DE2023570A1

DE2023570A1 - Einseitenband-Modulationssystem

Info

Publication number: DE2023570A1
Application number: DE19702023570
Authority: DE
Inventors: Sidney Passaic Township N.J. Darlington (V.St.A.)
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1969-05-15
Filing date: 1970-05-14
Publication date: 1970-11-19
Also published as: SE353631B; GB1304606A; US3573380A; BE750275A; CA944876A; JPS5122771B1; DE2023570C2; FR2047800A5

Description

Western Electric Company Incorporated Darlington, S.

New Yor^ N. Y. 10007V. St. A.

Einseiteriband-Modulationssystem

Die Erfindung betrifft ein Einseitenband-Modulationssystem mit einer Vielzahl von Signalkanälen, denen Basisbandsignale zugeführt werden,

wobei jeder Kanal eine Abtastschaltung zur Abtastung eines zugeführten i

Basisbandsignals, eine Modulations schaltung zur selektiven Modulation des abgetasteten Basisbandsignals und ein Paar von Schaltungszweigen aufweist, von denen jeder Zweig ein Tiefpaßfilter und einen Modulator enthält.

Bei der Nachrichtenübertragung ist' der Wirkungsgrad der Übertragung von grundlegender Bedeutung, der anhand der Bandbreite, der erforderlichen Leistung, der Kompliziertheit der Schaltungen oder anderer brauchbarer Kriterien ermittelt wird. Für einen guten Wirkungsgrad . Λ

ist es erforderlich, daß die zu einer entfernten Stelle zu übertragenden Informationen vor ihrer Übertragung aufbereitet werden. Bei der modernen Nachrichtentechnik beinhaltet die Signalaufbereitung eine Modulation dieser oder jener Art eines informationsbeinhaltenden Signals. Die Modulation ermöglicht nicht nur eine Übertragung bei Frequenzen, die höher als die Frequenzen der informationstragenden Komponenten des Signals sind, sondern gestattet auch die Anwendung des Frequenz-

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multiplexverfahrens, d. h., eine Staffelung der Frequenzkomponenten über ein gegebenes Frequenz Spektrum.

Es ist bekannt, daß das Amplitudenmodulationsverfahren eine unnötig große Bandbreite beansprucht, da bei der Übertragung beider Seitenbänder eines modulierten Signals die doppelte Bandbreite wie bei der Übertragung nur eines Seitenbandes erforderlich ist, und außerdem zu einer Energievergeudung führt, insbesondere deswegen, weil der übertragene Träger keine Information beinhaltet. Bei immer knapper werdender Bandbreite hat man daher eine Modulation angewendet, nämlich die Einseitenbandmodulation, bei der, wie der Name sagt, nur ein Seitenband übertragen wird. Im Hinblick auf einen maximalen Wirkungsgrad bei der Übertragung muß natürli ch die Erzeugung der im Einseitenbandverfahren modulierten Signale so günstig und wirtschaftlich wie technisch vertretbar gemacht werden. Dies gilt insbesondere für große Frequenzmultiplexsysteme, bei denen tausende wenn nicht gar zehn» tausende Einseitenbandmodulatoren eingesetzt sind.

In einem typischen Frequenzmultiplexsystem wird jedes Basisbandsignal einer Vielzahl von zugeführten Basisbandsignalen durch ein im voraus zugeordnetes Kanalmodulations-Untersystem verarbeitet, bevor-es mit allen anderen^, verarbeiteten Basisbandsignalen zur Bildung einer Multi -

