DE2141747C2 - Deltamodulations-Signalübertragungssystem - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Deltamodulations-Signalübertragungssystem nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Es ist bereits ein Differential-Pulscodemodulationssystem {DPCM-System) bekannt, bei dem eine in Echtzeit arbeitende Schaltung zur Herstellung von Sprachqualitätsproben bei der DPCM-Signalübertragung erfolgt (vgl. IEEE Transactions on Communications Technology, N r. 4, August 1969, Fig. 2). Dabei ist die Schaltung zur Erzeugung eines dem zu erwartenden Analog-Eingangssignal nachfolgenden Bezugssignals in einem sogen, »linear predictor« mit drei getrennten Rückführungszweigen ausgeführt, die an eine Vergleicherstufe vor der Signalkompression, der gleichförmigen Quantisierung mit L Bits vor der anschließenden Signalexpansion angeschlossen sind, ebenso wie an eine Vergleicherstufe, die sich an die Signalexpansion anschließt, auf welche eine Abtastschaltung folgt. Diese bekannte Schaltung ist jedoch recht aufwendig.

Es ist ferner ein System bekannt, das die von einem Fernsprechteilnehmeranschluß stammenden, mittels einer Deltamodulations-Kodiereinrichtung in Binärsignale umgewandelten Analog-Sprachsignale möglichst einfach in die in den Verbindungsleitungen zwischen Fernsprechämtern verwendete Pulscodemodulation (PCM) umzusetzen bezweckt (DE-OS 20 02 938). Dabei wird eine rein digitale Schaltungstechnik angewandt, um die gewünschte Pulscodemodulation oder einen anderen digitalen Permutationscode zu erhalten. Es erfolgt eine statistische Abschätzung des Abtastwertes der zugeführten Nachricht. Mit digitaler Vervielfachung und Addition der Signale aus einem Schieberegister wird das Signal-Rauschverhältnis verbessert.

Infolge der Entwicklung der Datenverarbeitungstechnik in der letzten Zeit ist ein Bedarf an Systemen entstanden, vermittels welcher hochfrequente Analogdaten unter Verwendung der zur Zeit verfügbaren Speicher- und Übertragungsmedien in eine besser zur Speicherung oder Übertragung zu einem entfernten Empfänger dienende digitale Form gebracht werden können. Überall da wo Fernseh- oder Radarinformationen mit den zur Zeit verfügbaren Aufzeichnungssystemen gespeichert werden, müssen die aufgezeichneten Daten normalerweise mit den gleichen Einrichtungen wie den für die Aufzeichnung verwendeten wiedergegeben werden, damit das aufgezeichnete Ausgangssignal einen annehmbaren Grad der Zeitbasisstabilität und Bandausrichtung aufweist. Wenn jedoch die Analoginformation zunächst vor der Aufzeichnung in die digitale Form gebracht wird, können Puffervorrichtungen zur elektronischen Korrektur der Zeitbasisstabilität des wiedergegebenen Signals verwendet werden. Auf diese Weise kann eine auf einer Maschine erstellte Aufzeichnung auf einer anderen Maschine wiedergegeben werden, ohne daß unannehmbare Verzerrungen auftreten.

In gleicher Weise hat in der Datenübertragungstechnik das ständig zunehmende Volumen an zu übertragenden Daten von großen Mengen Halbtonbildern oder anderen Analogdaten zwischen voneinander entfernten Stationen zu einer weiteren Sättigung des bereits überfüllten elektromagnetischen Wellenspektrums geführt, so daß die derzeitigen Systeme, die mit Multiplextechniken arbeiten, stark ausgelastet sind.

Die meisten modernen Analogdatenübertragungssysteme für die Übertragung von Radarbild- und Fernsehsignalen oder Signalen von abgetasteten Fotografien haben einen schlechten Wirkungsgrad insofern als die mittlere Ursprungsinformationsgeschwindigkeit wesentlich geringer ist als die Kapazität des Verbindungskanals. Die sich dabei ergebende Vergeudung läßt sich auf wenigstens die folgenden Faktoren zurückführen:

t. Wenn ein Gleichstromansprechvermögen erforderlich ist, muß ein Teil der Senderbandbreite zugeteilt werden, um die Wirksamkeit der verwendeten Modulationstechnik zu gewährleisten.

2. Wenn Daten von mehreren Quellen empfangen werden, muß eine größere Bandbreite als die zur Übertragung des gewünschten Basisband-Videosignals für jede Quelle bereitgestellt werden, um (wie im Falle von Frequenzmultiplex) ausreichende Sicherheitsbänder für die Kanaltrennung zur Verfügung zu haben. Bei Verwendung von Zeitmultiplex müssen 50 bis 80% zusätzliche Bandbreite für eine Überdurchmusterungs- bzw. -abfragung (oversampling) vorgesehen sein, um sonstige Fehler (aliasing) auf ein Minimum herabzusetzen. Zusätzlich muß eine Vorsamplingfilterung angewendet werden, die weitere Abzüge von der nutzbaren Videobandbreite zur Folge hat.

Wenn die Daten von einer Video- oder Bildquelle stammen, ist ein niedriger Verbindungswirkungsgrad auf das zeitvariante Frequenzspektrumsverhalten der Quelle zurückzuführen. Da ein richtig ausgelegtes Nachrichtensystem in der Lage sein muß, die von einer vorgegebenen Quelle zu erwartenden höchsten Frequenzkomponenten zu verarbeiten, arbeitet das System jeweils mit niedrigem Wirkungsgrad, wenn die Kanalkapazität nicht voll ausgenutzt wird. Ein Radarbasisbandvideo ist typisch für die zeitabhängige Videosignalquelle.

In den letzten Jahren sind große Fortschritte gemacht worden, um den sich aus diesen veränderlichen Signaleigenschaften ergebenden niedrigen Wirkungsgrad durch Verwendung verschiedener Datenkompressionstechniken auf ein Minimum herabzusetzen. Bis vor kurzem waren die meistversprechenden Kompressionsverfahren zur Videobandbreitenverringerung die Technik der Deltamodulation (DM) und der Redundanzverringerung (RR). Es sind beispielsweise mehr als einhundert Deltamodulationstechniken vorgeschlagen oder entwickelt worden, von denen mehrere gegenwärtig angewendet werden. Dazu sei auf die LLS.-Patent-Schriften 27 24 740, 28 97 275 und 33 39 142 und auf die Veröffentlichung von R. M. Wilkinson mit dem Titel »Delta Modulation for Analog to Digital Conversion of Speech Signals« (Deltamodulation für die Analog-Digital-Umsetzung von Sprachsignalen), SRDE Report Nr. 69 022 verwiesen.

Bei der Deltamodulation werden positive oder negative Binärimpulse (Zeichen oder Leersignale) mit konstanter Taktgebergeschwindigkeit übertragen. Die zusammengesetzte Ausgang;welle ändert sich typischerweise um eine Stufe pro Taktimpuls, welcher der Polarität des übertragenen Impulses entspricht. Der übertragene Impuls ist positiv, wenn der zusammengesetzte demodulierte Ausgang negativer ist als der Eingang, und der Impuls ist negativ, wenn der Ausgang positiver ist als der Eingang. Wenngleich die Deltamodulation im Hinblick auf die Komplexität der Schaltung einfach ist, ist diese Technik äußerst anfällig gegenüber Bitfehlern bei der Übertragung, und da sie auf Änderungen in einer festgelegten stufenweisen Art angewiesen ist, zeigt sie typischerweise ein schlechtes Eipschwingverhalten (transient response).

Hochinformationsdeltamodulation (HIDM = high Information delta modulation) ist eine Abart der herkömmlichen Deltamodulation, die bereits für die Sprachübertragung verwendet worden ist, jedoch auch mit einem gewissen Wirkungsgrad zum Impulskodieren von Bilddaten verwendet werden kann, wobei nur zwei Impulse pro Bildelement erforderlich sind, um eine subjektive Qualität zu liefern, die vergleichbar ist einer Impulskodemodulation mit festgelegtem Bit. Die HIDM-Technik unterscheidet sich von der herkömmlichen Deltamodulation im wesentlichen durch die Art der Amplitudenstufenzählung. Bei der HIDM erfolgt der Zählvorgang in Binärschritten und verläuft exponentiell während der Zeitdauer einer Impulsfolge von einer Polarität. Wenn eine Überkorrektur auftritt, wird die Impulspolarität umgekehrt, und die Zählrichtung kehrt sich um. Wenn eine Umkehrung erforderlich ist und wenn der Zählungszuwachs groß gewesen ist, kehrt die Folge· nicht zur Einheitszählung zurück.

