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`Steuersatz mit einem Sägezahngenerator Zum Steuern von Stromrichtern
werden Zündimpulse benötigt, deren Phasenlage relativ zu einer Wechselspannung stetig
veränderbar sein soll. Meist wird die Phasenlage der Zündimpulse durch die Größe
einer Gleichspannung bestimmt. .
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Die Einrichtungen zur Erzeugung derartiger Zündimpulse werden in der
Regel unter dem Begriff Steuersatz zusammengefaßt.-
Solche Steuersätze
bestehen in der Regel aus einer Kippstufe, der die Differenz aus einer sägezahnförmigen,
periodischen Spannung und der genannten veränderbaren Gleichspannung zugeführt wird.
Die Kippstufe liefert einen Ausgangsimpuls, wenn diese Differenzspannung den Ansprechwert
der Kippstufe erreicht. Wenn die Periode der sägezahnförmigen Spannung mit der Dauer
einer Halbwelle der Wechselspannung übereinstimmt, dann ist die Zage der von der
Kippstufe gelieferten Ausgangsimpulse Innerhalb der Halbwellen der Wechselspannung
bestimmt durch die Größe der Gleichspannung.
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Die bekannten Anordnungen dieser Art arbeiten mit einem Kondensator,
der periodisch aufgeladen wird und der sich dann über einen Widerstand entladen
kann. Die Spannung an dem Kondensator verläuft dabei nach einer Exponentialfunktion.
Erwünscht ist dagegen ein linearer Verlauf der Spannung am Kondensator. Um eine
möglichst linear verlaufende Spannung zu erhalten, muß man daher mit hoher Be-triebsapannung
arbeiten und kann nur mit dem ersten Teil der Entladekurve arbeiten. Wenn andererseits
der Verlauf d"er sägezahnförmigen Spannung nicht genügend linear ist, dann ist auch
der Zusammenhang zwischen dem Zündwinkel und der Größe der Steuerspannung nicht
linear. Das kann stören, wenn solche Steuersätze in einem Regelkreis verwendet werden.
Die Gesamtverstärkung des Regelkreises bei verschiedenen Steuerwinkeln ist dann
verschieden groß, was wiederum zu Instabilitäten führen kann.
| Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, mit sehr geringem |
| Aufwand eine sägezahnförmige Spannung mit nahezu völlig
linearem |
| Verlauf zu erzeugen. |
| Die Erfndung bezieht sich somit auf einen Steuersatz,
bestehend |
| aus einer Kippstufe, der die Differenz zwischen einer veränder- |
| baren Gleichspannung und einer sägezahnförmigen, mit den Halb- |
| wellen einer Wechselspannung synchronisierten Spannung zuge- |
| führt |
| Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß ein Verstärker |
| mit einer Phasendifferenz von 180o zwischen Eingangs- und Aus- |
| gangssignal vorgesehen ist, daß der Ausgang des Verstärkers |
| mit seinem Eingang über einen Kondensator verbunden ist, |
| daß ein Impulsgeber vorgesehen ist, der mit der Wechselspannung |
| gesteuert wird und der eine nahezu Kostante Ausgateapannung |
| liefert, die nur in der Umgebung der Nulldurchgänge der Wechsel- |
| spannung kurzzeitig Null wird, und daß der Ausgang des Impuls- |
| gebers mit dem Eingan# des Verstärkers verbunden ist. |
| Die l.inearität der sägezahnförmigen Spannung hängt hierbei |
| im wesentlichen von dem Verstärkungsgrad des Verstärkers ab. |
| Bereits mit einem zweistufigen Transistcrverstärker läßt sich |
| aber eine allen praktischen Bedürfnissen gerechtwerdende Line- |
| arität erreichen. |
| Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß man den |
| Kondensator wesentlich kleiner bemessen kann als bei vergleich- |
| baren bekannten Schaltungen. Dadurch lassen sich nicht nur
die |
Kosten vermindernf bedeutsamer ist die Vergrößerung des maximalen
Steuerbereiches als Folge der kürzeren Auflade-
zeit und die geringere Belastung
des ladeetromkreises,
in
dem sich in der Regel Halbleiterelemente
befinden. -
Bei a11en.Steuersätzen, die auf einem Vergleich einer veränder-
baren
Gleichspannung mit einer sägezahnförmigen Spannung be-
ruhen, muß man
dafür sorgen, daß sich stets ein Schnittpunkt der beiden Spannungen ergibt, wenn
man in jeder Halbwelle der
zu der sägezahnförmigen Spannung synchron
verlaufenden Wechsel-
spannung einen Impuls haben 'will, Um das zu erreichen,
hat man beispielsweise den Bereich, in dem sich die Gleichspannung verändern kann,
so begrenzt, daß sich mit Sicherheit stets ein Schnittpunkt der beiden Spannungen
ergibt. Dabei wird aber der zu Verfügung stehende Steuerbereich eingeschränkt.
