DE19959180C2 - Differentialverstärker - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft im allgemeinen Differentialverstärker und insbesondere Hochge­ schwindigkeits-Verstärkerschaltungen, die mit niedriger Spannung und niedriger Leistung arbeiten können.

Operationsverstärker sind Schlüsselelemente in vielen analogen und gemischt ana­ logdigitalen Anwendungen. Solche Verstärker müssen üblicherweise mit Niederleistungs- Versorgungsspannungen arbeiten, bei denen es schwierig ist, große Spannungsausschläge vorzusehen, die für einen breiten dynamischen Bereich notwendig sind. Um den effektiven Spannungsausschlag zu erhöhen, werden Volldifferentialverstärker verwendet, wie der in Fig. 1 gezeigte Verstärker 10.

Der Verstärker 10 umfaßt ein Paar MOS-Transistoren 12A und 12B vom n-Typ in Differenz­ schaltung, deren Gates Differenzeingangsspannungen Vin⁺ bzw. Vin^- empfangen. Die Sources der Transistoren 12A und 12B sind mit einer gemeinsamen Reststromquelle 13 verbunden. Die Drains der Transistoren 12A und 12B sind mit den Sources von n-Transistoren 14A bzw. 14B verbunden. Die Gates der Transistoren 14A und 14B sind mit einer gemeinsamen Vor­ spannung V_BN verbunden. Die Transistoren 14A und 14B sind somit in einer Gateschaltungs­ konfiguration angeschlossen, so daß die Transistoren 12A und 14A ein Kaskodenpaar und die Transistoren 12B und 14B ein Kaskodenpaar bilden. Wie allgemein bekannt ist, erhöht das Vorhandensein der Transistoren 14A und 14B die effektive Ausgangsimpedanz aus Sicht der Last des Verstärkers 10.

Die Last des Verstärkers 10 ist eine aktive Last, die p-Transistoren 16A und 16B, p- Transistoren 18A und 18B und p-Transistoren 20A und 20B umfaßt. Die Sources des Transi­ storpaars 20A und 20B sind mit der Versorgungsspannung V_DD verbunden, und ihre Gates sind mit einer gemeinsamen Vorspannung V_BP1 verbunden. Das Transistorpaar 18A, 18B ist zwischen dem Paar 16A, 16B und dem Paar 20A, 20B angeschlossen, und seine Gates sind mit einer anderen gemeinsamen Vorspannung V_BP2 verbunden. Das Transistorpaar 16A, 16B ist zwischen dem Transistorpaar 14A, 14B und dem Transistorpaar 18A, 18B angeschlossen, wobei der Knoten zwischen den Drains der Transistoren 16A und 14A die Ausgangsspannung Vout^- des Differenzausgangs bildet. Der Knoten zwischen den Drains der Transistoren 16B und 14B bildet die Ausgangsspannung Vout⁺ des Differenzausgangs. Die Gates der Transisto­ ren 16A und 16B sind mit einer anderen gemeinsamen Vorspannung V_BP3 verbunden.

Um den gewünschten hohen Verstärkungsfaktor zu erreichen, sind die Transistoren 16A, 18A und 20A effektiv in Reihe geschaltet, um die Lastimpedanz aus Sicht des Transistors 14A zu erhöhen. Ähnlich sind die Transistoren 16B, 18B und 20B in Reihe geschaltet, um die Last­ impedanz aus Sicht des Transistors 14B zu erhöhen. Wenn die Anforderungen an den Ver­ stärkungsfaktor besonders hoch sind, kann es notwendig sein, die Anzahl der gestapelten p- Transistoren der aktiven Last von drei auf sogar vier oder mehr zu erhöhen. Zusätzlich arbei­ ten die Lasttransistoren 16A, 16B, 18A, 18B, 20A und 20B im Sättigungsbereich, im Gegen­ satz zu dem linearen oder Trioden-Bereich, um eine relativ hohe Impedanz vorzusehen. Ein Transistor ist in der Sättigung, wenn die Größe der Drain-Source-Spannung V_DS die Differenz zwischen der Schwellspannung des Transistors V_T und der Gate-Source-Spannung V_GS über­ schreitet.

