DE2329337A1

DE2329337A1 - Einseitenbandsystem zur digitalen verarbeitung einer gegebenen anzahl von kanalsignalen

Info

Publication number: DE2329337A1
Application number: DE2329337A
Authority: DE
Inventors: Maurice Georges Bellanger; Jacques Lucien Daguet; Guy Pierre Lepagnol
Original assignee: Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Current assignee: Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Priority date: 1972-06-15
Filing date: 1973-06-08
Publication date: 1974-01-03
Also published as: JPS555730B2; AU5675873A; GB1418384A; NL175961C; NL175961B; NL7308105A; JPS4952512A; FR2188920A5; BE800931A; SE394846B; CH576730A5; DE2329337C2; US3891803A; CA987742A

Description

FPHN.6 5 5h VlJ/AvoL/\f

Dr. V.:. ■ ' il Sch ο!« Anmelder: J £ ] T."' 2329337

"Einseitenbandsystem zur digitalen Verarbeitung einer gegebenen Anzahl von Kanalsignalen".

Die Erfindung bezieht sich auf ein Einseitenbandsystem zur digitalen Verarbeitung einer gegebenen Anzahl analoger Kanalsignale mit je einer gegebenen Bandbreite.

Diese digitale Verarbeitung kann beispielsweise daraus bestehen, dass eine gegebene Anzahl von Basisbandsignalen (beispielsweise Sprachsignale im

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132933?

Frequenzband von 0 - k kHz) in ein Einseitenband-Frequenzmultiplexsignal umgewandelt werden. Auch kann diese digitale Verarbeitung daraus bestehen, dass ein gegebenes Einseitenband-Frequenzmultiplexsignal in die ursprünglichen Basisbandsignale umgewandelt wird.

Die Einseitenbandsysteme, die sich für die erstgenannte digitale Verarbeitungsform eignen und durch Einseitenband—Frequenzmultiplexsysteme bezeichnet werden, und die Einseitenbandsysteme, die für die zweite der genannten digitalen Verarbeitungsformen geeignet sind und durch Einseitenband-Frequenzdemultiplexsysteme bezeichnet werden, haben jedoch einen ungleichen Aufbau.

Die Erfindung bezweckt nun, ein Einseitenbandsystem der obengenannten Art zu schaffen, das sich für jede der zwei obengenannten digitalen Verarbeitungsformen eignet.

Nach der Erfindung enthält dazu dieses Einseitenbandsystem einen Eingangskreis mit einem Wandler zum Abtasten und Umwandeln der Kanal signale in eine Anzahl digitaler Signale, eine Kaskadenschaltung einer TransformationsanOrdnung und einer digitalen Filteranordnung, welcher Kaskadenschaltung die genannten digitalen Signale zugeführt werden, eine Quelle für eine gegebene Anzahl Filterkoeffizienten, die der genannten digitalen Filteranordnung zugeführt

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-3- FPHN. 655¹+

werden, welche Filterkoeffizienten die übertragungsfunktion eines Tiefpassfilters mit einer Grenzfrequenz, die der Hälfte der Bandbreite der genannten Kanalsignale entspricht, kennzeichnen, eine Quelle für eine gegebene Anzahl Trägerfunktionen, die der genannten Transformationsanordnung zugeführt werden, welche Anzahl Trägerfunktionen wenigstens dem Doppelten der Anzahl Kanalsignale entspricht und durch welche Trägerfunktionen Trägerfrequenzen dargestellt werden, welche Frequenzen je ein gerades Vielfaches der Grenzfrequenz des genannten Tiefpassfilters sind.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Einseitenbandsystem zum Umwandeln eines Frequenzmultiplexsignals in die entsprechenden Basisbandkanalsignale.

Fig. 2 u.a. ein Frequenzdiagramm des Multiplexsignals ,

Fig. 3 die Stossantwort eines Tiefpassfilters und Reihen mit Hilfe dieser Stossantwort verarbeiteter Signalabtastungen,

Fig. k an Hand von Reihen von Abtastungen eine Darstellung der Wirkungsweise eines in Fig. 1 angegebenen Quadraturmodulators,

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-k- FFHN.

Fig. 5 eine detaillierte Ausführungsform eines Rechenelementes nach Fig. 1,

Fig. 6 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise des Rechenelementes nach Fig. 5»

Fig. 7 eine Darstellung eines Einseitenbandsystems zum Umwandeln einer Anzahl Basisbandkanalsignale in ein Frequenzmultiplexsignal,

Fig. 8 und 9 Ubertragungssysteme mit einem Sender und einem Empfänger mit je einem erfindungsgemässen Einzeitenbandsystem.

In Fig. 1 ist ein Einseitenbandsystem dargestellt, das zum Umwandeln eines Frequenzmultiplexes einer Anzahl einseitenbandmodulierter Kanalsignale in die entsprechenden Basisbandkanalsignale eingerichtet ist. Dieses Multiplexsignal liegt beispielsweise im Frequenzband F₁ - F„, d.h. 312-552 kHz und wird durch eine sekundäre Fernsprechgruppen von 60 Fernsprechkanälen mit je einer Bandbreite 0 - Zi f, bzw. k kHz gebildet. Dieses Multiplexsignal, dessen Frequenzdiagramm in Fig. 2a dargestellt ist, wird im System nach Fig. 1 der Eingangsklemme 1 des Eingangskreises 1a zugeführt. Mit nicht belegten Kanälen, von denen mindestens einer an die Frequenz F„ des MuItiplexsignals grenzt, wird eine Gruppe von N Kanälen mit einer Bandbreite AF = NAf gebildet, wobei N vorzugsweise

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eine Zahl entsprechend einer ganzen Potenz von zwei ist. Wie in Fig. 2a dargestellt, belegt diese Gruppe von N Kanälen das Band &F zwischen den Frequenzen F„ und Fr. In dieser Figur sind die Kanäle ausserdem von 0 bis N-1 in Richtung der abnehmenden Frequenzen numeriert. Mit der genannten sekundären Fernsprechgruppe von 60 Kanälen wird eine Gruppe von 6W Kanälen ( = 2 ) durch Einführung von vier nicht belegten Kanälen gebildet, die auf beiden Seiten des Frequenzbandes von 312-552 kHz aufgeteilt sind, wobei diese Gruppe von Sh Kanälen insgesamt das Frequenzband von F„ - Fj, bzw. 30U-560 kHz beansprucht.

Das über die Eingangsklemme 1 eintreffende Multiplexsignal wird dem Demodulator 2 zugeführt um mit Hilfe eines Trägers, dessen Frequenz in der Mitte des nicht belegten Kanals, der an die höchste Frequenz Fi der Gruppe von N Kanälen grenzt, demoduliert zu werden. Für das Multiplexsignal mit dem in Fig. 2a dargestellten Frequenzdiagramm beträgt diese Demodulations-

trägerfrequenz F. = — beispielsweise 558 kHz und

liegt in der Mitte des Kanals Nr. 0. Das Ausgangssignal des Demodulators 2 wird einem Tiefpassfilter 3 zugeführt, das das obere Seitenband des demodulierten Signals eliminiert und dem ein Signal entnommen wird, dessen Frequenzdiagramm in Fig. 2b dargestellt ist. In dieser

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IMCAersN-rrn

Figur sind die Frequenzen in Founder Reziproke der Zeit angegeben. Dabei gilt, dass:

1 N

^f = τρρ und folglich ^F= -^r ist.

Auch im Diagramm nach Fig. 2b sind die

N Kanäle angegeben und von 0 - (N-1) in Richtung der zunehmenden Frequenz numeriert. Der Kanal Nr. 0 belegt dabei jedoch nur noch das Frequenzband von I 0 - jpr J Hz.

In einem Analog-Digital-Wandler k wird das aus dem Filter 3 herrührende Signal mit einer Frequenz 2F=- abgetastet und jede Abtastung in ein Kodewort von beispielsweise zwölf Binärelementen (Bits) umgewandelt.