Bei
einer anderen bekannten Anordnung hat man einer dreieckförmigen, periodisch
verlaufenden Spannung ft«impulse.derart überlagert, daß diese die maximale Amplitude
der resul-
tierenden Spannung bestimmen. Auch dadurch läßt sich ein sicherer
Schnittpunkt der beiden Spannungen erreichen. Der Aufwand für die bekannte Anordnung
ist jedoch beträchtlich. Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung läßt sich
eine sägezahnförmige Spannung mit einem überlagerten Kurzimpuls
da-
durch erreichen, daß man in den Gegenkopplungekreis des Verstärkers in
Reihe mit dem Kondensator einen Widerstand legt. Weitere Einzelheiten und Vorteile
der Erfindungswerden in
. folgenden an Hand des in den Zeichnungen
dargestellten Ausführungsbeispieles
erläutert. Figur 1 zeigt ein
Blockschaltbild eines Stenersatzes gemäß Erfindung. Mit J ist dort ein Impulsgeber
bezeichnet, dem über die Eingangsklemme K1 eine Wechselspannung UN zugeführt wird,
und der am Ausgang eine Impulaspannung liefert, deren Verlauf in Figur 3 dargestellt
und mit UB bezeichnet ist.
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Es handelt sich dabei um eine praktisch konstante Gleichspannung,
die lediglich in der Umgebung der Nulldurchgänge der Wechselspannung UN Null ist.
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Diese Spannung wird über einen Widerstand R1, der meist der Innenwiderstand
des Impulsgebers J ist, einem Verstärker V zugeführt, der so ausgebildet ist, daß
zwischen seinem Eingangssignal und seinem Ausgangssignal einer Phasendifferenz von
180° besteht. Der Ausgang des Verstärkers K2 ist mit seinem Eingang über einen Kondensator
C1 und einen-Widerstand R2 verbunden. Durch diese Gegenkopplung erhält der Verstärker
ein PI-Verhalten, so daß an seiner Ausgangsklemme K2 eine sägezahnförmige Spannung
mit dem in Figur 3 dargestellten und mit U K2 bezeichneten Verlauf auftritt.
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Mit K ist eine an sich bekannte Kippstufe bezeichnet, meist ein sogenannter
Schmitt-Trigger, bezeichnet, die sich in dem . einen Zustand befindet, solange ihre
Eingangsspannung über einem bestimmten Ansprechwert liegt. Dieser Kippstufe
wird die Differenz zwischen der sägezahnförmigen Spannung und einer Steuerspannung
USt zu geführt, die bei E gebildet wird. Nach Differentiation und Unterdrückung
von Impulsen bestimmter
Polarität, erhält man dann am Ausgang K3
der Kippetufe K die in Figur 3 mit UK3 bezeichneten Zündimpulee.
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Figur 2 zeigt ein besonders voxtilhaftes und einfache
Ausführung$beispiel
für den zwischen den Klemmen K1 und K2 der
Anordnung nach Figur 1 liegenden
Schaltungsteil. Die Anordnung besteht im wesentlichen aus einem einstufigen
Verstärker mit dem Transistor p2, der in Emitterschaltung betrieben ist.
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Die Basis des Transistors p2 ist dabei an den Kollektor eines Tansistors
p1 angeschlossen, der die Endstufe des Iepul$gebers J nach Figur 1 darstellt. Die
Kollektorelektroden sind über Widerstände R1(entspricht R1 in Figur 1)und R3 mit
der positiven Klemme P einer nicht dargestellten Gleichspannungsquelle verbunden,
deren negativer Pol N an die Emitterelektroden der beiden Transistoren angeschlossen
ist.
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Die Kollektorelektroden der beiden Transistoren sind über einen Kondensator
C1 und einen Widerstand R2 miteinander verbunden. Der Verbindungspunkt der beiden
Schaltungselemente ist über eine Diode n4 mit dem Pol N verbunden. Die Durchlaßriehtung
dieser Diode ist so gewählt, daß sich C1 darüber und über H3 aufladen kann. Dadurch
ergibt sich eine wesentlich schellere Aufladung als über R2 und p1 und dadurch
ein größerer Steuerbereich.
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Der Steuerzustand des Transistors p1 ist von der'GröBe
zweier
Gleichspannungsquellen
Q1 und Q2 abhängig.