Es ist wichtig, daß alle Transistoren eine ausreichend große Drain-Source-Spannung V_DS aufweisen, um sicherzuzstellen, daß alle Lasttransistoren im Sättigungsmodus bleiben. Dies erfordert eine sorgfältige Auswahl der absoluten und relativen Größen der drei Vorspannun­ gen V_BP1, V_BP2, V_BP3. Dadurch reduziert sich auch der dynamische Bereich der Ausgangs­ spannung Vout⁺ und Vout^-, weil der maximale Ausgangsausschlag auf die Versorgungsspan­ nung V_DD minus 3*V_SAT begrenzt ist, wobei V_SAT die minimale Drain-Source-Spannung ist, die notwendig ist, um die Transistoren in der Sättigung zu halten. Der maximale Spannungs­ ausschlag wird sogar noch weiter reduziert; wenn die Anzahl der Lasttransistoren zur Erhö­ hung der Verstärkung erhöht wird. Dieses Problem wird dadurch verstärkt, daß es einen Trend zur Verringerung der Größe der Versorgungsspannung V_DD gibt.

Anstatt viele p-Lasten zu verwenden, hat es sich als möglich herausgestellt, den Verstär­ kungsfaktor mit Zusatzverstärkern oder Boost-Verstärkern zu erhöhen. Ein weiterer konven­ tioneller Differentialverstärker 22 ist in Fig. 2 gezeigt. Anstatt die drei aktiven Laststufen vom p-Typ zu verwenden, die in Fig. 1 gezeigt sind, werden zwei Stufen eingesetzt. Ein erster in­ vertierender Spannungsverstärker A1 ist zwischen der Source und dem Gate eines Lasttransi­ stors 16A angeschlossen, der dazu dient, die Impedanz des Transistors 16A aus Sicht des Transistors 14A um einen Faktor zu erhöhen, der gleich dem Verstärkungsfaktor des Verstär­ kers A1 ist. Wenn beispielsweise die Spannung an der Source des Transistors 16A aus ir­ gendeinem Grund erhöht werden soll, wird die Spannungszunahme von dem Verstärker A1 verstärkt und invertiert. Die Spannung am Ausgang des Verstärkers A1, der mit dem Gate des Transistors 16A verbunden ist, fällt also ab, wodurch der Transistor 16A vorübergehend här­ ter einschaltet, so daß die Spannung an der Source des Transistors abfällt, wodurch die ur­ sprüngliche Zunahme verschoben wird. Die Gate-Source-Spannung des Transistors 16A kann somit konstant bleiben, so daß der Strom durch den Transistor 16A konstant bleiben kann. Der Verstärker A1 ist somit ebenso wie der Verstärker A2 ein Zusatzverstärker, der zwischen Gate und Source des Transistors 16B angeschlossen ist.

Der Verstärker 22 der Fig. 2 sieht im Vergleich zum Verstärker 10 der Fig. 1 einen größeren dynamischen Bereich vor, weil der Ausgangsausschlag um ein V_SAT größer sein kann. Zu­ sätzlich wird durch Vorsehen der Zusatzverstärker A1 und A2 ein hoher Verstärkungsfaktor aufrechterhalten. Es wurde jedoch beobachtet, daß Differentialverstärker, wie der in Fig. 2 gezeigte, ein schlechtes Einschwingverhalten haben, das sich in Schwingungen (ringing) in dem Ausgangssignal manifestiert.

Aus GREBENE, Alan B.: Bipolar and MOS analog integrated circuit design, New York [u. a.]: John Wiley & Sons, 1984, S. 233-234, S. 415-417 ist ein Differenzverstärker mit Ein­ gangstransistoren Q1 und Q2, einer Stromquelle IEE und Lastwiderständen RL bekannt. Weiterhin ist der Kollektor des Transistors Q1 mit der Basis des Transistors Q2 über einen Kondensator C1 verbunden, um eine parasitäre Kollektor-Basiskapazität des Transistors Q2 zu kompensieren. Dies wird dem Fachmann allgemein als Brücken-Neutralisationsschema zur Reduzierung der parasitären Kollektor-Basis-Kapazität dargelegt. Aus dieser Druckschrift ist dem Fachmann ferner allgemein bekannt, die Lastwiderstände durch eine aktive Last zu erset­ zen und das Gate des Lastwiderstands mit einer Stromquelle zu verbinden. Hierbei tritt eine parasitäre Kollektor-Basis-Kapazität des Transistors Q1 und eine parasitäre Kollektor-Basis- Kapazität des Transistors Q2 auf.