In Redundanzverringerungssystemen wie z. B. dem in der U.S.-Patentschrift 33 83 461 beschriebenen System wird ein aufwendiges Verfahren angewandt, um die Eingangswellenform zu approximieren, indem Polynome an die Eingangswellenform angepaßt werden. Redundanzverringerung eignet sich ausnehmend gut für transiente Daten, trägt jedoch einen kontrollierbaren Fehler zu den Niederfrequenzkomponenten bei und hat infolge der Qualitätsverringerung der Daten, der Empfindlichkeit gegenüber Bitfehlern und der Komplexität der Einrichtungen keine breite Verbreitung gefunden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Deltamodulations-Signalübertragungssystem der eingangs genannten Gattung zu schaffen, bei dem auf besonders vorteilhafte Weise die zu digitalen Signalen umgesetzten analogen Daten vermittels herkömmlicher Datenspeicherverfahren speicherbar und bei Wiedergabe erneut umsetzbar und zur Erzeugung eines Faksimiles des ursprünglichen Analogsignals verwendbar sind. Die Umsetzung analoger Daten soll in eine für die Übertragung zu einer entfernten Stelle geeignete digitale Form erfolgen, und die digitalen Daten sollen an der entfernten Stelle in die ursprüngliche Analogform zurückumsetzbar sein. Das System soll bei einfachem Aufbau und einfacher Arbeitsweise einen hohen Wirkungsgrad, eine verbesserte Flankenansprechcharakteristik oder eine damit verbundene Steigerung des Quantisierungsrauschens sowie eine geringstmögliche Anfälligkeit für Übertragungsfehler aufgrund der Verwendung einer RC-Dekodierschaltung, in welcher zeitlich zurückliegende Fehler asymptotisch mit der Zeit abnehmen, aufweisen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mittels der in dem Patentanspruch 1 genannten Merkmale gelöst

Ein solches System hat gegenüber den vorbekannten Formen der Deltamodulation sowie der bei stärkeren und abrupten Änderungen des Analog-Eingangssignals nicht mehr einwandfrei arbeitenden High Information Delta Modulation HIDM, wie sie in der oben zuerst genannten Literaturstelle beschrieben ist, den Vorteil, daß eine besonders gute Annäherung auch bei steilflankigen und/oder starken Änderungen des Analog-Eingangssignals erzielbar ist, ohne daß es hierzu noch besonderer Maßnahmen bedarf, die letztlich eine Erhöhung des Quantisierungsrauschens nach sich ziehen würde; ferner, daß bei der Übertragung auftretende Fehler- oder Störsignale durch das adaptive Filter in der Dekodierschaltung mit der Zeit asymptotisch fallend vermindert werden. Das zur Übertragung gewonnene Binärsignal, das auch ungetrennten Impulsen bei gleichem logischen Spannungswert der Bits übertragen wird, ermöglicht eine binäre magnetische Aufzeichnung, insbesondere nach dem herkömmlichen NRZ-Verfahren (NRZ = no return to zero). Ein Übertragungssystem gemäß der Erfindung kann auch vorteilhaft zur Übertragung bzw. Aufzeichnung und Wiedergabe von Fernseh- oder Radar-Videosignalen oder Signalen aus der Abtastung von Fotos verwendet werden. Die entstehenden Binärsignale lassen sich auch vorteilhaft über lange Strecken, selbst bei Vorhandensein eines gewissen Störsignalpegels übertragen.

Möglichkeiten zur vorteilhaften weiteren Ausgestaltung eines Systems gemäß der Erfindung sind in den Ansprüchen 2 bis 14 angegeben.

Das System nach der Erfindung ist nur wenig komplizierter als das typische Deltamodulationssystem, trägt kleinere Fehler als Impulsdemodulationssystem (PCM) bei und ist in der Lage, sich sofort von Übertragungs-Bitfehlern zu erholen.

Die Erfindung wird im nachfolgenden anhand der in den Zeichnungen dargestellten bevorzugten Ausführungsbeispiele näher erläutert.

F i g. 1 ist ein Blockschaltbild eines theoretischen Datenübertragungssystems und zeigt die Grundlagen der Erfindung.

Fig.2 ist ein Blockschaltbild eines Datenübertragungssystems nach der Erfindung.

F i g. 3 ist eine vereinfachte schematische Darstellung des Kodierabschnitts eines Datenübertragungssystems nach der Erfindung.

F i g. 4 und 5 zeigen jeweils Scharen asymptotischer S-Kurven wie sie von dem erfindungsgemäßen Anpaßfunktionsgenerator erzeugt werden.

Fig.6 ist eine schematische Darstellung des Dekoderabschnitts des erfindungsgemäßen Datenübertragungssystems.

F i g. 7 und 8 zeigen Scharen von Kurven, die von dem Anpaßfilter des Dekoderabschnitts des erfindungsgemäßen Datenübertragungssystems erzeugt werden.

Fig.9 ist ein zeitliches Ablaufdiagramm und zeigt Einzelheiten der Arbeitsweise des erfindungsgemäßen Datenübertragungssystems.

F i g. 10 ist ein Blockschaltbild eines Videoaufzeichnungssystems mit einer Kodiereinrichtung nach der Erfindung.

Fig. 11 ist ein Blockschaltbild eines Videowiedergabesystems mit einer Dekodiereinrichtung nach der Erfindung.

In F i g. 1 der Zeichnung ist das Reihenfolge-Näherungs-Kodier- und Dekodierverfahren entsprechend der Erfindung anhand eines Blockschaltbildes dargestellt das einen Kodierer 10 aus einem Anpaß-Inversfil-

ter 11 und einem Schwellwertabtaster 12 sowie einen Dekoder 13 mit einem komplementären Anpaß-RC-Filter 14 zeigt. Das bei dem erfindungsgemäßen System verwendete Verfahren benutzt ein Anpaß-RC-Filter, das ein Eingangsanalogsignal teilweise differenziert, einen Schwellwert bildet und in Abhängigkeit von diesem einen Binärbitstrom erzeugt, der aufgezeichnet oder übertragen werden und anschließend dem Dekoder zugeführt werden kann, in welchem das Anpaß-RC-Filter das ursprüngliche Analogsignal wiederherstellt.

Ein abgetastetes RC-Filter ohne Verluste kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:

(D

in welcher »«< und »ίκ< veränderliche Koeffizienten in folgendem gegenseitigem Zusammenhang sind

a + b=l,

(2)

Umgekehrt kann ein in einem reziproken oder komplementären Verhältnis zu Gleichung (1) stehender Ausdruck ausgedrückt werden durch

y,

G-O

(3)

in welcher J, der gefilterte Wert der abgetasteten jv-Analogfunktion und

der einfache Unterschied zwischen aufeinanderfolgenden gefilterten Abtastungen ist.

Die besondere Eigenschaft des abgetasteten RC-FiI-ters und des diesem zugeordneten Inversfilters ist, daß sich jedes durch das RC-Filter durchgelassene Signal seiner Amplitude und Phase nach voll und ganz wiederherstellen läßt, wenn das gefilterte Signal durch das Inversfilter hindurchgeführt wird. Dieser Vorgang ist in gleicher Weise umkehrbar. Wenn eine willkürliche Analogfunktion zunächst durch das Inversfilter durchgeleitet wird und der dabei erhaltene Differentialausgang dann durch das komplementäre RC-Filter durchgeleitet wird, wird das ursprüngliche Analogsignal vollständig wiederhergestellt
Die Grenzfrequenz des durch Gleichung (1) dargestellten RC-Filters läßt sich durch Veränderung des Koeffizienten »a« verändern. Wenn a=l ist dann ist nach Gleichung (2) b=0, und das Filter hat einen theoretisch unbegrenzten Frequenzgang, !n gleicher Weise, wenn a=0, dann ist b= 1, und die Filtergrenzfrequenz fällt auf 0 ab. Daher sind Grenzfrequenzen zwischen 0 bis unendlich möglich, wenn der Koeffizient »a« von 0 bis 1 verändert wird. Der Betrag der ersten abgeleiteten Funktion (erste Differenz), die von einem nach Gleichung (3) arbeitenden Inversfilter erzeugt wird, wird gleicherweise durch den Wert des Koeffizienten »a« bestimmt

Zur Erzielung einer Signalbandbreitenverringerung ist wünschenswert, den differenzierten Ausgang des Anpaßinversfilters 11 in ein Binärsignal umzusetzen.