Die Reihe kodierter Abtastungen wird danach mit der Frequenz ;p im Eingangskreis la einem Reihen— Parallel-Wandler 5 zugeführt, der 2N verschlungene Reihen von Abtastungen liefert, die 2N Registern r , r , ... r , mit je einer Kapazität, die einem Kodewort entspricht, zugeführt werden. Der Inhalt sämtlicher Register wird gleichzeitig und im Takte eines Leseimpulssignals L mit einer Frequenz -r= einer durch 2N Rechenelemente A , A.., ... A„„ . gebildeten Digitalfilteranordnung zugeführt, der von einem Speicher herrührende Filterkoeffizienten zugeführt werden, die ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz -τ-τ- kenn-

zeichnen. Durch diese Rechenelemente A werden mit einer Frequenz -^= Summensignale erzeugt, die je der Summe

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ORlQlMAL INSPECTED

von Produkten diesen Elementen zugeführter Abtastungen und Filterkoeffizienten proportional sind. Die Ausgänge C » tfλ » · · · O^pvr λ dieser Rechenelemente werden einer Transformationsanordnung in Form einer schnellen Fourier-Transformationsanordnung 7 zugeführt, der von einem Speicher 6a herrührende Trägerfunktionen zugeführt werden und die an jeder ihrer N unabhängigen Paare von Ausgangsleitungen P _: P₁, ... P^ , zwei Reihen von Abtastungen liefert, welche Abtastungen mit einer Frequenz -^r auftreten und von welchen Paaren von Reihen jeweils eine Reihe dem Phasenanteil des Signals in einem Kanal entspricht und wobei jeweils die andere Reihe dem Quadraturanteil des Signals im betreffenden Kanal entspricht. Um jeweils aus zwei derartiger Reihen das entsprechende Basisbandkanalsignal zu erhalten, sind die Ausgangsleitungen an eine Demodulationsanordnung 3a angeschlossen und ist insbesondere jedes Paar von Ausgangsleitungen P an einen Quadraturdemodulator d , d.., ... d angeschlossen, die je mit einer Frequenz — Abtastungen eines Basisbandkanalsignals liefern.

Bevor detailliert auf die Wirkungsweise des Systems nach Fig. 1 eingegangen wird, wird angegeben, welche Bearbeitungen durchgeführt werden müssen um das gesetzte Ziel zu erreichen.

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ORIGINAL INSPECTED

Damit auf ideale Art und Weise aus dem Gesamtsdgnal, dessen Frequenzdiagramm in Fig. 2b dargestellt ist, derjenige Teil, selektiert wird, der im Frequenzband von O - jps liegt, entsprechend den Kanal Nr.0, muss ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz τ-— und einer übertragungsfunktion der Form, wie diese in Fig.2c dargestellt ist, verwendet werden. Bekanntlich hat die Stossantwort eines derartigen idealen Tiefpassfilters mit dieser Übertragungsfunktion eine Form, die gegeben wird durch die Funktion:

^Sin

Diese in Fig. 3a näher dargestellte Funktion hat einen Maximalwert im Zeitpunkt t = 0 und ist Null in den Zeitpunkten n.2T, wobei η = _+ 1 , _+ 2, _+ 3» ··· · Digitales nicht-rekursives Filtern bedeutet

dabei das Konvoluieren der mit einer Frequenz — auftretenden Abtastungen des Multiplexsignals mit der Stossantwort des Filters. Werden mit a. die Abtastungen der Stossantwort des Filters in den Zeitpunkten, wo die Abtastungen S. des Multiplexsignals auftreten, angegeben, so bedeutet dieses Filtern das Durchführen der nachfolgenden mathematischen Bearbeitung:

Co = /__ a_± S₁ (1)

i = -Q

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-9- FPHN.0554

in der Q eine ganze Zahl ist, entsprechend der Anzahl Abtastungen a. der Stossantwort, welche Abtastungen nachfolgend als Filterkoeffizienten bezeichnet werden.

Diese Gleichung (i) kann jedoch in eine andere Form gebracht werden, die sich aus der in Fig. 3b dargestellten Abtastungenreihe des Multiplexsignals und der in Fig. 3a dargestellten Stossantwort des zu verwirklichenden digitalen Tiefpassfilters herleiten lässt,

Diese Reihe mit einer Frequenz — auftretender Abtastungen beschränkt sich auf die Abtastungen, die in einem Gesamtzeitintervall von 2P Zeitintervallen 2T auftreten, die um die Zeit t = 0 symmetrisch verteilt sind. Die P χ 2N Abtastungen, die an der Seite der positiven Zeit liegen und die zentrale Abtastung So umfassen, werden durch S. _OK, bezeichnet, wobei i = 1, 2, 3, ···» 2N-1 ist und auf diese Weise jede der 2N Abtastungen innerhalb des Zeitintervalls 2T kennzeichnet. In diesem Ausdruck nimmt weiter k alle ganzen Werte von 0 bis P - 1 an und kennzeichnet damit also jedes der P Zeitintervalle, die an der Seite der positiven Zeiten liegen. Die P χ 2N Abtastungen, die an der Seite der negativen Zeiten liegen, werden ebenfalls durch S, „ bezeichnet, wobei k = -1, -2, -3, ··· -P ist. Auf entsprechende Weise können die Filterkoeffizienten, die im Auftritts-Zeitpunkt der Abtastungen des Multiplexsignals die

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-10- FPHN.5

Werte der Stossantwort kennzeichnen, durch a. dargestellt werden. Durch Einführung dieser Schreibart kann die Gleichung: (i) wie folgt geschrieben werden:

2N-1 P-1

Co = > > a. ._ S_{i + 2Nk}

2

= o " k■ = -P

Um aus dem MuItiplexsignal, dessen Frequenz— diagramm in Fig. 2 dargestellt ist, denjenigen Teil zu selektieren, der im Frequenzband von jpr - -r-£ liegt, welcher Teil dem Kanal Nr. 1 entspricht,muss ein Filter mit einer Übertragungsfunktion der Form, wie diese in Fig. 2d dargestellt ist, verwirklicht werden; d.h. ein Bandpassfilter mit einer Zentralfrequenz -^r- und mit einer Bandbreite -τ= . Die Übertragungsfunktion eines derartigen Filters ist, bekanntlich, die des Tiefpassfilters nach Fig. 2c, jedoch einer Frequenzverschiebung von fo =' -^r ausgesetzt. Bekanntlich ist eine Frequenzverschiebung von fo der übertragungsfunktion eines Filters einer Multiplikation der Stossantwort desselben mit cos— für den Phasenanteil und mit

2 K t
-sin für den Quadraturanteil gleichwertig.

i · 2T In den Zeitpunkten t = —~ , wobei

i = 0, 1, 2, ... 2N-1 ist, werden auf diese Weise der Phasen- und Quadraturanteil der Stossantwort des in Fig. 2d dargestellten Filters durch die nachfolgenden Formeln gegeben:

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2Tt i. 2Τ\ ) ( 2?Γ i . 2T

' 2Τ 2Ν

so dass der Phasenanteil 'X ₁ des Ausgangssignals des Filters gegeben wird durch:

2N-1 P-1_

2 /^i

, ^ „ ^ai+2Nk ' ~"~ 2Ν ' ~i+2Nk ι=ο k=-P

und der Quadraturanteil /^?> ₁ durch:

Λ = 2_ i_ a_{± 2Nk} * ^{Sin 2N} * ^Si ₊ 2Nk i=o k=-P ¹⁺

Da in diesen Ausdrücken für den Phasen- und Quadraturanteil des Ausgangssignals des Filters die Argumente der goniometrischen Funktion durch die Wahl der Zentralfrequenz des Filters als gerades Vielfaches der Grenzfrequenz des Tiefpassfilters nach Fig. 2c ausschliesslich von der Veränderlichen i abhängig sind und von der veränderlichen k unabhängig, können diese Ausdrücke wie folgt geschrieben werden:

2N- 1 P- 1

i=o k = -P

2N-1 P-1

Λ ⁼ - l ^Sin "2N

^ai+2Nk * ^Si+2Nk

i=o k=-P

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Um gleichzeitig die Phasen- sowie Quadraturanteile des Signals zu bestimmen, wird das nachfolgende Komplexsignal betrachtet:

2N-1 P-1

C₁ = A₁ + j β_λ = / expf-j2£i/2N \ a_{i +} 2Nk. S_{± +2Nk} (3)

i=o k= -P

Auf analoge Weise lässt sich herleiten, dass das Signal im n.Kanal aus dem MuItiplexsignal selektiert werden kann und zwar mit einem Bandpassfilter, dessen Zentralfrequenz gleich dem η-fachen der Grenzfrequenz •ψ? des Tiefpassfilters nach Fig. 2c ist. Das Ausgangssignal C des Filters für diesen η «-Kanal ist dem-

n
entsprechend:

2N-1 P-1

Cn = 2exp[-J2rin/2Nj ^*_i+2Nk · i=o k= -P

Und für den letzten Kanal Nr. 1 :

2N-1 P-I

^CN-1 =/_ exp[-J2/T(N-i)i/2NJ

i=o k= -P

In diesen Ausdrücken (2), (3)» (^) und (5)

für C , C₁, ... C ... C ist die zweite Summierung ο 1 η _N_ -, ^e

immer die gleiche.