Die Aufgabe der Erfindung ist eine erhebliche Verbesserung gegenüber der zuvor beschriebenen Ver­ stärkerschaltung. Der offenbarte Verstärker hat einen hohen Verstärkungsfaktor und redu­ zierte Leistungsversorgungspegel mit einem relativ breiten dynamischen Bereich und einem verbesserten Einschwingverhalten. Diese sowie weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich dem Fachmann aus der Lektüre der folgenden detaillierten Beschreibung der Erfindung in Verbindung mit den Zeichnungen.

Es wird ein Differentialverstärker mit den Merkmalen von Anspruch 1 offenbart. Ein erster und ein zweiter Transistor mit einer ersten Polarität, wie MOS-Transistoren des n-Typs, bil­ den ein Differenzpaar, dessen Sources mit einer gemeinsamen Reststromquelle verbunden sind. Eine aktive Last, die MOS-Transistoren einer zweiten Polarität, wie p-Transistoren, um­ faßt, wird vorgesehen, wobei ein erster p-Transistor so angeschlossen ist, daß er einen ersten seriellen Weg mit dem ersten n-Transistor bildet. Die aktive Last umfaßt einen zweiten p- Transistor, der so angeschlossen ist, daß er mit dem zweiten n-Transistor einen zweiten seri­ ellen Weg bildet. Ein erster und ein zweiter Verstärkerausgang sind auf dem ersten und dem zweiten seriellen Weg bei Knoten zwischen den p- und n-Transistoren definiert.

Die Gates der p-Transistoren sind voneinander elektrisch isoliert. Üblicherweise ist ein Zu­ satzverstärker zwischen den Sources und Gates jedes der p-Lasttransistoren angeschlossen. Ein erster Ausgleichkondensator ist zwischen dem Gate des ersten p-Lasttransistors und dem zweiten Verstärkerausgang angeschlossen. Ein zweiter Ausgleichkondensator ist zwischen dem Gate des zweiten p-Lasttransistors und dem ersten Verstärkerausgang angeschlossen.

Die Erfindung ist im folgenden anhand bevorzugter Ausführungsformen mit Bezug auf die Zeichnungen näher erläutert. In den Figuren zeigen:

Fig. 1 einen Schaltplan eines herkömmlichen Voll-Differentialverstärkers mit einer aktiven Last in der Form von drei gestapelten Kaskodenstufen;

Fig. 2 einen Schaltplan eines konventionellen Voll-Differentialverstärkers mit zwei Zusatzverstärkern als Teil der aktiven Last;

Fig. 3 einen Schaltplan eines Voll-Differentialverstärkers gemäß einer Ausführungs­ form der Erfindung;

Fig. 4A und 4B Schaltpläne einer ersten bzw. einer zweiten Ausführungsform eines Zu­ satzverstärkers zur Verwendung in dem Differentialverstärker der Fig. 3.

In den Zeichnungen zeigt Fig. 3 einen Schaltplan einer Ausführungsform der Erfindung. Fig. 3 zeigt einen Voll-Differentialverstärker 24 mit zwei n-Eingangstransistoren 12A und 12B in Differenzschaltung, wobei Transistoren 14A und 14B in Gateschaltung mit den Eingangstran­ sistoren verbunden sind, um Kaskodenpaare zu bilden. Der Verstärker 24 umfaßt eine aktive Last, der ein p-Transistorpaar 20A und 20B und ein p-Transistorpaar 16A und 16B aufweist. Die Gates der Transistoren 20A und 20B sind mit einer gemeinsamen Vorspannung V_BP ver­ bunden und werden im Sättigungsbereich gehalten. Die Source des Transistors 16A ist mit dem Eingang eines invertierenden Verstärkers A1 verbunden, und das Gate ist mit dem Aus­ gang des Verstärkers A1 verbunden. Ähnlich ist die Source des Transistors 16B mit dem Ein­ gang eines invertierenden Verstärkers A2 verbunden, und der Drain ist mit dem Ausgang des Verstärkers A2 verbunden. Die Verstärker A1 und A2 sind Zusatzverstärker (Boost- Verstärker), die dazu dienen, den Gesamtverstärkungsfaktor des Verstärkers 22 aus den oben in bezug auf Fig. 2 erläuterten Gründen zu erhöhen.