Durch Schwellwertbildung am Ausgang des Inversfilters zum Zwecke der Erzeugung eines Binär- statt eines Analogausgangssignals wird jedoch das spezielle Verhältnis zwischen dem Inversfilter und dem komple-

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mentären Filter zerstört. Daher ist erforderlich, dieses auf die Größe des Ausgangssignals anspricht, haben die Verhältnis durch kontinuierliches Verändern des Koeffi- an der Klemme 28 erzeugten Signale zwar unterschiedzienten »a« in solcher Weise wiederherzustellen, daß die liehe Form, entsprechen jedoch dem Analogeingang an durch die Schwellwertbildung verursachten Fehler der Klemme 18. Infolgedessen ist ersichtlich, daß der . wesentlich herabgesetzt werden. Das läßt sich dadurch 5 Korrelationsgrad zwischen Eingangs- und Ausgangssierreichen, daß »a« in Beziehung gesetzt wird zu dem gnalen des Senders, d. h. des Kodierers 16 durch die binären ß,-Ausgang, der von dem Schwellwertbilder 12 Fähigkeit des Funktionsgenerators 30 bestimmt ist, sich erzeugt wird. Wenngleich die für ein derartiges an den Analogeingang an der Klemme 18 anzupassen. Anpaßinversfilter (adaptive inverse filter) benötigten Eine bevorzugte Ausführungsform des Funktionsgene-Bauelemente ziemlich kompliziert sind, läßt sich die to rators 30 wird weiter unten ausführlich erläutert,
äquivalente Funktion des Inversfiiters innerhalb des Sobald die Analogeingangsdaten in binäre Form Kodierers 10 auch vermittels einer Rückkopplung- umgesetzt worden sind, können sie vermittels irgendeischaltung erhalten, die weiter unten beschrieben ist. nes bekannten Nachrichtenübertragungssystems zu Wenn jedoch die Schwellwertschaltung 12 weggelassen ein^m entfernten Empfänger übertragen werden, wird, ergibt sich mit der Rückkopplungslösung die 15 welcher den Dekoder 17 aufweist. Der Dekoder 17 gleiche Arbeitsweise wie für einen wahren Inversfilter- weist einen Binär-Analog-Wandler auf, der aus einem aufbau. Außerdem ist es aufgrund der durch den Anpaßfilter 32 besteht, das bei Erhalt des binären Schwellenwertbilder 12 verursachten Nichtlinearitäten Dateneingangs an dem Kodierer 16 in der Lage ist, ein erforderlich, in der Inversfilter-Rückkopplungsschleife Faksimile des ursprünglichen Analogsignals zu erzeuejne abgeänderte Anpaßfilterausführung zu verwenden, 20 gen.

damit das Anpaß-RC-Filter innerhalb des Dekoders 13 Wenn an die Eingangsklemme 18 ein Eingangssignal

dje gewünschte Analogfunktion am Ausgang 15 des in der Form y, angelegt wird, wobei angenommen sein

Systems liefert. Diese Überlegungen werden weiter soll, daß dem Eingang 22 kein Eingangssignal zugeführt

unten im einzelnen erläutert. ' wird, wird durch den Vergleicher 20 ein Ausgangssignal

In Fig.2, die ein vereinfachtes Blockschaltbild einer 25 erzeugt, das vermittels des Detektors -24 mit einem

bevorzugten Ausführungsform einer Datenumsetzein- vorbestimmten Schwellwert verglichen wird, wobei

richtung zeigt, bildet ein Kodierer 16 einen Teil eines entsprechend dem ermittelten Schwellwertverhältnis

Senders, ein Dekoder 17 bildet einen Teil eines ein Ausgangsimpuls in der Form einer binären »1« oder

Empfängers, und beide sind durch eine N achrichten vor- »0« erzeugt wird. Die Dauer dieses Binärimpulses wird

richtung, welche die Übertragung von Daten in digitaler 30 durch den Taktgeber 26 vorgegeben. Damit der

Form gestattet, betriebsmäßig miteinander gekoppelt. Ausgang des Detektors 24 dazu gebracht wird, dem

Ein an den Kodierer 16 von einer Signalquelle Eingangssignal an der Klemme 18 zu entsprechen, wird angelegter Analogeingang wird über die Eingangsklem- das an der Ausgangsklemme 28 erscheinende Binärsime 18 in die Einrichtung eingekoppelt, und diese gnal dem Funktionsgenerator 30 zugeführt, der in Klemme 18 bildet gleichzeitig den einen Eingang eines 35 Abhängigkeit von diesem Signal eine besondere Vergieichers 20. Der Vergleicher 20 besteht in der Signalform erzeugt, die entweder eine asymptotisch bevorzugten Ausführungsform aus einem Differenzver- zunehmende Funktion oder eine asymptotisch abnehstärker mit den beiden Eingängen 18 und 22. Der mende Funktion ist, was jeweils davon abhängt, ob das Ausgang des Vergleichers 20 wird einem Schwellwert- Signal eine binäre »0« oder eine binäre »1« ist.
detektor 24 zugeführt, welcher das Vergleicheraus- 40 Die Ausgangsfunktion des Generators 30 ist mit yi gangssignal mit einem Masse- oder Nullbezugswert bezeichnet und wird zum Vergleich mit dem Analogvergleicht und ein Ausgangssignal erzeugt, das einer eingangssignal y_t an die Eingangsklemme 22 des von zwei Zuständen ist, je nachdem, ob das Ausgangs- Vergleichers 20 angelegt. Solange wie der Momentansignal positiv oder negativ ist, d. h. wenn die Differenz wert von y_t größer ist als der von Ji, ist der Ausgang des zwischen dem Signaleingang an dem Vergleicher 20 45 Vergieichers 20 positiv, und der Detektor 24 erzeugt an positiver ist als der Schwellwert, hat der Ausgang des der Klemme 28 binäre Ausgangssignale eines einzigen Detektors 24 einen Zustand; wenn der Ausgang des Zustands wie beispielsweise eine Reihe von »1«-Bits. Vergieichers 20 negativer ist als der Schwellwert, hat Wenn diese an den Eingang des Generators 30 angelegt der Ausgang des Detektors 24 einen zweiten Zustand. werden, verursacht jedes der in dem Senderausgangs-Der Ausgang des Detektors 24 ändert seinen Zustand so signal aufeinanderfolgenden »1«-Bits eine Änderung in erzwungenermaßen zu bestimmten, von einem Taktge- der Natur der von dem Generator 30 erzeugten ber 26 vorbestimmten Zeitpunkten, so daß der Funktion y_t, bis der Wert γ, den Wert von y_t »kreuzt«, Digiiaiäüsgang B, an der Klemme 28 bei der bevorzug- wie durch eine Vorzeichenär.derur.g im Ausgangssigna! ten Ausführungsfonn äquivalent ist einer Reihe von des Vergleichers 20 und dementsprechend eine logischen binären »Einsen« (»1«) und »Nullen« (»0«), die 55 Änderung im Zustand des Ausgangs des Detektors 24 jeweils von gleicher Amplitude und Zeitdauer sind. von einer »1« zu einer »0« bzw. umgekehrt angezeigt