Vorausgesetzt wird nun:
P-I

¹ / ^ai+2Nk * ^Si+2Nk

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so können die Ausdrücke für C, C C ... C„_r „

ο' 1 η N-1

geschrieben werden wie:
2N-1

C=/ CT.

I=O

2N-1

₁ expi-j2/Ti/2Nj

I=O

(7) 2n-1

. i=o

/2Ν

2N-1

\ (T_± βχρΓ-α2ίΓΐ(Ν-ΐ)2Νΐ

Die Ausdrücke für C , C₁, ...C ... C_XT

οι η N-1

stellen dabei in komplexer Form die Signale in den Kanälen O, 1... η ... N-1 dar und die Koeffizienten C , C , ... C ... C.^ können als komplexe Fourierkoeffizienten des Multiplexsignals interpretiert werden, Diese Koeffizienten C , C₁, ... C ...C_n.. haben einen Realteil <A , c< .. , ... c\_n . . . o( „ ₁ und einen Imaginärteil A_Q* /*i » ··· A_n * * * /3 N-1 * ^{wobei der} Realteil ^ dem Phasenanteil des Signals im Kanal Nr. η und der Imaginärteil A dem Quadraturanteil des Signals in diesem Kanal entspricht.

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-■\k-

FPHN.6 554

Durch Einführung der Grosse W = jexp -j/t/N,| können die Gleichungen (7) ebenfalls wie folgt in Matrix form geschrieben werden:

C	ο
	1
C
•
•
•
C	η

• •	N-I
• C

(2Ν-1)

r 1

(2N-1)n

N-1

_W2(N-1 _W(2N- I)(N-I)

(T

2N-1

In dem in Fig. 1 dargestellten System werden diese komplexen Fourierkoeffizienten C , C , ... C wie folgt berechnet:

Wie bereits erwähnt, liefert der Reihen-Parallel-Wandler 2N parallele Reihen von Abtastungen, welche Abtastungen innerhalb jeder Reihe mit einer Frequenz —— auftreten und welche Reihen untereinander eine Phasenverschiebung

— aufweisen. Dadurch, dass die Abtastungen des Multiplexsignals nach Fig. 2b auf die in Fig. 3t> dargestellte Weise durch S. _-„ bezeichnet werden, entsprechen die Abtastungen, die an einem bestimmten Ausgang des

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Wandlers 5 auftreten, einen bestimmten Festwert für die Veränderliche i, aber die nacheinander an diesem Ausgang auftretenden Abtastungen weichen in ihrem Wert vom veränderlichen Index k ab.

Zur Erläuterung sind in Fig. 3c die Abtastungen angegeben, die vom Wandler 5 geliefert werden und die dem Festwert für i, nämlich i = O entsprechen und wobei k von -P bis P-1 veränderlich gewählt worden ist.

In Fig. 3d ist eine derartige Reiho von Abtastungen für einen bestimmten Wert von i und einen von —P bis P—1 veränderlichen Wert k angegeben; d.h. eine Reihe von Abtastungen, die durch die Ausgangsleitung i des Wandlers 5 geliefert wird.

Diese 2N Reihen von Abtastungen, die in den I egistern r - r _{N 1} eingeschrieben sind, werden gleichzeitig den 2N Rechenelementen A. des digitalen Tiefpassfilters 2a zugeführt. In diesen Rechenelementen werden die Abtastungen entsprechend dem Ausdruck (6) mit den Filterkoeffizienten a. _Q1(JV zum Erzeugen der durch diesen Ausdruck (6) definierten Summensignalabtastungen \f . multipliziert.

Es sei bemerkt, dass der Speicher 6, in dem alle Filterkoeffizienten a. „„, gespeichert sind, durch einen sogenannten "ROM"-Speicher d.h. einen

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"read only memory" Speicher, dem die 2N Koeffizienten mit einer Frequenz —— entnommen werden, gebildet werden kann.

Auch sei bemerkt, dass in der beschriebenen Ausführungsform, wobei sämtliche Rechenelemente gleichzeitig arbeiten, dieselben Koeffizienten in unterschiedlichen Rechenelementen verwendet werden können, so dass in der Praxis der Speicher eine geringere Kapazität haben kann als die, die den 2NP-Koeffizienten entspricht.

Die Summensignalabtastungen 1* , CT ... ^_ΡλΓ werden der schnellen Fourier-Transformationsanordnung zum Durchführen der durch die Gleichungen (7) oder (8) definierten Bearbeitungen zum Bestimmen der komplexen Fourierkoeffizenten C , C₁ ... C zugeführt. Als schnelle Fourier-Transformationsanordnung kann jede handelsübliche schnelle Fourier-Transformationsanordnung benutzt werden. Die Wirkungsweise einer derartigen Transformationsanordnung ist beispielsweise in dem Artikel von Bellanger und Bonneval in "l'Onde Electrique" Heft hB>, Nr. 500, November I968 beschrieben worden. Diese Transformationsanordnung liefert die N komplexen Fourierkoeffizienten, zu deren Bestimmung nur eine minimale Anzahl von Multiplikationen erforderlich ist, welche Anzahl gleich 2N log2N ist in

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dem Fall, wo N eine Potenz von zwei ist. Die im schnellen Fourier-Wandler verwendeten Koeffizienten cos —— können ausser durch einen gesonderten Speicher 6a auch durch den Koeffizientenspeicher 6 geliefert werden, der zum Gebrauch in Kombination mit den Rechenelementen bereits eine grosse Anzahl von Koeffizienten enthält mit einem Wert zwischen -1 und +1. Die schnelle Fourier-Transformationsanordnung 7 liefert nun mit einer Frequenz ~gr an den N unabhängigen Paaren von Ausgangsklemmen PjP₁ ... p„ Abtastungen des komplexen Fourierkoeffizienten C , C₁ ... C . Die zwei Ausgangsklemmen jedes Paares, beispielsweise die zwei Klemmen ρ ₁ und ρ _ des Paares ρ , liefern die Abtastungen des Realteils Λ. bzw. des Imaginärteilsβ des komplexen Koeffizienten C . Wie bereits bemerkt, bilden die Abtastungen ^' den Phasenanteil y ( t ) des Signals im Kanal Nr. n, und dieser Anteil kann bekanntlich in der nachstehenden Form geschrieben werden:

O-(t) =J(t) cos ^j- ₊ J_q (t) sin ^f (9)

Darin stellt /7 (t) das Elementarsignal im Kanal Nr. η und /J q(t) das Elementarquadratursignal dar.

Die Abtastungen /) sind, wie ebenfalls bereits erwähnt, Abtastungen des Quadraturanteils i3^q( t) des Signals im Kanal Nr. n, welcher Anteil in der nachstehenden Form geschrieben werden kann:

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^f-q(t) =/5(t) sin !£*—/) q(t) cos -^ (10)

Die Demodulatoren do, di ... d._T . , die mit

¹ N— 1

den Paaren von Ausgängen der Transformationsanordnung 7 verbunden sind, liefern nun mit Hilfe der Signalanteile T (t) und ¹J q(t) die Abtastungen des Elementarsignals 7) (t), welche Abtastungen entsprechend der Shannonschen Hauptformel mit einer Frequenz — auftreten müssen. Die gleichwertige analoge Methode (Methode von Weaver), die es ermöglicht, das Elementarsignal f (t) zu erhalten ausgehend von den beiden Anteilen -J (t) undCq(t), besteht darin, dass jeder dieser Anteile zunächst gefiltert und danach mit untereinander um 90° phasenverschobenen Trägersignalen j _■ τ · _. ^ i_ -x. 2"jt _, . 2/Tt demoduliert werden; d.h. mit cos —rr und sm , wonach die beiden Ausgangssignale zusammengefügt werden.