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plex-Signalgruppe kombiniert wird. Ein typisches Modulations-Untersystem ist beschrieben in Proceedings of the IEE, Dezember 1956, Seite 1703. In einer solchen Anlage wird das Basisbandsignal über eine einzige Eingängsleitung an zwei parallele Schaltungszweige angelegt, wobei jeder Zweig eine Reihenschaltung aus einem ersten Modulator, einem Tiefpaßfilter und einem zweiten Modulator enthält. Die Ausgangssignale der zweiten Modulatoren werden arithmetisch durch ein Addiernetzwerk zur Bildung einer im Einseitenbandverfahren modulierten Darstellung des zugeführten Eingangssignals kombiniert. Modulatoren der beschriebenen Art verwenden Analogfilter. Die schnelle Entwicklung von integrierten Schaltungen und die Möglichkeit einer umfassenden Integration (large scale integration) digitaler Schaltungen hat dazu geführt, daß Digitalfilter größere Vorteile versprechen als ihre analogen Gegenstücke. Solche Filter sind beispielsweise beschrieben in System Analysis by Digital Computer, Kuo & Kaiser, S. 218, John Wiley & Sons, New York, N. Y. Der direkte Einsatz von Digitalfiltern an Stelle von Analogfiltern führt jedoch zu einem System, bei dem eine unerwünscht hohe Anzahl von Berechnungsschritten je Sekunde erforderlich ist, und zwar wegen der großen Anzahl von Berechnungsschritten je Berechnungszyklus und der großen Anzahl von Berechnungs Zyklen je Sekunde, die zur Vermeidung von Störungen zwischen den Kanälen nötig sind.

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Für die zweckmäßige Herstellung einer Gruppe von Digitalfiltern ist eine Einrichtung erforderlich, die eine Anzahl von Multiplikationsoperationen je Abtastintervall durchführt. Diese Einrichtung sollte einigen oder allen Filtern auf der Grundlage eines zeitlich anteiligen Betriebs gemeinsam sein. Ein solcher Betrieb erhöht jedoch die Frequenz, mit der die Einrichtung die Multiplikationsoperationen ausführen muß. Darüberhinaus wird die erforderliche Multiplikationsfrequenz durch die Notwendigkeit erhöht, Störungen zwischen den Kanälen zu vermeiden.

Die Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, diese Probleme zu beseitir· gen. Sie geht dazu aus von einem Einseitenband-Modulations system der eingangs genannten Art und ist dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilter ein mehrfrequentes Digitalfilter ist, das ein erstes, mit einer ersten vorbestimmten Berechnungsfrequenz betriebenes Digitalfilter und ein zweites, mit dem ersten Digitalfilter in Reihe geschaltetes Digitalfilter aufweist, welches mit einer zweiten vorbestimmten Berechnungsfrequenz betrieben wird.

Erfindungsgemäß wird damit erreicht,, daß die Anzahl der Berechnungsschritte je Sekunde, die bei der digitalen Verwirklichung von Einseitenband-Modulationssystemen erforderlich sind, wesentlich herabgesetzt

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Ein weiterer Vorteil beruht auf der Ausschaltung von Störungen zwischen den Kanälen in Anlagen der beschriebenen Art.

Erfindungsgemäß wird also ein mehrfrequentes Digitalfilter benutzt, genauer gesagt, ein mehrfrequentes Digitalfilter, das ein erstes Digitalfilter aufweist, welches mit einer ersten vorbestimmten Abtastfrequenz arbeitet, und ein zweites, in Reihe geschaltetes Digitalfilter mit einer Abtastfrequenz, die ein vorbestimmtes Vielfaches der ersten Abtastfrequenz ist. Das erste Filter kann ein rekursives Digitalfilter mit niedriger Abtastfrequenz und das zweite Filter ein nichtrekursives Digitalfilter mit hoher Abtastfrequenz sein. Außerdem läßt sich ,erfindungsgemäß eine wesentliche Verkürzung der Berechnungszeit erreichen, indem die zweiten Filter zusammen als eine einzige diskrete Hüllkurve (convolution) verwirklicht werden. Durch eine Neuordnung oder Wiederholung der erforderlichen Berechnungs schritte wird die. Anzahl der Multiplikationsoperationen weiter verringert.

In den Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 eine digitale Verwirklichung eines vielkanaligen Frequenzmultiplex-Einseitenband-Modulationssystems;

Fig. 2A Vielkanal-Störungsprobleme in herkömmlichen Modula- , und 2B /

tions systemen und die Art und Weise, wie diese erfindungsgemäß vermieden werden;

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Fig. 3 ein Mehrfrequenz-Digitalfilter zurVerwendung .-als.ι lief ^; paßfilter in dem System nach Fig. 1;

Fig. 4 . ein Einseitenband-Frequenzmultiplex-Modulations system unter Verwendung von Digitalfiltern entsprechend der Erfindung. _.,_·.-. ,. .

