einem Wechselrichter oder dergleichen.

Bei herkömmlichen Leistungstransistorschaltern gemäß F i g. l(a) liegt ein Transistor 3 in Reihe zu einer Stromquelle 1 und einer Last Z Wenn die geschlossene Schleife lediglich einen rein ohmschen Widerstand enthält, so ergibt sich für den EIN-AUS-Be/xieb des Transistors 3 im Strom-Spannungsdiagramm der Kollektorspannung Vce und des Kollektorstroms Ic die Linie A der F i g. l(b). Die geschlossene Stromschleife umfaßt jedoch eine Verdrahtungsinduktivität und eine Lastinduktivität und demgemäß muß man davon ausgehen, daß insbesondere bei einem Leistungsschalter der Ausschaltvorgang nicht gemäß Linie A erfolgt Bei normalen Anwendungen, bei denen eine Lastinduktivität nicht vernachlässigt werden kann, wird daher üblicherweise eine Freilaufdiode 4 zum Kurzschließen der induzierten Spannung und zur Ableitung des Laststroms während des Ausschaltens des Transistors vorgesehen. In diesem Falle ergibt sich im Strom-Spannungs-Diagramm die Kurve B der F i g. l(b). Aufgrund der Verdrahtungsinduktiviiät kommt es beim Ausschalten des Transistors zu einem übermäßigen Anwachsen der am Transistor anliegenden Spannung. Daher wurde zur Vermeidung einer solchen Spannungsüberhöhung im Zuge des Ausschaltvorgangs parallel zu dem Transistor eine Spannungsstoßabsorptionsschaltung 100 vorgesehen, welche aus einer Reihenschaltung eines Kondensators 6 und eines Widerstandes 5 besteht. Das Strom-Spannungs-Diagramm eines derart beschalteten Transistorschalters entspricht jedoch im wesentlichen der Kurve B der Fig. l(b). Eine Verbesserung des Strom-Spannungs-Diagramms kann durch eine sorgfältige Dimensionierung dieser Reihenschaltung erreicht werden. Es ist dabei insbesondere erforderlich, den Widerstandswert des Widerstandes 5 erheblich zu senken. Der Widerstand 5, welcher erforderlich ist, um die Ic- Kc£-Beziehung gemüß Urin A'(Fig. Ic) beim Umschalten von EIN-Zustand in den AUS-Zustand zu ermöglichen, ergibt sich im Falle einer reinen Widerstandslast aus der Gleichung

£ ^{5 =} T₁. '

wobei £die Spannung der Spannungsquelle und //. den Laststrom bedeutet. Andererseits kommt es beim Umschalten vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand zu einer Addition des durch Entladung des Kondensators 6 über den Widerstand 5 hervorgerufenen Stroms. Somit ergibt sich in diesem Falle für Ic- Vc^Beziehung die Kurve C(Fig. Ic), so daß man für den Kollektorstrom Icp den Spitzenwert