Die Demodulatoren do, d^ ... d bilden nun eine digitale Übersetzung des bekannten Analog-Quadratur-Demodulators· In der in Fig. 1 dargestellten digitalen Ausbildung der Quadraturdemodulatoren wird jedoch nur ein Digitalfilter verwendet, für das ein Filter vom nicht-rekursiven Typ gewählt werden kann. An Hand des in Fig. 1 dargestellten Demodulators d_n und der Diagramme nach Fig. h wird der Demodulationsprozess näher erläutert. In dieser Fig. h ist bei a_ eine Reihe von sechs Abtastungen ^c* angegeben, welche

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-19- FPHN. 655*+

Abtastungen mit einer Periode 2T auftreten und im Demodulator einem Verzögerungskreis 8 zugeführt werden, der die Reihe über eine konstante Zeit LT verschiebt, die ein Vielfaches von 2T ist und auf diese Weise eine in Fig. kb dargestellte Reihe von Abtastungen c^¹ liefert. Die Reihe von Abtastungen A , die ebenfalls mit einer Periode 2T auftreten, ist in Fig. ^c dargestellt; diese Abtastungen werden einem digitalen Tiepfassfilter 9 vom nicht-rekursr.ven zugeführt, das beispielsweise in der französischen Patentschrift Nr. 2.055.908 beschrieben worden ist. Dieses Filter 9 ι das eine Grenzfrequenz γρτ hat, liefert mit einer Verzögerung &T die in Fig. kd dargestellte Reihe von Abtastungen O₃ ' . Diese Abtastungen werden durch die Summe der Produkte der Abtastungen /$ und der Filterkoeffizienten, welche die Werte der Stossantwort des Filters in den Zeitpunkten angeben, die nicht mit den Auftrittszeitpunkten der Abtastungen .3 zusammenfallen, sondern in Zeitpunkten, die jeweils in der Mitte zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastungen /3 liegen, bestimmt, wodurch auf diese Weise ebenfalls die Abtastungen & · jeweils in der Mitte zwischen zwei

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-20- FPHN.(>55>

aufeinanderfolgenden Abtastungen ,0 auftreten. Die Filterkoeffizienten für dieses Filter können mit Vorteil dem Speicher 6 entnommen werden, der ja für das Filter 2a die Koeffizienten enthält, die ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz —τ kennzeichnen.

Die beiden Reihen κ ' und A ' werden

η · η

danach einer Anordnung 10 bzw. einer Anordnung 11 zugeführt, welche Anordnungen jeweils das Vorzeichen jeder zweiten Abtastung umkehrt, was, in Anbetracht der Tatsache, dass die beiden Reihen 'X, und yt? gegenübereinander um eine Zeit T verschoben sind, das digitale Äquivalent einer Modulation durch zwei gegenübereinander um 90° phasenverschobene Trägerwellen ist, mit je einer Frequenz von 777Γ· Man hat in Fig. he und hf die beiden auf diese Weise erhaltenen Reihen dargestellt. Darin bezeichnen die + und -Zeichen die Polarität der betreffenden Abtastung. Diese beiden Reiien werden danach in einer Zusammenfugungsanordnung zusammengefügt, welche Anordnung die in Fig. ^g dargestellten Reihen von Abtastungen liefert. Auf diese Weise wird am Ausgang des Demodulators d mit einer Frequenz — auftretende Abtastungen das Elementarsignals h (t) erhalten, welches Signal durch den Kanal Nr. η befördert wird.

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Alle in Fig. 1 dargestellten Quadraturdemodulatoren sind identisch und funktionieren auf die gleiche Art und Weise. Alle liefern gleichzeitig mit einer Frequenz — Abtastungen der unterschiedlichen elementaren in den Kanälen beförderten Signale. Im obengenannten Beispiel, das sich auf ein Frequenzmultiplex einer Gruppe von 6o Fernsprechkanälen bezieht, erhält man am Ausgang der 6o Demodulatoren die mit einer Abtastfrequenz von 8000 Hz auftretenden Abtastungen der 60 je im Frequenzband vnn 0-^OOOHz zurückgeführten Basisbandsignale.

In Fig. 5 ist auf schematische Weise ein Ausführungsbeispiel eines im Filter 2a verwendeten Rechenelementes A. dargestellt, das die Abtastungen X. liefert, welche Abtastungen entsprechend der Gleichung (6), d.h. unter Verwendung einer Reihe von 2P Abtastungen, die am Ausgang des Registers r. auftreten und 2P Filterkoeffizienten einer Gruppe von 2NP Koeffizienten eines Tiefpassfilters bestimmt werden. In Fig. 3d ist diese Reihe von 2P Abtastungen dargestellt entsprechend:

^Si-2NP, ^Si-2N(P-1)' ·*· ^Si' *·· ^Si+2N(P-2y ^Si+2N(P-1)* Die Filterkoeffizienten sind auch hier die

Werte der Stossantwort nach Fig. Ja in den Augenblicken, in denen diese Abtastungen auftreten. Diese Koeffizienten

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-22- FPHN.655^

werden mit Hilfe desselben Indexes wie das der Abtastungen bezeichnet, beispielsweise durch ^ai-2NP' ^ai-2N(P-i)' *·· ^ai' *·· ^ai+2N(P-2)' ^&i+2N(P-i) Eine Abtastung ζ) . , die mit Hilfe dieser 2P Eingangsabtastungen und dieser 2P Koeffizienten bestimmt wird, hat den Wert:

Im Anordnung nach Fig. 5 werden die Abtastungen über eine Eingangsklemme 13t eine Kaskadenschaltung eines UND-Tores 15 und eines ODER-Tores einem Schieberegister Ik zugeführt. Der Ausgang dieses Schieberegisters "\k ist über ein UND-Tor und das ODER-Tor 16 mit seinem Eingang verbunden. Das Tor 15 wird während der Zeit, die durch ein Steuersignal bestimmt wird, das einer Eingangsklemme zugeführt wird, geöffnet. Das Tor 17 wird durch Verwendung eines Inverters 19 beim Fehlen dieses Steuersignals geöffnet, so dass das Register 1U dann als dynamischer Speicher wirksam ist. Das UND-Tor ist weiter noch mit einem Eingang 23 versehen, über den es möglich ist, die im Speicher gespeicherte Zahl abzubrechen, was nachstehend noch näher erläutert wird.

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Der Ausgang des Registers 1^ ist mit einem ersten Eingang von 2P UND-Toren X₁, x„ ... *₉p verbunden, die je einen zweiten Eingang haben, der mit dem Koeffizientenspeicher 6 verbunden ist und dem

^li-2NP' ^ai-2N(P-i)' *·* ^ai+2N(P-i) zugeführt werden. Der Ausgang jedes dieser UND-Tore ist mit einem Eingang einer Addieranordnung B₁, B„, ... B_ verbunden, von welchen Addieranordnungen die Ausgänge an Eingänge von 2P Schieberegistern R₁, Rp, ... R_? angeschlossen sind. Der Aufgang des Registers R₁ ist dabei mit einem zweiten Eingang der Addieranordnung B₁ über das UND-Tor y^ und die Ausgänge der Register R_, R_, ... R_?p sind mit einem zweiten Eingang der Addieranordnungen B₂, B„, ... bzw. B_ über die UND-Tore y„, y„, ... bzw. y_pp und die ODER-Tore 0 , 0„, ... bzw. 0 verbunden. Die UND-Tore y ·, » y?» ··· y?p ^si^n<i dabei beim Fehlen des Steuersignals, das der Eingangsklemme 18 zugeführt wird, geöffnet. Zum Schluss ist der Ausgang jedes der 2P-1 ersten Register R₁, R„, ... R~_p _Λ ausserdem mit dem zweiten Eingang der Addieranordnungen B_, B_ ... B über die UND-Tore Z₁, Z₂, ... ζ und die ODER-Tore O₂, 0„, ...0₂p verbunden. Der Ausgang des letzten Registers R_?p i^s* über ein UND-Tor ζ an die Ausgangsklemme 20 des Rechenelementes angeschlossen.

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-2h- FPHN.