Zur Erzeugung eines Vergleichssignals, das dem wird

anderen Eingang 22 des Vergleichers zugeführt wird, Beim Auftreten einer »0« an der Klemme 28 nach

wird das an der Klemme 28 zur Verfügung stehende einem oder mehreren »1«-Bits, bewirkt der Generator

binäre Ausgangssignal B, einem Anpaßfunktionsgenera- 60 30 eine Abnahme von y_t in vorbestimmter Weise, die

tor 30 zugeführt, der eine vorbestimmte Wellenform zunächst vorgegeben ist durch den vorhergehenden

erzeugt, deren Eigenschaften von den Übergangseigen- Wert von γ, und anschließend durch die Anzahl der

schäften des Analogsignaleingangs an der Klemme 18 »O«-Bits, die in einer Reihenfolge auftreten, bevor Ji

abhängig sind. Der Ausgang des Generators 30 wird wiederum y, kreuzt Somit entspricht der Ausgang B₁ an

unmittelbar dem Eingang 22 des Vergleichers 20 65 der Klemme 28 stets in einer besonderen binären Form

zugeführt Da der Ausgang des Vergleichers 20 durch dem Analogeingang an der Klemme 18, und dieses

den Unterschied zwischen den an diesen angelegten Binärsignal wird vermittels geeigneter Nachrichtenein-

Eingangssignalen bestimmt ist und da der Detektor 24 richtungen zu dem Dekoder 17 übertragen. An dieser

Stelle sollte vielleicht darauf hingewiesen werden, daß die Nachrichteneinrichtungen magnetische Aufzeichnungs- oder andere Datenspeichermedien umfassen können, welche einen zeitlichen Aufschub beliebiger Größe für die übertragenen Daten gestatten.

Der Dekoder 17 bewirkt bei Empfang der übertragenen Signale in der Form einer Reihe nicht voneinander getrennter Impulse ein Ansprechen des adaptiven RC-Filters 32 entsprechend der Anzahl der »!«-Bits und »O«-Bits, die in Aufeinanderfolge in den übertragenen Daten erscheinen, so daß an der Klemme 34 ein Ausgangssignal Y₁ erzeugt wird, das eine Näherung oder Approximierung des ursprünglichen Analogeingangssignals y, darstellt.

In Fig.3 der Zeichnung sind die betrieblichen Eigenschaften einer vereinfachten Ausführungsform des Kodierers 16 in größeren Einzelheiten dargestellt, wobei besonders die Wirkungsweise des Funktionsgenerators 30 hervorgehoben ist, der innerhalb der gestrichelten Linien dargestellt ist. Der Funktionsgenerator 30 weist eine Logikschaltung 40 auf, die auf das in der Leitung bzw. Klemme 28 erscheinende Binärsignal ansprechbar ist und ein Schieberegister 42 für jede Taktperiode um einen Schritt fortschaltet, bis der Ausgang in der Leitung 28 seinen Zustand ändert. Der Ausgang des Schieberegisters 42 wird zum wahlweisen Schließen eines aus einer Vielzahl von Toren 44 verwendet, welche Strom von einer Spannungsquelle 52 über eine Widerstands-Spannungsteilerschaltung 46 und einen Verstärker 48 dem Eingang 22 des Vergleichers 20 zuführen. Die einzelnen Werte der jeweiligen Widerstände R sind so gewählt, daß sie die jeweiligen Zuwachsbeträge für y vorgeben. Wie weiter unten ausgeführt, sind bei der bevorzugten Ausführungsform die Widerstandswerte R so bemessen, daß die geometrischen örter der beim schrittweisen Fortschalten über die Verteilerklemmen erhaltenen Spannungen eine S-Kurve des in den Fig.4 oder 5 dargestellten Verlaufs beschreiben, der jeweils zu einem vorbestimmten Potential asymptotisch ist.

Das eine Ende der Spannungsteilerschaltung 46 ist vermittels eines Schalters 50 wahlweise mit einer der beiden Klemmen der Spannungsquelle 52 verbindbar, welche an der einen Klemme ein negatives Potential und an der anderen Klemme ein positives Potential liefert Der Schalter 50 wird zwischen den positiven und negativen Klemmen der Spannungsquelle 52 vermittels eines Schalterantriebes 60 geschaltet, welcher auf jede Zustandsänderung der von der Logikschaltung 40 ermittelten binären Datenfolge anspricht Das andere Ende 54 der Spannungsteilerschaltung 46 ist mit dem Ausgang des Verstärkers 48 über ein Paar in Kaskade geschalteter Prüf- und Halteschaltungen (sample-andhold circuits) 56 und 58 verbunden, welche jeweils einen Schalter Si bzw. Si, einen Kondensator C\ bzw. C₂ und einen Pufferverstärker A\ bzw. Ai aufweisen. Der Schalter Si ist normalerweise geschlossen, und der Schalter S₂ ist normalerweise geöffnet Die Funktion dieser Schaltungen besteht darin, die Spannung an Punkt 54 jedesmal dann auf den am Ausgang des Verstärkers 48 erscheinenden Wert zu bringen, wenn der Binäreingang an der Klemme 28 seinen Zustand ändert und der Schalter 50 von der einen Klemme der Spannungsquelle 52 zur anderen Klemme umgeschaltet wird.

Wenn nun beispielsweise angenommen sein soll, daß sich der Schalter 50 in der positiven Stellung befindet und das Tor 1 in der dargestellten Weise geschlossen ist.

dann hat der Eingang an die Klemme 22 durch den Verstärker 48 einen bestimmten Wert. Da der Schalter Si normalerweise geschlossen ist und der Schalter S₂ normalerweise geöffnet ist, wird der Kondensator G auf die am Ausgang des Verstärkers 48 erscheinende Spannung aufgeladen und hat während der laufenden Taktgeberperiode y, einen von dem Spannungsabfall an dem Widerstand /?i bestimmten Wert. Sollte der nächste Impuls in der Datenfolge B, vom gleichen Zustand sein, wird das Tor 1 geöffnet, und das Tor 2 wird geschlossen, so daß y, durch den Spannungsabfall an den Widerständen R\ und R2 usw. bestimmt ist. Wenn jedoch der Ausgang des Vergleichers 20 seine Polarität ändert und eine Zustandsänderung des Schwellwertdetektors 24 bewirkt, bringt der Schalterantrieb 60 den Schalter Si kurzzeitig in die Öffnungsstellung und den Schalter S2 kurzzeitig in die Schließstellung, wodurch das Potential von Kondensator Q auf Kondensator C₂ übertragen und damit das Potential yö an dem Punkt 54 gleich dem Wert von y, gemacht wird, der zuvor an der Klemme 22 erschienen ist.

Der Schalterantrieb 60 bewirkt gleichzeitig, daß der Schalter 50 in Berührung mit der negativen Klemme der Spannungsquelle 52 gebracht wird, so daß nunmehr der Spannungsabfall an der Spannungsteilerschaltung 46 in einer Richtung verläuft, die der vorherigen entgegengesetzt ist. Der Spannungsabfall an der Spannungsteilerschaltung wird jetzt durch den Unterschied zwischen dem nunmehrigen Potential an dem Punkt 54 und dem negativen Wert der Spannungsquelle 52 bestimmt. Die Art und Weise, in welcher sich das Signal JT zwischen einzelnen Signalüberkreuzungen verändert, hängt daher nicht nur von der Anzahl der Taktgeberperioden zwischen jeder Zustandsänderung der an der Klemme 28 erzeugten Binärdaten, sondern auch von dem Wert von y, im Zeitpunkt der Überschneidung ab. Mit anderen Worten, die bestimmte Form von y, während irgendeines bestimmten Übergangsintervalls, d. h. der Zeitspanne zwischen Signalüberschneidungen, ist unmittelbar abhängig von dem Wert von J>, d. h. yö zu Beginn jeder neuen Zeitspanne. Wenngleich die vorerwähnten Schalter hier als mechanische Bauelemente dargestellt sind, werden diese natürlich im allgemeinen durch geeignete elektronische Schaltelemente ersetzt.