Fig. 1 zeigt ein vielkanaliges Frequenzmultiplex-Einseitenband-Modulations system, bei dem jedes der R Kanalmodulations-Unter systeme eine digitale Verwirklichung eines Einseitenband-Modulators bekannter Art darstellt.

Kurz gesagt wird in jedem Kanal ein zugeführtes Basisbandsignal durch eine Einrichtung 10 abgetastet, durch eine Kommutator-Einrichtung 16 moduliert und zwei Schältungszweigen zugeführt, von denen jeder ein Digital-Tiefpaßfilter 13 a, 13b und einen Produktmodulator 14a, 14b enthält. Die von jedem der R Kanäle in Fig. 1 ausgehenden Signale werden zur Bildung der gewünschten Frequenzmultiplex-Signalgruppe arith-, metisch in einem Addier netz werk 15 kombiniert. Die Modulationssignalquellen für die verschiedenen Produktmodulatoren, beispielsweise 14a, jedes Kanals sind zur Vereinfachung nicht gezeigt. Stattdessen stellt ein an einem Modulator endender Pfeil mit einer erläuternden Angabe ein von einer Hilfssignalquelle bekannter Art zugeführtes, abgetastetes sinusförmiges Signal dar. Jeder Kanal besitzt natürlich eine andere

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Trägerfrequenz w , beispielsweise benachbarte Vielfache von 4000 Hz.

Nimmt man zur Erläuterung ein übliches Basisbandsignal von 4000 Hz an, so würde die grundlegende Nyquist-Abtastfrequenz w 8000 Abtastwerte je Sekunde betragen. Die Aus gangs signale der Digitalfilter enthalten jedoch frequenzverschobene Signale in einer viel größeren Zahl von Durchlaßbändern .als bei entsprechenden Analogfiltern, wie dies in Fig. 2A dargestellt ist. Bei einer Ausgangsabtastfrequenz, die so niedrig wie die Basisband-Nyquist-Frequenz ist, liegen die zusätzlichen Durchlaßbänder so dicht beieinander, daß sie zu Zwischenkanalstörungen in dem Trägersystem nach Fig. 1 führen. Diese Zwischenkanalstörungen lassen sich vermeiden, indem, die Digitalfilter mit einer größeren Zahl von Berechnungszyklen oder Näherungen je Basisband-Nyqui stint ervall betrieben werden, aber dadurch erhöht sich die erforderliche Multiplikationsfrequenz um einen weiteren Faktor. Demgemäß besteht ein Merkmal der Erfindung darin, die Multiplikationsfrequenz zu verringern und die Zwischenkanalstörungen auszuschalten, und zwar in einem Digitalsystem, bei dem eine Vielzahl von Basisbandsignalen zur Bildung einer Multiplex-Einseitenband-Trägersignalgruppe moduliert und kombiniert wird. ·

B*findungsgemäß wird die Multiplikationsfrequenz durch Verwendung

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eines Mehrfrequenz-Abtastverfahrens für jedes der einzelnen Digitalfilter verringert, die in den Kanälen gemäß Fig. 1 benutzt werden. Jedes Kanalfilter 13a, 13b ist in Form von zwei Digitalfiltern 18 und verwirklicht, die entsprechend Fig. 3 in Serie betrieben werden. Das erste Filter 18 arbeitet mit einem Berechnungszyklus je Basisband-Nyquistintervall T und erzeugt einen Aus gangs abtastwert je Nyquistintervall. Das zweite Filter 19 arbeitet mit ν Berechnungszyklen je Nyquistintervall und erzeugt ν Aus gangs abtastwerte je Nyquistintervall, wobei ν eine ganze Zahl ist, die im allgemeinen wenigstens so groß wie die Anzahl der benutzten Modulationskanäle ist, also mindestens gleich R. Betrachtet man die Frequenzabhängigkeit, so erzeugt das Filter 18 mit kleiner Abtastfrequenz die gewünschte scharfe Frequenzgrenze, die für Filter erforderlich ist, welche in brauchbaren Vielkanalsystemen Verwendung finden. Das Filter 19 mit hoher Abtastfrequenz kann einen allmählichen Abfall seiner Frequenzkurve besitzen und damit entsprechend Fig. 2B unerwünschte Durchläßbänder ausschalten. Da das Filter 19 einen allmählichen Abfall seiner Frequenzkurve aufweist, läßt es sich unter Verwendung einer geringeren Anzahl von Berechnungen je Berechnungszyklus verwirklichen. Die einzelnen Durchlaßbänder brauchen nicht flach zu sein, vorausgesetzt, daß ihre Durchlaßband-Verzerrungen komplementär sind. Demgemäß wird erfindungs-