Die UNDIbre ζ , ζ , ... ζ sind dabei während der Zeit, in der das der Klemme 18 angebotene Steuersignal vorhanden ist, geöffnet.

Die kodierten mit einer Periode 2T auftretenden Abtastungen, die über die Eingangsklemme 13 dem Rechenelement zugeführt werden, bestehen je aus PCM-Wörtern einer bestimmten Anzahl (beispielsweise 12) Bits, die in Reihe und im Takte eines Ortstaktimpulses bei diesem Eingang I3 eingeführt werden, wobei das Bit mit der kleinsten Gewichtung vorangeht. Die 2P sogenannten Multiplikationsregister R₁, R , ... R_?p enthalten je eine Anzahl D-| Elemente, die grosser ist als die Anzahl Bit einer Abtastung. Das Register 1U enthält eine Anzahl D_p Elemente, die D -1 gleich ist. In einem praktischem Fall werden diese Grossen beispielsweise D₁ = 20 und Dp = 19·

Die Wirkung der Anordnung nach Fig. 5

erfolgt unter Ansteuerung des der Klemme 18 zugeführten Steuersignals. Dieses Signal, das dieselbe Periode 2T hat wie die Abtastungen, ist in Fig. 6a anfangend in dem Augenblick t in dem am Eingang 13 das erste Bit der ersten Abtastung S. .„ angeboten wird, dargestellt. Während eines ersten Zeitintervalls (t^, t¹..), in dem das Steuersignal einen Wert hat, der durch "1" bezeichnet wird, wird das Tor 15 geöffnet, das Tor

30988 1/08?A

-25- FPHN. 055²+

gesperrt und dieses Bit der Abtastung S. „_Np in das Register 14 im Takte eines Ortstaktimpulses eingeführt. Im gewählten Beispiel beträgt das Intervall (t, t') 16 Taktperioden. In dem Augenblick t' erscheint das erste Bit und zwar das Bit mit der kleinsten Gewichtung der Gesamtanzahl von D₁ = 20 Bit am Ausgang des Registers 14, welches Bit danach dem ersten Eingang jedes der TJND-Tore X₁, x„, ... χ zugeführt wird.

In dem Augenblick t · .. nimmt das Steuersignal einen Wert an, der durch "0" bezeichnet wird. In dem Augenblick wird das Tor 15 gesperrt und das Tor 17 geöffnet. Ausser durch das Steuersignal wird das UND-Tor auch durch ein an seinem Eingang 23 auftretendes Sperrsignal gesperrt, das mit einer Periodizität entsprechend D₁ Ortstaktimpulsen auftritt und jeweils dieses UND-Tor 17 sperrt, wenn am Ausgang des Registers Ik das Bit mit der kleinsten Gewichtung auftritt. So arbeitet vom Zeitpunkt t' bis zum Zeitpunkt t„, in dem wieder eine "1" des Steuersignals auftritt, der Speicher lh als dynamischer Speicher, wobei in jeder Periode gleich D₁ Ortstaktimpulsen das gespeicherte Wort durch zwei geteilt wird.

Da während dieses Intervalls (t'_t t„) die Tore Z₁, z„ ... ζ gesperrt sind, wodurch die

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Ausgänge der Register R₁, R₂, ... R nicht an den Ausgang 20 angeschlossen sind, während die Tore Y₁ , y₂ ··· y_?p nicht gesperrt sind, arbeiten die Register R₁ - R~p ^al^s dynamischer Speicher. In diesem Zeitintervall (t' , t ) werden die Multiplikationen der Abtastung S. _?NP mit den Koeffizienten ^ai-2NP, ^ai-2N(P-i)··* ^ai₊2N(P-i) durchgeführt, so dass im Zeitpunkt t„ in jedem Register R₁ - R_pp ein Wort eingeschrieben ist, das durch die Summe eines durch Multiplikation erhaltenen Wortes und eines im Register bereits eingeschriebenen Wortes gebildet wird.

Während dieses Intervalls (t' .. , t„) werden die Bits der Filterkoeffizienten dem Speicher 6 entnommen und in Reihe dem zweiten Eingang der Tore x-j, Xp, ... x„_p zugeführt, wobei das Bit mit der grössten Gewichtung vorangeht. Die Anzahl Bits jedes Koeffizienten ist beispielsweise gleich 12 und die Dauer jedes Bits beträgt beispielsweise zwanzig Ortstaktimpulse, was der Dauer von D₁ Taktperioden der Register R₁- R„_p entspricht. In Fig. 6 ist auf schematische Weise angegeben, wie im Register R das Produkt a_±__2Np, S_±__2Np = (a.S)_±__2Np verwirklicht wird. Dazu ist in Fig. 6 bei b eine Reihe von 12 Bits e.. , e₂f ··· e.p des Koeffizienten a. p„_p dargestellt,

309881/0874

-27- PHN.

welche Reihe dem zweiten Eingang 21 des Tores χ zugeführt wird. Während der Zeit, in der das erste Bit e mit beispielsweise der grössten Gewichtung diesem Eingang 21 angeboten wird, erscheinen alle Bits der Abtastung S. _ΡλΓΡ am ersten Eingang 22 des Tores X₁ und abhängig davon, ob e. den Wert "1" oder "0" hat, wird die Abtastung (in Wortform) gegebenenfalls im Register R eingeschrieben. Dabei wird davon ausgegangen, dass dieses Register am Anfang der Multiplikationsoperation leer ist. In der durch die zwanzig Taktperioden gebildeten Periode, während dei das zweite Bit e_p des Filterkoeffizienten dem UND-Tor X₁ zugeführt wird, liefert, in Anbetracht der Tatsache, dass das Register 14 nur neunzehn Elemente enthält, dieses Register dem zweiten Eingang 22 des Tores X₁ ein binäres Wort, das dem Halbwert der zuletzt betrachteten Abtastung S. owp entspricht. Abhängig davon, ob das Bit e₂ den Wort "1" oder "0" hat, führt das

Tor x. diesen halbierten Abtastungswert 4-S . „,._, 1 oi 1-2NP

gegebenenfalls einem Eingang der Addieranordnung B₁ zu, der über den anderen Eingang der zuletzt betrachtete Abtastungswert S. zugeführt wird, welcher Wert in R₁ eingeschrieben ist. Diese Addieranordnung B bildet nun die Summe der beiden zugeführten Abtastungswerte S. _9λΓΡ und -^S. pwp > welche Summe im Register R₁ eingeschrieben wird.

309881/087Ü

Dieser Prozess wird danach mit Hilfe der

übrigen Bits des Filterkoeffizienten a. wiederholt, wobei der Wert der Abtastung jeweils durch Verschiebung gegenüber dem zuletzt verwendeten Wert halbiert wird, so dass im Zeitpunkt t„ im Register R₁ das vollständige Produkt a. .S. eingeschrieben ist.

In diesem ersten Intervall (t¹ , t ) wird gleichzeitig die Multiplikation der Abtastung S.

^Li_2N(P-i)' * * ^ai+2N(P-i) dadurch durchgeführt, dass auf dieselbe Art und Weise die Register R„ ... R_?p verwendet werden, die mit einem Ausgang an eine Addieranordnung B_? - B angeschlossen sind, wobei der einzige Unterschied aus der Tatsache besteht, dass diese Register im allgemeinen im Anfangszeitpunkt t' des Intervalls nicht leer sind, so dass jedes Register am Ende des Intervalls im Zeitpunkt t„ seinen anfänglichen Inhalt enthält, vermehrt um das Resultat der Multiplikation. Zum Bestimmen des Wertes der Abtastung (J" . reicht es jedoch, den Inhalt des Registers R₁ im Zeitpunkt t dieses Intervalls anzugeben. Dieser Inhalt ist in Fig.6 auf der Linie R₁ mit der Bezeichnung (a.S). dargestellt.

Während des zweiten "1"—Impulses des Steuersignals, der im Zeitintervall (t_, t' ) auftritt,

309881 /0874

wird die zweite Abtastung S. _QM/_{D 1}λ im Register 1k eingeschrieben. Ausserdem sperrt dieser "1"-Impuls die Tore y^, y₂,... y„ und er öffnet die Tore ζ , Z₂, ... ζ , so dass der Inhalt jedes der Register

R₁, R₀, ... R im Intervall (t„, t' ) zu den 1 2 2P-1 ^{2 2}

Registern R₂, R„, ... bzw. R weitergeschoben wird. In Fig. 6 ist beispielsweise das Weiterschieben des Inhaltes (a.S). _o von R nach R₂ durch einen schrägen Pfeil angegeben.