Bei der schematisch dargestellten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung bewirkt die Logikschaltung 40 bei jeder Zustandsänderung des Ausganges an der Klemme 28 eine Rückstellung des Schieberegisters 42, so daß dieses zum Anfang der Fortschaltfolge zurückkehrt, d.h. daß bei jeder Betätigung des Schalterantriebes 60 nur das Tor 1 geschlossen wird. Entsprechend einer abgeänderten Ausführungsform kann die Logikschaitung 40 auch so ausgeiegi sein, daß sie das Schieberegister 42 nicht bei jeder Signalüberschneidung zurückstellt, sondern für jede Taktperiode bis zur nächstfolgenden Überschneidung nur um einen Schritt abwärts schaltet Die "Wahl der jeweils verwendeten Betriebsart hängt natürlich von der Inkaufnahme bestimmter Umstände ab, die in erster Linie von den erwarteten Übergangseigenschaften der Analogeingangsdaten y, abhängen.

In F i g. 4 der Zeichnung ist die Beschaffenheit der für ein sechsstufiges System, d.h. ein System mit sechs Toren 44 an der Klemme 18 erscheinenden Spannung schematisch als S-Kurve dargestellt welche die geometrischen örter der jeweils mit jtf, jV, jV, yz ... y₆' bezeichneten Koordinatenpunkte verbindet Die in der

Zeichnung dargestellten Kurven stellen verschiedene Werte für yi dar, wenn diese zu Beginn jeder Taktgeberperiode abgetastet werden. Die Formgebung jeder S-Kurve wird natürlich durch jeden neuen Wert .von yo bestimmt, der die in der ersten Taktgeberperiode ,nach jeder Signalüberschneidung zu Punkt 54 übertragene Spannung ist Die Zahlenangaben an der Abszisse 1—6 entsprechen der Anzahl der Tore 1, 2 ... η und außerdem aufeinanderfolgenden Taktgeberperioden nach jeder Datenzustandsänderung an der Klemme 28. Die Spannung Vp, zu welcher jede Kurve asymptotisch ist, wird durch die an der positiven Klemme der ' Spannungsquelle 52 verfügbare Spannung abzüglich des Spannungsabfalls an dem Widerstand A_n bestimmt
·. In Fig.5 ist eine Schar von S-Kurven für abnehmende Werte von y{ dargestellt Die Werte von yi folgen diesen Kurven, wenn der Schalter 50 mit der negativen Klemme der Spannungsquelle 52 verbunden und yo positiver ist als das negative Potential. Abgesehen davon, daß diese Kurven abfallen, sind sie in ihrem Verlauf ähnlich den zu positiven Werten ansteigenden Kurven der F i g. 4. Die Kurven in F i g. 5 sind jedoch asymptotisch zu der an der negativen Klemme der Spannungsquelle 52 verfügbaren Spannung abzüglich des Spannungsabfalls an dem Widerstand R_n- Dabei muß ausdrücklich gesagt werden, daß die in den Fig.4 und 5 dargestellten S-förmigen Ansprechkurven nur eine von mehreren entsprechend der Erfindung möglichen Funktionen darstellen und sich jeder andere zweckmäßige Ansprechkurvenverlauf durch Wahl geeigneter Widerstandswerte R des Spannungsteilers 46 erzielen läßt.

In Fig.6 der Zeichnung ist eine vereinfachte Ausführungsform des zur Umsetzung der in binärer Form B, zu dem Empfänger 17 übertragenen Daten zurück in die wiederhergestellte Analogform Y, dargestellt. Das Anpaßfilter 32 weist ein Schieberegister 70 mit einer Vielzahl von Ausgängen auf, die mit einem Dekoder 72 gekoppelt sind, welcher die Tore a.b.c.n antreibt. Die Tore a.b.c.n bilden die Schaltglieder der Anpaß-RC-Filterschaltung 74, welche die Widerstände /?„, Rb ... R_n und einen Kondensator 76 aufweist. Eine Torsammelleitung 75 verbindet jeweils eine Klemme jedes Tors über den Schalter 80 mit der Spannungsquelle 78. Der Schalter 80 ermöglicht die wahlweise Verbindung der Sammelleitung 75 mit entweder der positiven Klemme 82 oder der negativen Klemme 84 in Abhängigkeit von Position 1 des Schieberegisters 70 über die Leitungen 86 und 88 erhaltenen Signalen. Der Schalter 80 wird in solcher Weise betätigt, daß er die positive Speisespannungsklemme 82 mit der Torsammelleitung 75 verbindet, wenn die Position 1 des Schieberegisters 70 eine binäre »1« ist. Wenn die Position 1 jedoch von einem binären »0« eingenommen wird, wird die negative Speisespannungsklemme 84 mit der Sammelleitung 75 verbunden.

Wenn die binären Daten B, durch das Register 70 verschoben werden und Daten unterschiedlicher Zustände die Positionen 0 bzw. 1 füllen, erzeugt das NOR-Tor 90 ein Auslösesignal, aufgrund dessen der Dekoder 72 das Tor schließt, welches dem letzten Datenbit desselben Typs und dem Reihenfolgebeginn mit dem Bit in der Position 1 entspricht. Mit anderen Worten, immer dann, wenn die Positionen 0 und 1 innerhalb des Schieberegisters 70 voneinander verschieden sind (entgegengesetzte Zustände haben), wird das NOR-Tor 90 wahr und betätigt den Dekoder 72. Wenn daher irgendein einziges Tor geschlossen ist, bleibt es so lange geschlossen, bis die Positionen 0 und 1 in dew Schieberegister verschieden voneinander werden. In diesem Zeitpunkt wird der Dekoder 72 betätigt, ein neues Tor innerhalb der Schaltung 74 wird geschlossen s und der Schalter 80 schaltet sich in seine andere Schaltstellung um.

In dem Zeitpunkt in dem die Positionen 0 und 1 in dem Schieberegister 70 verschieden voneinander werden, prüft der Dekoder 72 die Positionen 1 bis π und

ίο bestimmt die Anzahl der aufeinanderfolgenden Stufen, welche den gleichen Zustand wie die Position 1 aufweisen. Wenn beispielsweise die Positionen 1 und 2 logische »1« aufweisen und die Position 3 eine logische »0« aufweist, wird das Tor »fx< beim Verschieben der Eingangsbits durch das Schieberegister 70 während zwei Bitintervallen geschlossen (bis die Positionen 0 und 1 wiederum verschieden voneinander werden). Wenn nun nach einem anderen Beispiel die Positionen 0 und 1 verschieden voneinander sind und die Positionen 1, 2 und 3 logische »0« enthalten und die Position 4 eine logische »1« ist, wird das Tor »cw während der nächstfolgenden drei Bitperioden geschlossen. Somit ist das an der Klemme 96 erzeugte Ausgangssignal Y₁ durch die Position des Schalters 80 und die RC-Zeitkonstante der Schai.ung bestimmt, die aus einem der Widerstände R und dem Kondensator 76 besteht

In den F i g. 7 und 8 sind Beispiele für den Verlauf des Ausgangssignals Y, in Abhängigkeit von den übertragenen Binärsignalen B, dargestellt. Dabei ist zu beachten, daß der Verlauf und die Neigung von Y, nicht nur durch den Vorübergangswert Vo, sondern auch durch den auf der Kurve yi liegenden Punkt bestimmt ist an dem der nächste Übergang auftritt, d. h. der Anzahl der Taktgeberperioden, welche zwischen jeder Signalüberschneidung auftreten. Obwohl eine ziemlich große Diskrepanz zwischen den Kurvenformen der Funktionen Y, und yl zu bestehen scheint, soll hier darauf hingewiesen werden, daß das ursprüngliche Analogeingangssignal y, irgendwo zwischen diesen beiden Funktionen lag, wobei die Wahrscheinlichkeit dafür besteht, daß y, aufgrund der ursprünglichen Erzeugungsweise von y{ mehr V, als yi verwandt ist. Wie weiter unten noch ausgeführt ist, läßt sich daher eine ziemlich hohe Wiedergabegenauigkeit erzielen.