Ein Ausgleich- oder Kompensationskondensator 22A ist zwischen dem Drain des Lasttransi­ stors 16A (Vout^-) und dem Gate des Lasttransistors 16B angeschlossen. Ein anderer Aus­ gleichkondensator 22B ist zwischen dem Drain des Lasttransistors 16B und dem Gate des Lasttransistors 16A angeschlossen. Die Kondensatoren 22A und 22B werden mit einem p- Transistor gebildet, wobei der Drain und die Sources miteinander verbunden sind, um einen Anschluß zu bilden, und wobei das Gate den anderen Anschluß bildet. Die effektive Kapazität ist somit ungefähr gleich der Summe der Gate-Drain- und Gate-Source-Störkapazitäten der Transistoren. Die Transistoren 22A und 22B sind vorzugsweise halb so groß wie die Transi­ storen 16A und 16B, so daß die von jedem der Transistoren 22A und 22B vorgesehene Ge­ samtkapazität ungefähr gleich der Gate-Drain-Kapazität der Transistoren 16A und 16B ist.

Fig. 4A zeigt ein Schaltbild einer Ausführungsform der Zusatzverstärker A1 und A2. Die fol­ gende Beschreibung gilt für den Leerlaufbetrieb oder Betrieb mit offener Schleife (open loop) der Zusatzverstärker, obwohl der tatsächliche Betrieb des Verstärkers 24 mit geschlossener Schleife (closed loop) erfolgt. Die Source eines p-Transistors 26 dient als Zusatzverstärkereingang In. Das Gate ist mit einer Vorspannung V_A1 verbunden, so daß ein Drain-Source- Strom I_DS im Transistor 26 erzeugt wird, der proportional zu dem Eingangswert In ist, der an dem Gate des Transistors 16A (oder 16B) erzeugt wird. n-Transistoren 28 und 30 bilden einen Stromspiegel, so daß der Drain-Source-Strom I_DS des Transistors 30 proportional zu In ist. Ein Transistor 32 in Kaskodenschaltung, dessen Gate mit einer zweiten Vorspannung V_A2 verbunden ist, verbindet den Ausgang des Stromspiegels mit dem Verstärkerausgang Out. Eine Stromquelle 24 ist ebenfalls mit dem Ausgang verbunden, so daß dann, wenn der Strom­ spiegel-Ausgangsstrom des Transistors 30 aufgrund einer Abnahme von In auf weniger als den Ausgangswert I_BA der Stromquelle fällt, die Spannung von Out zunimmt. Wenn umgekehrt der Stromspiegel-Ausgangsstrom aufgrund einer Zunahme von In zunimmt, nimmt die Spannung von Out ab.

Der Spannungspegel des Eingangs In des Verstärkers A1 wird auf einem Pegel gehalten, der ausreichend unter der Versorgungsspannung V_DD liegt, um sicherzustellen, daß der Lasttransi­ stor 20A in dem Sättigungsbereich bleibt. Der Pegel des Eingangs In (Fig. 4A), die Source- Spannung des Transistors 26, wird durch die Gate-Vorspannung V_A1 und den Betrag des Stroms durch den Transistor 26 bestimmt, der durch den Betrag des Stroms I_BA bestimmt wird. Der Zusatzverstärker A1 stellt somit effektiv die Source-Spannung des Transistors 16A ein.