Im Intervall (t·, t„) wird die zweite

Abtastung S. ₂κίρ 1^ ^m** ^^{en 1}^¹terkoeffizienten multipliziert. Für das Register R₂ bedeutet dies beispielsweise, dass der Inhalt dieses Registers am Ende dieses Zeitintervalls durch die Summe des Produktes (a.S). _?vr/p i\i das in Fig. 6 auf der Linie R₀ angegeben ist, und des Produktes (a.S). das in dieses Register geschoben ist, gebildet.

Auf dieselbe Art und Weise wird während des dritten im Intervall(t_o, t' ) auftretenden "1"-Impulses des Steuersignals die dritte Abtastung S. 2N^P 2^ ^im R^e£i^{ster 1}^ eingeschrieben und der

Inhalt j^(a. S)_1-211JP₊ (^a· ^δ)_±__2Ν(Ρ-1 )1 ^{von R}2 ^zum Register R_ weitergeschoben. Danach wird das Produkt (a.S). pvrfp ₂\ gebildet und im Register R„ zum anfänglichen Inhalt addiert.

309881 /Q87A

-30- PHN.

7329337

Die aufeinanderfolgenden Bearbeitungen dieser Art führen auf diese Weise dazu, dass durch den (2P) "1"-Impuls des Steuersignals, der in Zeitintervall (t„ , t¹ ) auftritt, der Inhalt

^(a*^S)i-2N(P-i) ⁺ '·· ^{+ (a}-^S)i₊2N(P-2)J

des Registers R_pp ι ^^m Register R_pp eingeschrieben wird und in dem unmittelbar darauffolgenden Multiplikationsintervall des Produkt (a.S). ovrfp ^) zum anfänglichen Inhalt von R_pp addiert wird.

Das Register R_?p enthält auf diese Weise

die durch die Gleichung (11) dargestellte Abtastung C7". Diese Abtastung wird dem Ausgang 20 des Rechenelementes unter Ansteuerung des im Intervall (t_?p ,t t' ) auftretenden "1"-Impulses des Steuersignals entnommen.

Das in Fig. 5 dargestellte Rechenelement eignet sich insbesondere für die sogenannte "large scale integration", wobei diese Schaltungsanordnung mit den sogenannten MOS-Techniken und der sogenannten Mehrphasenlogikhergestellt werden kann. Diese Schaltungsanordnung entspricht tatsächlich auf optimale Weise allen Anforderungen, die daran gestellt werden müssen, damit sie in dieser Technik ausgebildet werden kann. So enthält die Schaltungsanordnung beispielsweise ein Minimum an Verbindungen, weil alle Bearbeitungen an Zahlen mit Reihenbits durchgeführt werden;

309881 / 0 87

die Multiplikationen werden in Reihe mit nur einer beschränkten Anzahl von Elementen durchgeführt;
und die erforderliche Taktfrequenz ist verhältnismässig niedrig.

Im obenstehend beschriebenen Beispiel,

in dem die Register R₁ - R_pp zwanzig Elemente enthalten und die Koeffizienten aus zwölf Bits bestehen,
beträgt die zum Multiplizieren einer Abtastung mit den Filterkoeffizienten erforderliche zusätzliche
Zeit 12 χ 20 Ortstaktperioden. Die zum Einschreiben der Abtastung im Eingangsregister lh erfordsrliche Zeit beträgt sechzehn Ortstaktperioden, so dass
das Zeitintervall 2T insgesamt (12 χ 2θ) +16= Ortstaktperioden enthalten muss. Für ein Basisbandkanalsignal mit einer Bandbreite Δ f von k kHz ist dieses Hjitervall 2T gleich Sekunde. Zum Durchführen der Multiplikationen ist dann eine Taktfrequenz von h χ 256 = 1024 kHz erforderlich, was ein Wert ist, der besonders gut angepasst ist zum Verwirklichen
des Rechenelementes als integrierte MOS-Schaltung.

In Fig. 7 ist ein Einseitenbandsystem zum

Umwandeln von N Basisbandkanalsignalen in ein Frequenzmultiplexsignal angegeben. Dieses System enthält
dazu einen Eingangskreis 30a mit N Eingangsleitungen i , i ... I₁, die je an einen Analog-Digital-Wandler

309881/087A

E - E_{n 1} angeschlossen sind, die je die kodierten Abtastungen (PCM-Vörter) eines im Frequenzband von (θ - —)Hz liegenden Kanalsignals liefern. Die Frequenz, mit der die Abtastungen auftreten, ist entsprechend der Shannonschen Hauptformel gleich — gewählt worden.

In diesem System liefern die synchron betriebenen Analog-Digital-Wandler E_Q - E^ ₁ mit 12 Bits kodierten Abtastungen der Basisbandkanalsignale. Diese Kanalsignale werden beispielsweise durch Fernsprechsignale im Frequenzband von 0 - hOOO Hz gebildet und werden in den V'andlern E - E ₁ mit einer Frequenz von 8000 Hz abgetastet. Zur Verwirklichung eines Frequenzmultiplexsignals, in dem von allen modulierten Kanalsignalen nur ein Modulationsseitenband auftritt, werden in diesem digitalen System dieselben digitalen Bearbeitungen wie im System nach Fig. 1 durchgeführt, aber in umgekehrter Reihenfolge. Insbesondere werden die Abtastungen der N Basisbandkanalsignale N Quadraturmodulatoren M , M^, ... M_n zugeführt, die dieselben Bearbeitungen an den angebotenen Abtastungen wie die Quadraturdemodulatoren d , d₁, ... d durchführen. Diese Bearbeitungen sind in Fig. k dargestellt wobei jedoch in diesem Fall die Diagramme von g nach a gelesen werden müssen.

309881 /0874

-33- FPHN. 6 55*+

Wie für den Modulator Mn, dem die Abtastungen (Fig. kg) eines Basisbandkanalsignals /^ (t) zugeführt werden, detailliert dargestellt ist, enthält jeder dieser Modulatoren an seinem Eingang einen Umkehrkontakt 25, der zwei Verschlungene reihen von Abtastungen liefert, in denen je die Abtastungen mit einer Frequenz "rpr auftreten. In jeder dieser Reihen wird mit Hilfe der Schaltungen 26 und 27 das Umkehren des Vorzeichens einer von jeweils zwei Abtastungen bewerkstelligt (Fig. he und kf), was dem Modulieren des Signals^ (t) mit zwei gegenübereinander um 90° phasenverschobenen Trägern cos pr- und sin mit je einer Frequenz ■jpp (die Hälfte des Frequenzbandes 0 - -τ= des Signals fl\ (t) ) entspricht. Ausgehend von der Reihe von Abtastungen, die durch die Schaltung 27 geliefert wird, werden mit Hilfe des Tiefpassfilters 29» das vom nicht-rekursiven Typ mit einer Grenzfrequenz von jpr gewählt worden ist, die Abtastungen bestimmt, die in den Zeitpunkten, die jeweils zwischen zwei aufeinaderfolgenden angebotenen Abtastungen liegen, die Grosse des Informationssignals kennzeichnen, durch Bestimmung der Summe der Produkte einer bestimmten Anzahl von Abtastungen und dieses Filter kennzeichnenden Filterkoeffizienteri. Ebenso wie in Fig. 1 werden auch hier diese Abtastungen mit einer Verzögerungszeit Δτ

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-3^- FPHN.

erhalten. Der Verzögerungskreis 28 verschiebt um dieselbe Zeit Δ T die Reihe von Abtastungen, die durch die Schaltung 26 geliefert werden. Dem Ausgang des Modulators Mn werden auf diese Weise zwei Reihen von Abtastungen v> und ^ entnommen, welche die Abtastungen des PhasenanteilsJ(t) und des Quadraturanteils \J* q(t) des Signals im n. Kanal des Multiplexsignals darstellen. Diese Anteile (^(t) und <J'q(t) werden dabei ebenfalls durch die Ausdrücke (9) und (1O) gegeben. Die Reihen d und fi können weiter als Real- und Imaginärteile des komplexen Fourierkoeffizienten C des Signals betrachtet werden, das im Kanal Nr. η des Multiplexsignals übertragen wird.