Die Arbeitsweise des Gesamtsystems wird im nachfolgenden anhand F i g. 9 und eines verallgemeinerten Beispiels näher erläutert. In Fig.9A sind die von dem Taktgeber 26 erzeugten Taktgeberimpulse dargestellt, welche die Bezugswerte für die darunter

TO dargestellten Kurven vorgeben. In Fig.9B ist ein willkürliches Analogsignal wie es an die Eingangsklemme 18 angelegt werden könnte, durch die kontinuierliche Kurve Y, dargestellt. Dieses Signal ist in zeitlich gedehnter Form dargestellt und könnte beispielsweise ein Teil eines Fernsehsignals, Radarbildsignals oder eines Datensignals von der Abtastung einer photographischen Aufnahme sein. Die von dem Funktionsgenerator 30 erzeugte Funktion yi ist dem Analogsignal für Vergleichszwecke überlagert, wobei angenommen wird, daß der Anfangswert von yi, d. h.yo' zunächst kleiner ist als y,, so daß das ursprünglich von dem Vergleicher 20 erzeugte Differenzsignal (yi—y/) positiv ist, wie durch die Kurve 101 in F i g. 9C dargestellt ist.

Wenn nun angenommen wird, daß yo zunächst etwa in der Mitte zwischen den positiven und negativen Spannungen der Spannungsquelle 52 liegt, erzeugt der Generator 30 ein yi, das beispielsweise der in Fig.9B dargestellten Kurve 100 entspricht, die aus einem

Abschnitt einer zunehmenden' S-Kurve der in F i g. 4 dargestellten Form entspricht, welche schließlich y, an dem Punkt 102 schneidet In der Zeitspanne, während welcher (y,-y/) positiv ist, hat B, die Form logischer »1«, wie bei 103 in F i g. 9D dargestellt ist Nachdem sich jedoch y, und yi an dem Punk' 102 schneiden, wird die Differenz zwischen y, und y{ negativ, und der Schwellwertdetektor 24 bewirkt bei Auftreten des nächsten Taktgeberimpulses C₃ eine Zustandsänderung des Ausganges B, von »1« zu »0«, wie in F i g. 9D bei 104 dargestellt ist

An dieser Stelle wird eine abnehmende Funktion der in F i g. 5 dargestellten Ausführung von dem Generator 28 erzeugt welche y, an dem Punkt 106 schneidet (F i g. 9B). Wie zuvor wird auch jetzt der Detektor 24 bis zum Auftreten des nächsten Taktgeberimpulses C₄ an einer Zustandsänderung gehindert. Beim Auftreten des Impulses C₄ kann jedoch B, seinen Zustand ändern und eine »1« erzeugen, wie bei 108 in F i g. 9D dargestellt ist wodurch yi eine zunehmende Funktion wird, wie bei 110 (in F i g. 9B) dargestellt ist welche y_t an dem Punkt 112 schneidet. Bei Auftreten des nächstfolgenden Taktgeberimpulses cj wird y,' wiederum abnehmend wie bei 114 dargestellt und nimmt so lange ab, bis es wiederum y, an dem Punkt 116 schneidet Da der Wert von yo an dem Punkt 113 groß ist und da nahezu vier Taktgeberperioden verstreichen, bevor yi wiederum y, schneidet, erzeugt der Generator 30 ein yi mit einer sehr steilen negativen Kennlinie.

Beim Auftreten des nächstfolgenden Taktgeberimpulses cn ändert der Ausgang des Detektors 24 wiederum seinen Zustand, wie bei 118 dargestellt (F i g. 9D), so daß yi in positiver Richtung zuzunehmen beginnt und anschließend y, bei 120 schneidet usw. Wie in Fig.9D dargestellt, kann die hier gezeigte Analogfunktion y, zwischen den Taktgeberperioden pj und cn in Binärsprache B, als 111011100001... dargestellt werden, und zwar in der Form von Zeichen, die entweder übertragen oder aufgezeichnet werden können.

Wenn der Empfänger 17 die Impulsfolge B, empfängt, wird das Anpaßfilter 32 zum Erzeugen eines Ausgangssignals Y, der in den F i g. 9E und 9F dargestellten Form gebracht. In F i g. 9E wird Y₁ mit Yi, d. h. der durch den Generator 30 erzeugten Funktion verglichen, während in F i g. 9F Y, mit dem ursprünglichen Analogeingangssignal y, verglichen und damit gezeigt wird, wie gut das erfindungsgemäße System nach Übertragung in der Lage ist, das ursprüngliche Analogsignal wiederherzustellen. Dieser Vorgang erfolgt im einzelnen wie folgt. Wenn das Anpaßfilter 32 die übertragenen Binärdaten B, empfängt, werden die ersten drei binären Bits B\, ft und Bi durch das Schieberegister 70 so lange verschoben, bis sich Bi in der Nullposition des Registers 70, und Ba in der Position 1 des Registers befindet. Da B₃ und Ba von unterschiedlichen Zuständen sind, schaltet der Schalter 80 von der positiven Klemme 82 zur negativen Klemme 84 um, und das NOR-Tor 90 bringt den Dekoder 72 zum Schließen des Schalters »a«, welcher der Registerposition des letzten logischen Bits vom gleichen Zustand in der Ba enthaltenden Folge entspricht. Dazu ist zu bemerken, daß das Tor »«< im Zeitpunkt a> zunächst während drei Bitperioden geschlossen war, so daß Strom von der Spannungsquelle 78 durch R_c zum Kondensator 76 fließen und an der Ausgangsklemme % ein Signal Y,der in Fig.9E durch die Kurve 122 dargestellten Form erzeugen konnte. In gleicher Weise fließt während der Zeit, in der das Tor »a« geschlossen ist, ein Strom durch den Widerstand R_a und erzeugt das durch die Kurve 124 dargestellte Y₁.

Während B₅ in die Position 0 des Registers 70 verschoben wird und ft die Position 1 besetzt wird der Schalter 80 wiederum zur positiven Klemme 82 umgelegt, und das NOR-Tor 90 bringt den Dekoder 72 dazu, das Tor »a« zu schließen, sich selbst abzufragen und dann das Tor »cx< zu öffnen, so daß ein Strom von der positiven Klemme der Spannungsquelle 78 durch den Widerstand R_c in den Kondensator 76 fließen und

ίο das in Fig.9E mit 126 dargestellte Signal erzeugen kann. In gleicher Weise durchlaufen die nächsten vier Bits Bs - B_n das Register bis sich B₇ in der Position 0 und Β» in der Position 1 befindet Dadurch wird der Schalter 80 wiederum zur negativen Klemme umgeschaltet, der Dekoder bringt das Tor in die Öffnungsstellung und das Tor »d« in die Schließstellung während vier Bitperioden, so daß an der Ausgangsklemme % das Ausgangssignal 128 erzeugt wird. Dieser Vorgang wird so lange fortgesetzt wie dem Anpaßfilter 32 Analogdaten zugeführt werden.

Zu Fig.9F soll bemerkt werden, daß infolge der Anpaßeigenschaft des Filters 32 die Neigung der Funktion Y₁ als auch die asymptotische Beschaffenheit derselben so ausgelegt sind, daß diese Funktion sehr eng dem ursprünglichen Analogeingangssignal y_t folgt Auch wenn in y, ein plötzlicher Übergang auftritt wie z. B. bei 130 (Fig.9F), kann Y, sehr eng dem Verlauf von y, folgen, wie bei 128 angedeutet ist

In den F i g. 10 und 11 sind Blockschaltbilder eines Video-Aufzeichnungssystems bzw. eines Video-Wiedergabesystems nach der Erfindung dargestellt. Wie Fig. 10 zeigt, wird der Ausgang einer normalen oder Studio-Fernsehkamera 200 direkt in den SAED-Kodierer 202 eingespeist, wobei der Taktgeber des Kodierers 202 mit dem für die Fernsehkamera 200 verwendeten Frequenznormal synchronisiert ist. Der SAED-Kodierer 202 setzt das von der Kamera 200 abgegebene Analogbildsignal in eine binäre oder andere digitale Form um, die auf einem ziemlich frei angekoppelten Magnetband-Aufzeichnungsgerät 204 aufgezeichnet werden kann. Das Aufzeichnungsgerät kann beispielsweise mit spiralförmiger oder quadraphasiger Abtastung arbeiten oder auch aus einem Gerät mit zueinander parallelen Mehrfachspuren bestehen. Zu diesem Zweck läßt sich jedes Aufzeichnungsgerät verwenden, welches die von dem Kodierer 202 erzeugten binären Daten aufnehmen bzw. wiedergeben kann.