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gemäß der allmähliche Abfall der Frequenzkurve des zweiten Filters, also des Filters 19, unter Verwendung eines Digitalfilters erreicht, dessen Frequenzfunktion verhältnismäßig wenige Polstellen aufweist, wodurch die Anzahl von Multiplikationen für jeden schnellen Berechnungszyklus verringert wird, Die kombinierte Frequenzkurve der Digitalfilter 18 und 19 entspricht natürlich der gewünschten Analogfilter-Kennlinie. Die Ausbildung solcher Digitalfilter ist bekannt. Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich durch Abändern und Transformieren der Digitalfilter 13a und 13b in Fig. 1, die mit ν Berechnungszyklen je Nyqui stint ervall betrieben werden, wie dies im folgenden beschrieben wird. ,

Für jeden Eingangs abtastwert der Filter sind ν vorbestimmte Näherungs-Berechnungszyklen vorhanden, die zu ν Ausgangsabtastwerten führen. Es läßt sich zeigen, daß die Differenz gleichung, die ein solches Digitalfilter beschreibt, folgendermaßen lautet:

MM

ay(n-d}+2_, bJc(n-d) n«l, 2,... ^a *

wobei die Bedingung gilt

χ ■ 0, außer für r « ν ix u«lj 2,... (1)

Dabei entspricht y diskreten Abtastwerten des Ausgangs signals,

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χ diskreten Abtastwerten des Eingangssignals, aund.b sind vorbestimmte Koeffizienten bezüglich der Übertragungsfunktion des gewünschten Filters und M entspricht der Anzahl von Polstellen des Filters. Die Bedingung, daß χ außer für ganzzahlige Vielfache von ν gleich Null ist, stellt eine notwendige Bedingung dar, da ν Ausgangsabtastwerte für jeden Eingangs abtastwert vorhanden sind. Die Gleichung (1) entspricht der folgenden Gruppe von Gleichungen:

• M
z(v n) « - \ a^z( ν [ u-or] ) + x(v u) u«l, 2, ... *(2a)

vM ,

y(n) « V b^zfn-cr) n«l, 2,... (2b)

z(n) ■ 0 außer für r * νu ΐι·1_Λ2,.... (2c)

Physikalisch werden diese transformierten Gleichungen durch ein rekursives Filter mit niedriger Abtastfrequenz, das durch Gleichung (2a) gekennzeichnet ist, in Reihe mit einem nichtrekursiven Filter mit hoher Abtastfrequenz verwirklicht, das durch Gleichung (2b) gekennzeichnet ist. Die Anzahl von Ausdrücken in der durch Gleichung (2b) definierten Summe beträgt zwar vM + 1, aber von diesen Ausdrücken sind bei jder Näherung nicht mehr als M + 1 von Null ver-

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schieden. Folglich lassen sich durch die Gleichungen (2a) und (2b) gekennzeichnete Filter für die in Fig. 3 gezeigten Filter 18 bzw. 19 verwenden. Da die gewünschten Frequenz kennlinien und die definitieven Differenzgleichungen bekannt sind, ist die praktische Verwirklichung solcher Filter und aller anderen, hier offenbarten Filter ohne Schwierigkeiten möglich. Dazu wird beispielsweise auf einen Aufsatz von J.F.Kaiser "Digital Filters" in "System Analysis by Digital (

Computer", Kuo & Kaiser, Seite 218, John Wiley & Sons, New York, N. Y., 1966 hingewiesen. Weitere Vorteile, die sich bei der Verwendung so gekennzeichneter Filter ergeben, beruhen darauf, daß die Filter abgeändert und kombiniert werden können.