Dieser Koeffizient lässt sich schreiben wie C = 'X + jyü ;

η η # η

dabei bezieht sich der Index k auf die Nummer des Intervalls mit der Länge 2T und k durchläuft alle ganzen Werte von -P bis P-1.

Mit der Betrachtungsweise, die derjenigen entspricht, der in bezug auf das System nach Fig. 1 gefolgt wurde, stellt es sich heraus, dass in einem gegebenen Zeitintervall mit einer Länge 2T (der gegebene Wert für k), jede der 2N Abtastungen des Multiplexsignals wie folgt geschrieben werden kann:

P-1 N-1

exp j

χ Realteil \ exp fj2a:in/2N"J.C^ (12)

n=o

309881 / 0 8 7

FPHN.

In diesem Ausdruck (12) nimmt i alle ganzen

Werte von 0 bis 2N-1 an und a stellt ebenso wie

i+2Nk

im obenstehenden einen Koeffizienten eines Tiefpassfilters mit einer Grenzfrequenz j-= dar. Von diesem
Ausdruck wird an erster Stelle der zweite Ausdruck
ebenso wie im obenstehenden mit Hilfe einer schnellen Fourier-Transformationsanordnung 30 bestimmt, die

ausgehend von N komplexen Fourierkoeffizienten

k k k k
C , C, ... C ... C , 2N komplexe Zahlen bestimmt,

k k
von denen ausschliesslich die Realteile a( ,"^₁, ...

für die weiteren Bearbeitungen benutzt

η 2Ν-1 werden.

Dadurch, dass ¥ = exp j j IV/H j vorausgesetzt wird, lässt sich die durchzuführende Bearbeitung in
Matrixform wie folgt schreiben:

■^k I

2N-1

= Realteil

von

1 1 1 W

• ·

N-1

(N-

_W2N-1_¥2(2N-1) _¥(N-i)

ο ,k

'N-1

309881 /0874

J₄

Ausgehend von 2P reellen Zahlen T . werden danach die 2N Abtastungen S. bestimmt, die in einem Zeitintervall 2T auftreten. Aus dem Ausdruck (12) folgt, dass diese Abtastungen S. wie folgt geschrieben werden können:

P - 1

k = -P
Der in Fig.7 dargestellten schnellen Fourier-

Transformationsanordnung 30 werden einerseits über N Paare von Eingängen q , q , ... q die komplexen

k k k Fourierkoeffizienten C , C₁, ... C zugeführt, die mit der Frequenz -^r auftreten an den Ausgängen der Modulatoren M - M , andererseits werden dieser Transformationsanordnung von einem Speicher 31a herrührende Trägersignalanordnung von einem Speicher31a herrührende Trägersignalfunktionen ¥ zugeführt, in denen r = 0, 1, ... (N-1) (2N-1). Die Transformationsanordnung 30 macht die durch die Gleichung (13) definierten Bearbeitungen und liefert über ihre 2N Ausgangsleitungen 2N Reihen reeller Zahlen v' ,<?.,, ··· ... /y' welche Zahlen an jeder der Ausgangs—

2N-1' ₁

leitungen mit einer Frequenz -^r auftreten. Diese 2N Reihen werden danach einem Tiefpassfilter 32a zugeführt,

das durch 2N Rechenelemente H , H₁, ... H gebildet wird, denen jeweils eine der Reihen c' . und ausserdem

309881/0874

von einem Speicher 31 herrührende Filterkoeffizienten

a. ρ toi,· zugeführt werden. In diesen Rechenelementen

_>k k k

werden die Zahlen «j , C^1-C, . . . G^₂N 1 ^mit Filterkoeffizienten a. _9V^ entsprechend dem Ausdruck (i4)

1 τ <c 1\ JC

multipliziert. Diese Rechenelemente, die zusammen ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz von jpr bilden, können auf dieselbe Art und Weise aufgebaut sein wie diejenigen, die in Fig. 1 dargestellt sind, von welchen Rechenelementen in Fig. 5 eine detaillierte Ausbildung dargestellt ist.

Ebenso wie im System nach Fig. 1 können die Koeffizienten aus dem Speicher 31 ausserdem für die durchzuführenden Bearbeitungen in der Anordnung 30 und für die Tiefpassfilter 29 in den Modulatoren Mo - M-. ₁ benutzt werden.

Im beschriebenen System liefern die 2N Rechenelemente H - H__N ,2N gleichzeitige Reihen von Abtastungen S.. Zum Verschlingen dieser Reihe ist im Ausgangskreis 33a der Ausgang jedes der Rechenelemente H - H_{2n 1} mit einem Register r , r.., ... r verbunden, die je eine der Anzahl Bits der Abtastung am Ausgang des Rechenelementes entsprechende Kapazität haben.

Mit Hilfe von Leseimpulssignalen L₀, L₁, ... L__N ,

T die untereinander eine Ze it verschiebung — aufweisen und die je mit der Frequenz -~r auftreten, werden die

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Abtastungen in den Registern r , r₁, ... r nacheinander der gemeinsamen Ausgangsleitung 32 über UND-Tore h , h , ... h zugeführt.

An dieser gemeinsamen Leitung 32 treten auf

N
diese Weise mit der Frequenz — die Abtastungen eines Frequenzmultiplexsignals auf, das im Frequenzband

Γ N Ί

I 0 - -^r liegt. Um dieses Signal, dessen Frequenzdiagramm in Fig. 2b dargestellt ist, in analoger Form zu erhalten, werden diese Abtastungen dem Digital- ^nalog-Wandler 33 zugeführt, der die eintreffenden Wörter in amplitudenmodulierte Impulse umwandelt, welche Impulse dem Durchlassfilter Jk zugeführt werden, welches Filter ein analoges Signal mit dem Frequenzdiagramm nach Fig. 2b liefert. Die erwünschte Lage des Frequenzmultiplexsignals wird mit Hilfe eines Modulators 35 erhalten, dem ein Trägersignal mit der Frequenz F_ - -z— , (in den Δ f = ·ητ— ist) zugeführt. Das Frequenzmultiplexsignal wird auf diese Weise in seiner Frequenz in ein Frequenzband F„ - F. mit einer Breite N £ f transponiert. In Fig. 2a ist diese Transponierung in einem Diagramm angegeben.

Die Fig. 8 und 9 zeigen einige wichtige

Anwendungsmöglichkeiten der erfindungsgemässen Systeme. Das in Fig. 8 dargestellte Übertragungssystem für Frequenzmultiplexsignale ist mit einem Sender ho und

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einem Empfänger ^1 versehen, die beispielsweise über ein Koaxialkabel miteinander verbunden sind. Im Sender ho, der auf die Art und Weise aufgebaut ist, wie in Fig. 7 dargestellt, werden eine Anzahl Basisbandkanalsignale, beispielsweise Sprachsignale, in ein Frequenzmultiplexsignal umgewandelt, das über die Übertragungsleitung zum Empfänger h~\ übertragen wird, der auf die Art und Weise aufgebaut ist, wie in Fig. 1 angegeben, und in dem das empfangene Multiplexsignal in die ursprünglichen Basisbandkanalsignale umgewandelt wird.

In Fig. 9 ist eine Zwischenstelle 4O,41 dargestellt, die eine Verbindung zwischen einem Einseitenbandfrequenzmultiplex-Ubertragungssystem und einem Zeitmultiplexübertragungssystem bildet. Insbesondere werden dazu die Frequenzmultiplexsignale, die durch eine Endstelle 50 des Frequenzmultiplex-Ubertragungssystems ausgesandt werden,einem Einseitenbandsystem h\ zugeführt, das auf die Art und Weise, wie in Fig. 1 angegeben, aufgebaut ist und dort in eine Anzahl BasisbandkanalSignalabtastungen umgewandelt wird, die in einer Anordnung 52 zusammengefügt und über eine Übertragungsleitung zu einer Endstelle 51 eines Zeitmultiplexübertragungssystems übertragen werden. Umgekehrt werden die durch die Endstelle 51 ausgesandten

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-kO- FPHN.655^

Zeitmultiplexsignale über eine übertragungsleitung einem Einseitenband system ^O zugeführt, das auf die Art und Weise, wie in Fig. 7 dargestellt, aufgebaut ist, wo die in Zeitmultiplex übertragenen Abtastungen der Basisbandsignale über einen Reihen-Parallelwandler dem System ^O zur Umwandlung dieser Basisbandkanalsignale in ein Frequenzmultiplexsignal zugeführt werden, welches Signal über eine Übertragungsleitung zur Endstelle 50 des Einseitenbandfrequenzmultiplex-Übertragungssystems übertragen wird.