Das in F i g. 11 dargestellte Wiedergabesystem weist eine Magnetbandwiedergabeeinheit 206 auf, die nicht notwendigerweise die gleiche Maschine wie die zur Aufzeichnung der Daten benutzte Maschine sein muß und deren Ausgang durch einen Bitsynchronisator 208 mit einem Digitalpuffer 210 gekoppelt und über diesen mit einem SAED-Dekoder 212 verbunden ist, der in vereinfachter Ausführung etwa entsprechend der Darstellung von Fig.6 ausgebildet sein kann. Ein Pufferzustandsmonitor 216 dient zur Überwachung des Füllungszustands des Puffers 210 und zur dementsprechenden Steuerung des Magnetbandgerätes. Bei diesem handelt es sich praktisch um eine langsam arbeitende Servoeinrichtung, welche die Geschwindigkeit des Magnetbandgerätes steigert oder verringert, je nachdem, ob der Puffer sich dem vollen oder dem leeren Zustand nähert. Bei Wiedergabe ist das System in der Lage, durch den Wiedergabevorgang bedingte Gleichlaufschwankungen auszugleichen. Zur Bitsynchronisation kann jede bekannte Lösung verwendet werden, wie

beispielsweise ein Manchester-Kode oder ein die Arbeitsweise vereinfachender anderer Kode. Nachdem der Taktgeber eingestellt worden ist und die Daten von dem Synchronisator 208 erhalten werden, werden sie in den Digitalpuffer 210 eingespeist, der dazu dient, die Zeitbasisinstabiiität zu kompensieren, welche durch Gleichlaufschwankungskomponenten des Bandgerätes in das Signal eingeführt worden sind. Das Pufferausgangssignal wird dann vermittels eines Taktgebers, der von einem örtlichen Frequenznormal 214 gesteuert wird, in den SAED-Dekoder 214 taktweise eingegeben.

Die Erfindung hat den Vorteil, daß anstelle der bis jetzt in Magnetbandaufzeichnungssystemen verwendeten sehr komplexen Zeitbasisstabilitäts-Korrektionseinrichtungen ein wesentlich vereinfachtes puffersynchronisiertes System eingesetzt werden kann. Das bedeutet, daß auf einer Maschine bespielte Magnetbänder auf jeder anderen, zu diesem Zweck aufgelegten Maschine wiedergegeben und sogar vervielfältigt werden können, da das System die Zeitbasis elektronisch korrigiert Außerdem ermöglicht die Erfindung die wirtschaftliche Übertragung von Daten mit Bildübertragungsgeschwindigkeit über Fernleitungsnachrichtensysteme. Wenngleich die Anwendbarkeit der Erfindung auf Fernsehaufzeichnungen im vorstehenden nur kurz angedeutet worden ist, dürfte daraus ohne weiteres ersichtlich sein, daß sich die SAED-Einrichtung (SAED = sequential approximation encoding and decoding technique) auf viele unterschiedliche Systeme anwenden läßt, wobei sich ebenfalls die zahlreichen vorstehend anhand eines einzigen Systems beschriebenen Vorteile erzielen lassen.

Durch die Erfindung ist somit ein Datenumsetzsystem geschaffen worden, das einen verhältnismäßig einfachen Aufbau besitzt und mit einem hohen Korrelationsgrad jedem Analogeingangssignal folgen kann, ohne beim Auftreten großer Signalübergänge eine ernsthafte Beeinträchtigung zu erleiden. Das System läßt sich in der Weise auslegen, daß es Analogeingangssignale zur Übertragung und Aufzeichnung in eine andere als die hier dargestellte binäre Form umsetzt, und die Speicher-5 oder Übertragungseinrichtungen können mit verschiedenen Datenkompressionstechniken arbeiten. Außerdem läßt sich der Aufbau des vorstehend beschriebenen Inversfilters und des Anpaß-RC-Filters abändern, um diese Filter besser an Analogsignale mit bestimmten Eigenschaften anzupassen.

Die Erfindung hat darüber hinaus die Vorteile eines guten Flankenansprechverhaltens und hoher Unempfindlichkeit gegenüber Übertragungsfehlern. Anstelle eines diskreten Schaltens oder Anpaßfiltern kann

is kontinuierliches Schalten verwendet und dahingehend abgeändert werden, daß es zeitlich zurückliegende Leitungsinterpolations- oder andere Signalvorwegnahmemerkmale aufweist, so daß sich jeder gewünschte Grad der Wiedergabegenauigkeit erhalten läßt

Mit den in den Ansprüchen verwendeten Bezeichnungen »Kodier- und Dekodiereinrichtungen« sollen alle Einrichtungen gemeint sein, die zum Umsetzen von analogen Daten in eine für die anschließende Wiedergabe geeignete Form dienen, und mit der Bezeichnung

»Datenübertragungsverbindung« soll jede zur Übermittlung von Daten zwischen zwei verschiedenen Stellen dienende Vorrichtung gemeint sein, unabhängig davon, ob es sich um ein zur direkten Übertragung dienendes Medium oder eine zwischengeschaltete

Speichereinrichtung handelt. Eine solche Übertragungsverbindung kann beispielsweise aus einem interplanetaren Nachrichtensystem bestehen oder auch lediglich ein einfaches magnetisches Bandspeichergerät sein. Die Ansprüche sind daher keineswegs auf Einrichtungen zur Nachrichtenübertragung zwischen voneinander entfernten Orten beschränkt.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Deltamodulations-Signalübertragungssystem mit einer Kodierschaltung zur Erzeugung eines Binärsignals in Abhängigkeit von dem Vergleichsergebnis aus einem Analog-Eingangssignal, das einem ersten Eingang einer in dieser Kodierschaltung angeordneten Vergleicherstufe zugeführt wird, und aus einem Rückführungssignal, das einem zweiten Eingang der Vergleicherstufe als entsprechend dem zu erwartenden Verlauf des Analog-Eingangssignals veränderliches Bezugssignal zugeleitet wird, wobei der Vergleichsvorgang zwischen dem Analog-Eingangssignal und dem Rückführungssigna] sowie die Dauer der Binärsignalelemente oder Bits durch ein und denselben Takt aus einem Taktgeber steuerbar sind und ein Signalübertragungsweg oder -medium für das Binärsignal zu einer Dekodierschaltung vorgesehen ist, die in Abhängigkeit von den aufgenommenen Binärsignalelementen ein Analog-Ausgangssignal bildet, das zu jedem gegebenen Zeitpunkt eine Annäherung an das Analog-Eingangssignal darstellt, mit einem eingangsseitig mit dem Taktgeber und dem Ausgang der Vergleicherstufe verbundenen Detektor, an dessen Ausgang das Binärsignal in der Kodierschaltung verfügbar ist, sowie einer Einrichtung zur Gewinnung des Rückführungssignals aus dem Binärsignal und einer Dekodierschaltung, dadurch gekennzeich-30 net, daß als Einrichtung zur Gewinnung des Rückführungssignals (y,^r) aus dem Binärsignal (B₁) ein adaptiver Funktionsgenerator (30) vorgesehen ist, dessen einer Eingang mit dem Ausgang (28) eines Schwellwertdetektors (24), dessen anderer Eingang mit dem Taktgeber (26) und dessen Ausgang mit der Vergleicherstufe (20) verbunden ist, wobei der adaptive Funktionsgenerator (30) so ausgebildet ist, daß er eine Summierung des Rückführungssignals (y,') aus dem unmittelbar vorausgegangenen Vergleichsvorgang mit einer bei Überkreuzung der Kurven des zeitlichen Verlaufs des Analog-Eingangssignals (y,) und des Rückführungssignals (y,') entsprechend der Pegeländerung des Binärsignals (B₁) umschaltbaren positiven oder negativen Bezugsspannung und eine sequentiell veränderliche Teilung des summierten Signals in Abhängigkeit von Bits gleichen logischen Spannungswertes des Binärsignals (B₁) zwischen zwei Überkreuzungen der Kurven des zeitlichen Verlaufs des Analog-Eingangssignals (y,) und des Rückführungssignals (y/) bewirkt, und wobei mit dem Ausgang (28) des Schwellwertdetektors (24) der Eingang eines adaptiven RC-Filters (32) verbunden ist, an dessen Ausgang (34) das dem Analog-Eingangssignal (y,) angenäherte Analog-Ausgangssignal (Y,) nach Integration einer positiven oder negativen Spannung und mit in Abhängigkeit von den genannten Bits gleichen logischen Spanrungswerts des Binärsignals (B₁) veränderlicher Zeitkonstante verfügbar ist.