Analog läßt sich eine lineare Schaltung entweder als Differentialgleichung oder als Hüllkurvenintegral (convolution integral) beschreiben. Eine entsprechende Digitalschaltung kann eine diskrete Näherung einer dieser Möglichkeiten verwenden. Eine Verwirklichung als diskrete umhüllende (convolution) bezieht jeden neuen Ausgangsabtastwert auf eine lineare Kombination nur des augenblicklichen und des vergangenen Eingangsabtastwertes. Das genaue Hüllkurvenäquivalent einer rekursiven Differenzgleichung endlicher Ordnung erfordert eine Summierung über alle vergangenen Eingangsabtastwerte zurück bis Minus unendlich. Eine in gleicher Weise befriedigende Betriebsweise läßt sich jedoch unter

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Verwendung einer genügend großen endlichen Zahl N von vergangenen Abtastwerten erreichen. Andererseits erfordert die Kombination von Filtern entsprechend den Gleichungen (2a) und (2b) keine solche Näherung.

Wenn die zweiten Filter jedes Paares, d.h., die Filter 19, die oben beschrieben worden sind, und in jedem der R Kanäle nach Fig. 1 verwendet werden, entsprechend Gleichung (b) nichtrekursiv sind, läßt sich ihre Güte durch die diskrete Hüllkurvenformel beschreiben. Da 2R Filter vorhanden sind, (wegen der zwei Wege für jeden der R Trägerkanäle in Fig. 1), kann die umhüllende wie folgt ausgedrückt werden:

η
r*n-N

(k)

J ' « 0, außer für r » vu ix ■ 1,2, . .. (3)

χ
r

ik)

wobei y* ' das Aus gangs signal des Filters k ist, d.h., eines der

(k)

Filter 19 mit der schnellen Abtastzeit η, χ d_as Eingangssignal mit der schnellen Abtastzeit r und W die bekannte Hüllkurven-Bewertungsfunktion. Die Eingangsabtastwerte kommen von vorhergehenden Filtern 18 mit einer Folgefrequenz von l/T Abtastwerten je Sekunde.

ik)
Folglich ist χ^v « 0 außer für ganzzahlige Vielfache von v. Gleichun-

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gen dieser Form lassen sich beispielsweise aus den Gleichungen und (2c) bei nur geringfügigen Änderungen der Bezifferung ableiten.

Das gewünschte Ausgangssignal des Trägersystems mit R Kanälen

I]A

zum Abtastzeitpunkt η läßt sich durch Multiplikation von y * , d. h., des Aus gangs signals jedes Filters 19, mit einem Modulationsfaktor

M^v , beispielsweise der abgetasteten sinusförmigen Funktionen, die als Eingangs signale der Modulatoren 14 in Fig. 1 gezeigt sind, und dann durch Summierung aller entsprechend multiplizierten Signale erreichen, d.h. _a Summieren über die Variable k wie folgt:

2R 2R η

- Γ Mt^k>y^(k) ⁿ L· ^{n n}

S - Γ Mt^k>y^(k)- Γ M« Y W ,«/ (4)

ⁿ L· ^{n n} L· ^rn L· n-r r ' * '

r«n-N

wobei S der modulierten Multiplex-Signalgruppe entspricht. Vertauscht man die Reihenfolge bei der Summierung, so ergibt sich:

2R

B-V¹ M^wx^lÄ\ (5a)

k-1

3 ■ V WB'. (5b)

η /_j n-r n_#r Λ '

r«n-N

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2Ü23570 **

Die Verwirklichung der Gleichungen (5a) und (5b) ist in Fig. 4 gezeigt. Die durch W dargestellte Hüllkurvenfunktion, die, wie oben beschrieben, sich auf die Übertragungsfunktion des gewünschten Filters bezieht, muß nur einmal für jeden Berechnungszyklus statt einmal für jedes der 2R Filter berechnet werden. Demgemäß ist die Multiplikationsfrequenz wesentlich herabgesetzt. Da die in Gleichung (5a) definierte Funktion

B immer dann Null ist. wenn χ Null ist, braucht eine Gruppe von n, r r ^

Koeffizienten B für verschiedene Werte von η entsprechend r * vu nur einmal für jedes Basisband-Abtastintervall berechnet zu werden.