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Claims

_/Π_ FPHN. 655^ PATENTANSPRÜCHE;

1. Einseitenbandsystem zur digitalen Verarbeitung einer gegebenen Anzahl analoger Kanalsignale mit je einer gegebenen Bandbreite, gekennzeichnet durch einen Eingangskreis mit einem Wandler zum Abtasten und Umwandeln der Kanalsignale in eine Anzahl digitaler Signale, eine Kaskadenschaltung einer Transformationsanordnung und einer digitalen Filteranordnung, welcher Kaskadenschaltung die genannten digitalen Signale zugeführt werden, eine Quelle für eine gegebene Anzahl Filterkoeffizienten, die der genannten digitalen Filteranordnung zugeführt werden, welche Filterkoeffizienten die Übertragungsfunktion eines Tiefpassfilters mit einer Grenzfrequenz entsprechend der Hälfte der Bandbreite der genannten Kanalsignale kennzeichnen, eine Quelle für eine gegebene Anzahl Trägersignalfunktionen, die der genannten Transformationsanordnung zugeführt werden, welche Anzahl Trägersignifunktionen dem Doppelten der Anzahl Kanalsignale entspricht und durch welche Trägerfunktionen Trägerfrequenzen dargestellt werden, welche Frequenzen je ein gerades Vielfaches der Grenzfrequenz des genannten Tiefpassfilters sind.

2. Einseitenbandsystem nach Anspruch 1, wobei die genannte digitale Verarbeitung aus dem Umwandeln

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FPHN. 6554

eines in einem gegebenen Frequenzband liegenden Frequenzmultiplexes der genannten Anzahl einseitenbandmodulierten Kanalsignale in die entsprechende Basisbandkanalsignale besteht, dadurch gekennzeichnet, dass im Eingangskreis vor dem Wandler eine Modulationsanordnung liegt, der das umzuwandelnde Frequenzmultiplexsignal und ein Trägersignal zugeführt werden und zwar zum Erzeugen eines Frequenzmultiplex— signals, dessen niedrigste Frequenz einem ungeraden Vielfachen der Grenzfrequenz des genannten Tiefpassfilters entspricht, welches auf di^fise Weise bearbeitete Frequenzmultiplexsignal dem Wandler zur Abtastung mit einer Frequenz, die der Nyquist-Frequenz dieses Signals entspricht, zugeführt wird und welcher Eingangskreis weiter mit einem Reihen-Parallelwandler versehen ist, der eine gegebene Anzahl von Ausgangsleitungen enthält, welche Anzahl dem Verhältnis zwischen der genannten Nyquist-Frequenz und der Bandbreite eines Basisbandkanalsignals entspricht; in welchem Einseitenbandsystem die genannten digitale Filteranordnung mit einer Anzahl paralleler Signalkanäle versehen ist, die mit je einer Ausgangsleitung des Reihen-Parallelwandlers gekoppelt sind und je eine mit der genannten Filterkoeffizientenquelle gekoppelte Konvolutionsanordnung enthalten, je zum Erzeugen eines ersten

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-k3- FPhN.6554

Summensignals, das der Summe der Produkte der dieser Anordnung zugeführten Signale und Filterkoeffizienten proportional ist, welche Summensignale der genannten Transformationsanordnung zum Erzeugen einer Anzahl zweiter Summensignale zugeführt werden, welche Summensignale je mit der Summe der Produkte der genannten ersten Summensignale und der Trägersignalfunktionen proportional sind, welche zweiten Summensignale einem Ausgangskreis zugeführt werden, der mit einer Demodulationsanordnung zum Demodulieren der genannten zweiten Summensignale und zum E_rzeugen der genannten Basisbandsignale versehen ist, die je einem Signal in einem gegebenen Frequenzband des Frequenzmultiplexsignals entsprechen.

3. Einseitenbandsystem nach Anspruch 1, wobei die genannte digitale Verarbeitung aus der Umwandlung einer gegebenen Anzahl von Basisbandkanalsignalen in ein Einseitenbandfrequenzmultiplexsignal, das in einem gegebenen Frequenzband liegt, besteht, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingangskreis mit einer der Anzahl Basisbandkanalsignale entsprechenden Anzahl paralleler Signalkanäle versehen ist, über die die genannten Kanalsignale dem Wandler zur Abtastung jedes der Basisbandkanalsignale mit der zugehörenden Nyquist-Frequenz zugeführt werden, welche Signalkanäle je über

3 0 9 8 8 1 / 0 8 7 U

~^kk~ FFHN.

den Wandler und eine ihm nachgeschalteten Modulationsanordnung an Eingänge der Transformationsanordnung zum Erzeugen einer Anzahl erster Summensignale, die der Summe der Produkte von Ausgangssignalen der genannten Modulationsanordnung und von Trägersignalfunktionen proportional sind, angeschlossen sind, welche Transformationsanordnung mit einer Anzahl Ausgangsleitungen versehen ist, die der Anzahl erster Summensignale entspricht, welche Ausgangsleitungen der digitalen Filteranordnung zugeführt werden, die mit einer der genannten Anzahl von Ausgangsleitungen entsprechenden Anzahl von Signalkanälen versehen ist, die mit je einer der genannten Aua-gangsleitungen gekoppelt sind und die je eine mit der genannten Filter— koeffizientenquelle gekoppelte Konvolutionsenordnung enthalten, je zum Erzeugen eines zweiten Summensignals, das der Summe von Produkten dieser Konvolutionsanordnung proportional ist, welche zweiten Summensignale nacheinander im Takte nacheinander auftretender Auslesesignale einer gemeinsamen Ausgangsleitung zugeführt werden und zwar zum Erzeugen des genannten Frequenzmultiplexsignals in einem Hilfsfrequenzband, welches Multiplexsignal einem Ausgangskreis mit einem Digital-Analogwandler und einer zweiten Modulationsanordnung zum Transponieren des genannten Frequenzmultiplexsignals

30988 1 /0374

FPHN. 6534

vom Hilfsfrequenzband in das genannte gegebene Frequenzband versehen ist.

4. Einseitenbandsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte Transformationsanordnung durch eine schnelle Fourier-Transformationsanordnung (TFT) gebildet wird.

5. Einseitenbandsystem nach Anspruch 2 und h, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl Ausgangs-Leitungen des Reihen-Parallelwandlers eine ganze Potenz von zwei ist und die schnelle Fourier-Transformationsanordnung (FFT) mit einer der Anzahl Kanalsignale entsprechenden Anzahl von Paaren von Ausgangsleitungen versehen ist, wobei die Ausgangsleitungen jedes Paares phasenverschobene modulierte Signale liefern und welche Paare von Ausgangsleitungen in der Demodulationsanordnung an je einen Quadraturdemodulator angeschlossen sind, in welchem Einseitenbandsystem die Demodulationsanordnung durch eine der genannten Anzahl von Paaren von Ausgangsleitungen entsprechenden Anzahl von Quadraturdemodulatoren gebildet wird, die mit je einem Eingangskreis mit einem der genannten Paare von Ausgangsleitungen gekoppelt sind.

6. Einseitenbandsystem nach Anspruch 3 und k, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulationsanordnung

309881/08

-kG-

im Eingangskreis durch eine Anzahl Quadraturmodulatoren gebildet wird, von denen jeweils einer in einen Signalkanal aufgenommen ist;, welche Quadraturmodulatoren je zwei phasenverschobene einem Träger aufmodulierte Kanalsignale liefern, die der als schnelle Fourier-Transformationsanordnung ausgebildeten Transformationsanordnung zugeführt werden, die mit einer Anzahl Eingänge, die einer ganzen Potenz von zwei entspricht, und mit einer dieser Anzahl entsprechenden Anzahl Ausgangsleitungen versehen ist.

309881 /0874

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