2. Deltamodulations-Signalübertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

(a) daß der adaptive Funktionsgenerator (30) eine Logikschaltung (40) zur Feststellung einer Pegeländerung des Binärsignals (B₁) aufweist, deren Eingang mit dem Ausgang (28) des Schwellwertdetektors (24) verbunden ist,

(b) daß der erste Ausgang der Logikschaltung (40)

zur Abgabe eines Steuersignals bei Pegeländerung des Binärsignals (B₁) mit dem Eingang einer Umschaltsteuerstufe (60), und der zweite, das Binärsignal (B_t) führende Ausgang der Logikschaltung (40) mit dem bitseriellen Eingang eines aus π Stufen gebildeten Schieberegisters (42) verbunden ist,

(c) daß die bitparallelen Ausgänge aus den η Stufen des Schieberegisters (42) mit jeweils einem zugeordneten aus α Gattern (44) zur sequentiellen Aufschaltung eines entsprechenden Abgriffs einer aus π Widerständen (Ru R₂, R3... R_n) in einer vorbestimmten Abstufung gebildeten Spannungsteilerkette auf den Eingang eines Verstärkers (48) gemäß der jeweiligen Folge der Bits gleichen logischen Spannungswerts zwischen zwei Pegeländerungen des mit dem Takt des Taktgebers (26) bitseriell eingeschobenen Binärsignals verbunden sind,

(d) daß der das Rückführungssignal (y,^r) aufweisende Ausgang des Verstärkers (48) auf den Eingang einer ersten, aus einem Speicherkondensator (C,) und einem Pufferverstärker (A\) gebildeten Abtast- und Halteschaltung (56) für das Rückführungssignal (y,') geführt ist, die mit einer zweiten, aus einem Speicherkondensator (C₂) und einem Pufferverstärker (A₂) gebildeten Abtast- und Halteschaltung (58) zum Festhalten des Rückführungssignals (y,^r) aus dem unmittelbar vorausgegangenen Vergleichsvorgang, zur Ausführung der genannten Summierung bei der Pegeländerung des Binärsignals (B,) in einer mittels eines ersten und zweiten Schalters (S\ bzw. S2) unter Einwirkung der Umschaltsteuerstufe (60) umschaltbaren Kaskade angeordnet ist, und

(e) daß das eine Ende (54) der Spannungsteilerkette (Ru Ri, Ri-.. R_n)an den Ausgang der zweiten Abtast- und Halteschaltung (58), und das andere Ende derselben unter Einwirkung der Umschaltsteuerstufe (60) bei Pegeländerung des Binärsignals (B,) und gleichzeitiger Aufschaltung der ersten auf die zweite Abtast- und Halteschaltung (56 bzw. 58) zur Überleitung des Momentanwertes des Rückführungssignals (y,^r) aus dem unmittelbar vorausgegangenen Vergleichsvorgang an die Spannungsteilerkette (Ru R2, R3... R_n), an den positiven bzw. negativen Anschluß einer Spannungsquelle (52) zur Ausführung der genannten Summierung legbar ist.

3. Deltamodulations-Signalübertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

(a) daß in dem adaptiven RC-Filter (32) innerhalb der Dekodierschaltung (17) eine Spannungsquelle (78) zur Abgabe einer die obere bzw. die untere Bereichsgrenze für die Auslenkung des Analog-Ausgangssignals (Y,) festlegenden Spannung mit ihrem positiven bzw. negativen Anschluß (82 bzw. 84) an eine Schaltstufe (80) angeschlossen ist,

(b) daß ein aus a+1 Stufen gebildetes, eingangsseitiges Schieberegister (70) mit seinem bitseriellen Eingang mit dem das Binärsignal (B,) aufnehmenden Eingang (71) des adaptiven RC-Filters (32) verbunden ist,

(c) daß die bitparallelen Ausgänge des die beiden ersten Bits des Binärsignals (B₁) aufnehmenden

Stufen des Schieberegisters (70) mit den Eingängen einer NOR-Gatterschaltung (90) zur Abgabe eines Steuersignals an eine Verknüpfungsschaltung (72) bei Pegeländerung zwischen den genannten beiden ersten Bits des Binärsignals (^verbunden sind,

(d) daß ein erster und ein zweiter bitparalleler Ausgang (86, 88) aus der dem zweiten Bit der eingeschobenen Bits des Binärsignals (B₁) zugeordneten Stufe des Schieberegisters (70) mit der Schaltstufe (80) zur Steuerung der Umschaltung der auf einer Sammelleitung (75) den ersten Eingängen von η Gattern (74) zugeführten, die Bereichsgrenzen festlegenden positiven bzw. negativen Spannung verbunden is ist,

(e) daß über die genannte Verknüpfungsschaltung (72), die mit den bitparallelen Ausgängen der letzten α Stufen des Schieberegisters (70) verbunden ist, jeweils ein dem letzten Bit aus einer Folge von Bits gleichen logischen Spannungswertes zugeordnetes Gatter unter den α Gattern (74) auf einen entsprechenden Widerstand unter η Widerständen (R₃, Rb, R_c··· R_n) in Reihe mit einem Speicherkondensator (76) schaltbar ist, und durch dieses zugeordnete Gatter die positive bzw. negative Spannung von der Spannungsqueile (78) zur Ausführung der genannten Integration derart anlegbar ist, daß an dem Speicherkondensator (76) die Analog-Ausgangsspannung (Y₁) abnehmbar ist, und

(f) daß die genannten η Widerstände (R_a, Rb, Rc-. R_n) derart abgestuft sind, daß sich die zum adaptiven Funktionsgenerator (30) der Kodierschaltung (16) komplementäre Wirkung des adaptiven RC-Filters (32) in der Dekodierschaltung (17) zur bestmöglichen Annäherung des Analog-Ausgangssignals (Y,) an das Analog-Eingangsiignal (>J einstellt.

4. Deltamodulations-Signalübertragungssystem nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsteilerkette (R\, R2, A3 ... R_n) des adaptiven Funktionsgenerators (30) eine derart gewählte, vorbestimmte Abstufung aufweist, daß sich bei der sequentiellen Änderung der Teilung des summierten Signals am Anfang zunehmende und zum Ende hin wieder abnehmende Spannungsänderungsschritte derart ergeben, daß ein S-förmiger Verlauf des Rückführungssignals (y,') mit waagerechter Asymptote in Abhängigkeit von der Anzahl der durchschaltenden Takte des Taktgebers (26) entsteht.

5. Deltamodulations-Signalübertragungssystem nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß durch die Logikschaltung (40) das Schieberegister (42) bei jeder Zustandsänderung des Binärsignals (B,)zm Ausgang(28)der Kodierschaltung(16) derart zurückstellbar ist, daß die Aufschaltfolge der Abgriffe der Spannungsteilerkette (Ru R2, R3... R_n) und damit die sequentielle Änderung der Spannungsteilung neu mit dem ersten Gatter (44) bzw. dem ersten Abgriff der Spannungsteilerkette (R\, Ri, R^... R_n) beginnt.

6. Deltamodulations-Signalübertragungssystem nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Logikschaltung (40) derart ausgelegt ist, daß durch sie nur ein Weiterschieben der Bits im Schieberegister (42) um eine Stufe bei jeder Taktperiode des Taktgebers (26) bis zur nächsten Pegeländerung des Binärsignals (Besteuerbar ist

7. Verwendung einer DeJtamodulations-Signalübertragungseinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6 in einem Fernsehaufzeichnungs- und/oder -Wiedergabesystem, dessen Aufzeichnungsmedium die Aufnahme bzw. Wiedergabe der anfallenden binären Daten gestattet