Beide bestehen im wesentlichen aus Zweiweggleichrichtern,
die beide mit einer Netzwechselspannung U, und untefscheiden
sich
dadurch, daß-die Quelle
Q1 eine geglättete und die Quelle
Q2 eine
ungeglättete
Spannung liefert. Diese beiden Quellen
sind gleichsinnig
in Reihe geschaltet und speisen einen aus
den Widerständen-R4
und R3
bestehenden Spannungsteiler. Der
Verbindungspunkt der
genannten Widerstände
ist mit dem Verbindungepunkt
der beiden Quellen
über die Steuerstrecke des Transistors
p1
verbunden, der als
Uberepannungsschutz
eine Diode n3 antiparallel
Geschaltet ist. _
| Die Größe der von den Quellen gelieferten.Spannungen, die |
| Größe der Widerstände den Spannungsteilen und die
Polarität |
| der Spannungen, sowie die folung der Steuerstrecke den Tran- |
| sistors p1 sind dabei so gewählt und aufeinander abgestimmt,daß |
| der Transistor pl durch die von der Quelle
Q2 gelieferte un- |
| geglättete gleieh®pannung praktfech während der ""gesagten
Dauer |
| dieser pulsierenden Halbwellen gesperrt und nur kurzzeitig
in |
| der Nähe der Nullstellen dieser pulsisrßT:acn Spannungurc'h
die |
| Gleichspannung der Queue Q1@kurzzeitig durchgesteuert wird. |
| Zur Veranschaulichung sei hierzu auf Figur 3 verwiesen,
in der |
| der Verlauf der an der Steuerelektrode des Transistors p1 |
| liegenden Spannung anfgitträanf @töd#:ait U, bezeichnet
ist. In |
| dieselbe Darstellung 'ist auch der Verlauf der Wechselspannung
llN |
| gestrichelt eingetragen. Aus Figur 3 ersieht man
auch, daß der |
| Transistor pt nur kurzzeitig durchge®teuert wird, so daß
seine |
| Kollekterspannummg UB nur kurzzeitig 8u11 wird. Während
dieser |
| Zeit ist der Transistor p2 gesperrt und der Kondensator
C1 lädt |
| sich sehr achnell über den Widerstand 83 und die Diode n4
auf |
| das PotenKal P auf. Dienen Patential liegt dabei auch am
Ende |
dieses Aufladeintervalles an der Ausgangsklemme K2.
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Nach dem Sperren des Transistors p1 wird der Transistor p2
über den Widerstand R1 durchgesteuert. Dieser Widerstand ist so bemessen, daß der
Transistor p2 vollständig durchgesteuert würde, wenn der Gegenkopplungszweig abgetrennt
wäre.
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Bei durchgesteuertem Transistor p2 fließt aber auch der Entladestrom
des Kondensators C1 über die Widerstände R1, R2 über die Kollektor-Emitter-Strecke
des Transistors p2 und über die zwischen P und N angeschlossene Gleichspannungequelle.
Die Größe deees Stromes hängt dabei von dem Durcheteuerzustand des Transistors p2
ab.
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Bei der angegebenen Bemessung des Widerstandes R1 ist der Transistor
p2 erst am Ende der Umladung des Kondensators C1 voll durch-gesteuert, weil bis
dahin ein Teil des über den Widerstand Rl fliessenden Stromes über den Gegenkopplungezweig
abgezogen wird und damit nicht für die Austeuerung den Transistors, p2 zur
Verfügung steht.
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Im ersten Augenblick nach dem Sperren des Transistors p2 kann man
den Kondensator C1 zunächst als Gleichspannungnquelle mit konstanter Spannung ansehen.
Ein Teil des Stromes über R1 wird daher über den Widerstand k2 abfließen und der
Transistor p2 nur teilweise geöffnet. Die Spannung am Ausgang K2 fällt daher nach
dem Sperren von p1 um einen durch das Verhältnis der Widerstände R2/ R1 bestimmten
Betrag. Wegen des Spannungeabfallee an dem Widerstand R2 liegt die Anode des Ventiles
n4
auf solchen Potential, daß während der Entladezeit des Kondensators
C1 über diese Diode kein Strom fließen kann.
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Die zeitlineare Abnahme der Spannung an der Klemme K2 bei Entladung
des,Kondensatore C1 läßt sich wie folgt erklären: Bei konstantem Widerstand der
Kollektor-Emitter-Strecke des Tran-. sistors p2 würde der Strom über den Widerstand
R1 zeitlich nach einer Exponentialfunktion verlaufen. Dabei würde das Potential
des Punktes B ebenfalls nach einer solchen Funktbn ansteigen. Ein geringfügiger
Anstieg dieses Potentials hat aber eine Zunahme des Steuerstromes des Transistors
p2 und damit eine Herabsetzung des Widerstandes des Entladekreises des Kondensators
und eine Zunahme des über den Widerstand R2 fließenden Stromes zur Folge. Unter
der Voraussetzung eines unendlich großen Verstärkungsgrades des Transistors
p2 stellt sich ein praktisch konstantes Potential B ein, da ja bereits eine unendlich
kleine Änderung des Entladestrones des Kondensators C1 ausreicht um eine große Änderung
des Widerstandes der Emitter-KollektoryStrecke des Transistors p2 herbei zu führen,
wodurch der Potentialänderung entgegengewirkt wird. Diese Betrachtungsweise ist
auch auf vorliegendes Ausführungsbeispiel anwendbar, da ja der Steuerstrom verglichen
mit dem über den Entladekreis des Kondensators C1 fließenden Strom vernachlässigbar
klein ist.