Die Gate-Spannung des Transistors 16A ist eine Funktion des Stroms durch den Transistor und der Source-Spannung. Da der Strom durch die Stromquelle 13 relativ fest ist, erkennt man, daß der Zusatzverstärker A1 so betrieben wird, daß er den Lasttransistor 16A vorspannt. Der Zusatzverstärker A2 dient auch zum Vorspannen des Lasttransistors 16B auf ähnliche Weise. In diesem Sinne kann gesagt werden, daß die Gates der Transistoren 16A und 16B unabhängig voneinander vorgespannt sind, im Vergleich z. B. zu dem Verstärker des Standes der Technik, der in Fig. 1 gezeigt ist, bei dem die Gates jedes der drei Transistorpaare, welche die aktive Last bilden, direkt miteinander verbunden und von einer gemeinsamen Spannungs­ quelle vorgespannt werden. Ferner kann gesagt werden, daß die Gates der Transistoren 16A und 16B voneinander elektrisch isoliert sind.

Im Betrieb sieht der Verstärker 24 der Fig. 3 einen Differenzausgang mit einem dynamischen Bereich vor, der vergleichbar dem des Verstärkers 22 der Fig. 3 ist, weil in der aktiven Last weniger gestapelte Transistoren vorhanden sind. Ferner ist der Verstärkungsfaktor des Ver­ stärkers 24 so hoch wie der des Verstärkers 22 der Fig. 2. Die Anstiegs- und Abfallgeschwin­ digkeit des Verstärkers 24 ist etwas geringer als die des Verstärkers 22. Unter Anstiegs- oder Abfallbedingungen wird der gesamte Strom, der von der Quelle 13 vorgesehen wird, auf eine Seite des Verstärkers geschaltet, so daß eine maximale Strommenge zum Laden und Entladen der Kapazitäten am Verstärkerausgang vorhanden ist. Die Transistoren 22A und 22B erhöhen diese Kapazität, wodurch die Anstiegs- oder Abfallrate gesenkt wird. Wie noch erläutert wird, reduzieren die Transistoren 22A und 22B jedoch erheblich die Einschwingzeit des Verstärkers 24 im Vergleich zu dem Verstärker 22.

Die Zusatzverstärker A1 und A2 haben im allgemeinen eine relativ hohe Ausgangsimpedanz und eine begrenzte Ausgangsleistung zum Ansteuern der Gate-Source- und Gate-Drain- Kapazitäten der Transistoren 16A und 16B. Diese begrenzte Ansteuerfähigkeit ergibt sich teilweise aus der Tatsache, daß die Zusatzverstärker vorzugsweise einstufige Verstärker sind, die Spannungsverstärkung vorsehen. Bei mehrstufigen Verstärkern ist es wahrscheinlicher, daß sie die Gesamtstabilität des Differentialverstärkers negativ beeinflussen. Die Ansteuerfä­ higkeit des Zusatzverstärkers könnte auch erhöht werden, indem der Betrag des Ausgangs­ stroms I_BA der Stromquelle 34 und der Betrag des von der Stromspiegelschaltung der Transi­ storen 28 und 30 erzeugten Stromes erhöht werden. Dies erhöht jedoch die Leistungsanforde­ rungen des Verstärkers 24, was nicht erwünscht ist, insbesondere weil solche Verstärker nor­ malerweise in Niederleistungsanwendungen eingesetzt werden sollen.

Die Einschwingzeit des Verstärkers 24 wird durch das Vorhandensein der Transistoren 22A und 22B in Kondensatorschaltung reduziert. Wenn der Ausgang Vout⁺ zwischen dem maxi­ malen und dem minimalen Wert umschaltet, müssen die Gate-Source- und Gate-Drain- Kapazitäten, die zu dem Transistor 16A gehören, wiederholt geladen und entladen werden. Eine erhebliche Strommenge ist erforderlich, um die Ladung der Kapazitäten zu verändern, insbesondere in bezug auf die Gate-Drain-Kapazität, weil die Änderung der Spannung über dieser Kapazität wesentlich größer ist als die Änderung der Spannung über der Gate-Source- Kapazität.