Eine weitere wesentliche Vereinfachung bei der Berechnung von B

läßt sich erreichen, indem Trägerfrequenzen und dazu auf geeignete Weise in Beziehung stehende Abtastfrequenzen gewählt werden. Beispielsweise sind eine Basisband-Abtastfrequenz von 8000 Abtastungen je Sekunde und eine schnelle Abtastfrequenz von 16x8000 Abtastungen je Sekunde für eine Gruppe von 12 Kanälen mit Trägerfrequenzen (72 000 + c4000) Hz geeignet, wobei c ■ 0, 1, ... 11 ist. Dann ist

IB J periodisch in η mit der Periode 32 und braucht folglich nur n, r ι

für 32 Werte von η berechnet zu werden. Außerdem braucht die Berechnung der 32 Werte nicht mehr als 76 Multiplikationen je Basisband-Nyquistintervall zu umfassen, wenn die Werte richtig angeordnet sind.

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2Ü23570 * 15

Das System in Fig. 5, das dem System nach Fig. 1 stark ähnelt, umfaßt daher R Trägerkanäle, von denen jeder Digitalfilter 18a, 18b mit niedriger Abtastfrequenz l/T benutzt. Die Digitalfilter 19 sind dagegen auf kombinierte Weise als diskrete HüUfunktion entsprechend den Gleichungen (3), (4) und (5) verwirklicht. Demgemäß werden die Ausgangssignale der Filter 18a und 18b jedes Kanals an eine Berechnungseinrichtung 25 angelegt, die ein Signal proportional dem durch Gleichung (5a) definierten Produkt B erzeugt. Der Generator 26, der eine Vielzahl

n, r

von Signalquellen enthalten kann, liefert eine Anzahl vorbestimmter

(k)

abgetasteter Modulations signale M . Nach Bildung der Signalfunktion

B durch die Einrichtung 25 wird das Signal an die Berechnungsein·· n, r

richtung 27 gegeben, die ein Signal proportional dem durch Gleichung (5b) definierten Produkt erzeugt. Der richtige Wert für die Hüllkurven-Bewertungsfunktion W wird von der Generatoreinrichtung 28 herkömmlicher Art geliefert. Das sich ergebende Ausgangssignal ist die gewünschte Frequenzmultiplex-Digital-Einseitenband-Signalgruppe. Im Interesse größerer Klarheit sind Zeitsteuerungseinrichtungen, die bekannter Art sind, nicht gezeigt. Die Berechnungseinrichtungen 25 und lassen sich auf bekannte Weise durch eine einfache Kombination von Multiplizier- und Addierschaltungen verwirklichen.

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Claims

Patentansprüche

1. J Einseitenband-Modulationssystem mit einer Vielzahl von Signalkanälen (Fig. 1:1 bis R), denen Basisbandsignale zugeführt werden, wobei jeder Kanal

eine Abtastschaltung (10) zur Abtastung eines zugeführten Basisbandsignals,

eine Modulations schaltung (16) zur selektiven Modulation des abgetasteten Basisbandsignals und

ein Paar von Schaltungszweigen aufweist, von denen jeder Zweig ein Tiefpaßfilter (13) und einen Modulator (14) enthält, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilter ein mehrfrequentes Digitalfilter (Fig. 3: 18,19) ist, das ein erstes, mit einer ersten vorbestimmten Berechnungsfrequenz betriebenes Digitalfilter (18) und ein zweites, mit dem ersten Digitalfilter in Reihe geschaltetes Digitalfilter (19) aufweist, welches mit einer zweiten vorbestimmten Berechnungsfrequenz betrieben wird.

2. Einseitenband-Modulationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Digitalfilter rekursiv und das zweite Digitalfilter nichtrekursiv ist.

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3. Einseitenband··Modulationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste vorbestimmte Berechnungsfrequenz der grundsätzlichen Nyquist-Frequenz des zugeführten Signals entspricht und daß die zweite vorbestimmte Berechnungsfrequenz ein vorgewähltes Vielfaches der ersten Berechnungsfrequenz ist. ,

4. Einseitenband-Modulationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Digitalfilter einen Modulationsfaktor-Generator (Fig. 4: 26) und eine Kombinations schaltung (25) enthält, die das Ausgangs signal des ersten Digitalfilters mit einem Signal aus dem Modulationsfaktor-Generator kombiniert, sowie eine Berechnungseinrichtung (27) mit einem Hüllkurven-Funktionsgenerator (28), die unter Ansprechen auf die Kombinations schaltung die gewünschten modulierten Einseitenbandsignale liefert.

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