Wie bereits bemerkt, hat der Ausgang des Verstärkers A1, der mit dem Gate des Lasttransi­ stors 16A verbunden ist, eine begrenzte Ansteuerfähigkeit. Der Strom zum schnellen Laden und Entladen der Störkapazitäten des Transistors 16A wird von dem Transistor 22A in Kon­ densatorschaltung vorgesehen, der zwischen dem Gate des Transistors 16A und Vout⁺ ange­ schlossen ist. Da die Ausgänge Vout⁺ und Vout^- komplementäre Signale führen, ist die Änderung der Spannung über dem Transistor 22B ungefähr gleich und entgegengesetzt zu der Än­ derung der Gate-Drain-Spannung über dem Transistor 16A. Durch Wählen der richtigen Grö­ ße der effektiven Kapazität, die von dem Transistor 22B vorgesehen wird, ist es möglich, die richtige Ladungsmenge vorzusehen, die an die Störkapazität des Transistors 16A übertragen wird, um ein schnelles Umschalten des Transistors zu erleichtern. Der Transistor 22A in Kondensatorschaltung übt eine ähnliche Funktion aus, indem er während des Schaltens eine Zusatzansteuerung (Ansteuerungs-Boost) für den Transistor 16B vorsieht. Wie zuvor be­ schrieben, sind die Transistoren 22A und 22B vorzugsweise halb so groß wie die Transistoren 16A und 16B (eine halbe Kanalbreite), so daß die effektive Kapazität der Transistoren 22A und 22B ungefähr gleich der Gate-Drain-Kapazität der Transistoren 16A und 16B ist.

Die Untersuchung des Verstärkers 24 in Fig. 3 hat bestätigt, daß das Überschwingen der Aus­ gangssignale Vout⁺ und Vout^- erheblich reduziert wird. Obwohl die Extrabelastung, die den Transistoren 16A und 16B in Kondensatorschaltung zugeschrieben werden muß, die An­ stiegsrate etwas reduziert, sobald der Verstärker den Kleinsignal-Einschwingmodus erreicht, ist die zum Erreichen eines Wertes innerhalb von 250 µV des endgültigen Wertes notwendige Zeit ungefähr 5 Nanosekunden schneller als bei einer Übertragungsfunktion ohne dynami­ schen Ausgleich. Dies stellt eine erhebliche Verbesserung dar, insbesondere bei Anwendun­ gen, wie Analog-Digital-Wandlern, bei denen 250 µV die Größe eines niedrigstwertigen Bit (LSB) sein kann und 5 Nanosekunden einen erheblichen Teil der für die Wandlung zur Ver­ fügung stehenden Zeit bilden kann.

Fig. 4B zeigt einen alternativen Zusatzverstärker A1. p-Transistoren 38 und 40 bilden ein Dif­ ferenzpaar, das gemeinsam mit einer Reststromquelle 42 verbunden ist. Das Gate des Transi­ stors 40 ist mit einer Vorspannung V_A1 verbunden, wobei das Gate des Transistors 38 den Eingang In bildet. n-Transistoren 42 und 44 bilden eine Stromspiegellast, wobei der Drain des Transistors 42 den Ausgang bildet. Die Größe des Eingangs In relativ zur Vorspannung V_A1 bestimmt, wie der Strom I_BA zwischen den Transistoren 38 und 40 aufgeteilt wird. Der Last­ transistor 42 kann an dem Ausgang Out einen Strom ziehen, der gleich der Größe des Stroms in dem Transistor 40 ist, und der Transistor 38 kann einen Strom zuführen, der gleich der Differenz zwischen dem Strom I_BA und dem Strom in dem Transistor 40 ist. Wenn In also groß wird, leitet der Transistor 38 weniger Strom, so daß Out kleiner werden kann, und wenn In kleiner wird, kann Out größer werden.

Ein Nachteil der Ausführungsform der Fig. 4B ist, daß der Eingang In auf einer Spannung sein muß, die nicht größer als V_DD minus der Gate-Source-Spannungsabfall über ihrem Tran­ sistor 38 und der Sättigungsspannung über der Stromquelle 42 ist. Als eine Folge muß die Spannung über den Lasttransistoren 20A und 20B (Fig. 3) um einen Wert, der gleich dem Gate-Source-Spannungsabfall des Transistors 38 ist, größer als andernfalls notwendig sein. Zusätzlich zum Vorsehen einer Zusatzverstärkung ist der Verstärker A1 der Fig. 4B dem der Fig. 4A insofern ähnlich, als er dazu dient, den Lasttransistor 16A unabhängig von der Vor­ spannung des Lasttransistors 16B vorzuspannen, wobei die jeweiligen Gates elektrisch von­ einander isoliert sind. Ähnlich dient der Verstärker A2, wenn er gemäß der Fig. 4B aufgebaut ist, zum Vorspannen des Lasttransistors 16B unabhängig von der Vorspannung des Lasttran­ sistors 16A.

Es wurde somit ein Differentialverstärker mit verbesserten dynamischen Eigenschaften offen­ bart, der mit niedriger Spannung und niedriger Leistung arbeiten kann. Obwohl eine Ausfüh­ rungsform im einzelnen beschrieben wurde, können von dem Fachmann Veränderungen vor­ genommen werden, ohne den Bereich der Erfindung gemäß den Ansprüchen zu verlassen. Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel werden z. B. p-Transistoren für die aktive Last ver­ wendet, weil p-Transistoren üblicherweise stärker von dem beschriebenen Ausgleich profitie­ ren als n-Transistoren, die im allgemeinen bessere Leistungseigenschaften haben. Die Erfin­ dung ist jedoch auch auf komplementäre Ausführungsformen anwendbar, bei denen die p- und n-Typen sowie die Polarität der Versorgungsspannung vertauscht sind.

Claims (2)

1. Differentialverstärker mit folgenden Merkmalen:
ein erster und ein zweiter n-Transistor (12A, 12B) in Sourceschaltung;
ein dritter und ein vierter n-Transistor (14A, 14B), wobei der dritte n-Transistor einen Drain-Source-Weg definiert, der in Reihe mit einem Drain-Source-Weg des ersten n- Transistors geschaltet ist, und wobei der vierte n-Transistor einen Drain-Source-Weg definiert, der in Reihe mit einem Drain-Source-Weg des zweiten n-Transistors ge­ schaltet ist;
ein erster p-Transistor (16A), dessen Drain-Source-Weg in Reihe mit dem Drain- Source-Weg des ersten und des dritten n-Transistors (12A, 14A) geschaltet ist;
ein erster Zusatzverstärker (A1), dessen Eingang mit der Source des ersten p- Transistors (16A) und dessen Ausgang mit dem Gate des ersten p-Transistors (16A) verbunden sind;
ein zweiter p-Transistor (16B), dessen Drain-Source-Weg in Reihe mit dem Drain- Source-Weg des zweiten und des vierten n-Transistors (12B, 14B) geschaltet ist;
ein zweiter Zusatzverstärker (A2), dessen Eingang mit der Source des zweiten p- Transistors (16B) und dessen Ausgang mit dem Gate des zweiten p-Transistors (16B) verbunden sind;
ein erster Ausgleichskondensator (22B), der zwischen dem Gate des ersten p- Transistors (16A) und einem Knoten zwischen dem vierten n-Transistor (14B) und dem zweiten p-Transistor (16B) angeschlossen ist; und
ein zweiter Ausgleichskondensator (22A), der zwischen dem Gate des zweiten p- Transistors (16B) und einem Knoten zwischen dem dritten n-Transistors (14A) und dem ersten p-Transistor (16A) angeschlossen ist.

2. Verstärker nach Anspruch 1, mit einem dritten p-Transistor (20A), dessen Drain- Source-Weg in Reihe zu dem Drain-Source-Weg des ersten p-Transistors (16A) ge­ schaltet und zwischen dem ersten p-Transistor (16A) und einer Versorgungsspan­ nungsquelle (V_DD) angeschlossen ist, und mit einem vierten p-Transistor (20B), dessen Drain-Source-Weg in Reihe mit dem Drain-Source-Weg des zweiten p-Transistors (16B) geschaltet und zwischen dem zweiten p-Transistor (16B) und der Versorgungs­ spannungsquelle (V_DD) angeschlossen ist.