DE2806198A1 - Statischer rufgenerator zur erzeugung einer sinusschwingung - Google Patents

Description

Statischer Rufgenerator zur Erzeugung einer Sinusschwingung.

Die Erfindung bezieht sich auf einen Rufgenerator nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Zur Erzeugung des Rufstroms, der in einer Fernsprechanlage nach Empfang der Wählzeichen eines Teilnehmers dem gerufenen Teilnehmer gesendet wird, dienen heute neben den herkömmlichen elektromechanischen, mit Polwechsel arbeitenden Geräten auch statische elektronische Schaltungen.

Ein bekannter statischer Rufgenerator enthält einen Steueroszillator, der eine sinusförmige Spannung mit 25 Hz erzeugt. Die Schwingung wird an eine gegengekoppelte Verstärkerstufe gelegt, welche das Ausgangssignal mit der gewünschten Leistung liefert. Nachteilig sind hierbei ein kleiner Wirkungsgrad des Verstärkers und großer Platzbedarf für den zur Erhöhung der Spannung erforderlichen Ausgangstransformator.

Ein anderer bekannter Rufgenerator erzeugt eine stufen- und annähernd sinusförmige Schwingung, die einer Verstärkerstufe zugeführt wird, welcher ein Filter nachgeschaltet ist, an dessen Ausgang die gewünschte sinusförmige Spannung gewonnen wird. Eine stufenförmige Schwingung erhält man z.B. dadurch, daß die Abgriffe derSekundärwicklung eines Transformators in zyklischer Folge angeschaltet oder die Ausgänge zweier oder mehrerer Wechselrichter in Reihe geschaltet werden. Hier kann sich zwar ein zufriedenstellender Wirkungsgrad ergeben, doch bereiten nicht vernachlässigbare Oberwellen der Ausgangsspannung selbst bei einer hohen Anzahl von Stufen beträchtliche Schwierigkeiten. Ein derartiger Rufgenerator hat ferner eine zu geringe Anpassungsfähigkeit hinsichtlich Laständerungen, während andererseits das Ausgangsfilter ziemlich groß sein muß.

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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Rufgenerator zur Erzeugung einer Sinusschwingung hoher Reinheit mit einer sehr einfachen Schaltung anzugeben, die ohne einen Ausgangstransformator, jedoch mit gutem Verstärkungsgrad arbeitet und zur Beibehaltung der Schwingungsreinheit eine gute Anpassungsfähigkeit an die Last aufweist.

Diese Aufgabe wird durch den im Anspruch 1 gekennzeichneten Rufgenerator gelöst.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltbild des erfindungsgemäß realisierten Rufgenerators;

Fig. 2 den Modulator MD von Fig. 1;

Fig. 3 eine Einheit PT von Fig. 1, die zur Erkennung der Spannungspolarität dient;

Fig. 4 eine Einheit PC von Fig. 1 zur Erkennung der Strompolarität;

Fig. 5 das binäre Schaltwerk RL von Fig. 1;

Fig. 6 die Wechselrichterschaltung IN von Fig. 1;

Fig. 7 den Verlauf der Ausgangsspannung und des Ausgangsstromes bei einer vorwiegend kapazitiven Last; und

Fig. 8 Zeitdiagramme für die obigen Figuren.

Wie aus dem Blockschaltbild von Fig. 1 ersichtlich ist, enthält der Rufgenerator einen Oszillator OS, der eine Rechteckschwingung mit der Frequenz F abgibt. Die Rechteckschwingung gelangt zum Eingang eines Integrationskreises IT sowie zum Eingang eines Frequenzteilers DV, welchem ein Tiefpaß-Filter PB. nachgeschaltet ist. Am Ausgang des Integrationskreises IT ergibt sich ein dreieckförmiges Signal mit der Frequenz F ,

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das an einen ersten Eingang eines Modulators MD angelegt wird. Am Ausgang des Tiefpaß-Filters PB. liegt dagegen ein sinusförmiges Signal hoher Reinheit, das die Frequenz F = 25 Hz des herkömmlichen Rufsignals hat. über einen Vergleichspunkt (Knoten) NC gelangt das Signal mit der Frequenz F zu einem Gleichrichter RD, dessen Ausgang mit einem zweiten Eingang des Modulators MD verbunden ist. Wegen der gemeinsamen Herkunft der in beiden Zweigen verarbeiteten Signale sind die Frequenzen F und F_Q synchron.

Der Modulator MD führt eine Impulsdauermodulation des Signals der Frequenz F mit dem modulierenden Signal (F₀) durch, wie dies im Diagramm a bzw. b der Fig. 8 dargestellt ist, wobei er Rechteckimpulse mit einer Taktfrequenz gleich F liefert. Er erzeugt jedesmal dann einen Impuls, wenn der Pegel des modulierenden Signals den Pegel des Trägersignals überschreitet.

An den Ausgang des Modulators MD ist ein binäres Schaltwerk ("logische Schaltung") RL geschaltet, das Signale zur Steuerung einer mit LeistungsverStärkung arbeitenden Wechselrichterschaltung IN erarbeitet. Das binäre Schaltwerk RL wird ferner durch die Ausgangssignale ν einer ersten Steuereinheit PT, die zur Feststellung der Polarität der Ausgangsspannung e des Vergleichspunktes NC dient, die in Phase mit der Ausgangsspannung V ist, sowie durch die Ausgangssignale einer zweiten Steuereinheit PC gesteuert, welche mittels eines Sensors R die Polarität des Ausgangsstroms I der Wechselrichterschaltung feststellt. Die Wechselrichterschaltung IN verwandelt eine von einer externen Quelle gelieferte Gleichspannung E in eine Folge von Rechteckimpulsen mit konstanter Amplitude, deren Dauer mit der Dauer der am Ausgang des Modulators MD erzeugten Impulse übereinstimmt, und deren Polarität synchron mit derjenigen des 25 Hz-Ausgangssignals des Vergleichspunktes

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NC veränderlich ist, wie dies in Fig. 8 im Diagramm c dargestellt ist. An den Ausgang der Wechselrichterschaltung IN ist ein zweites Tiefpaß-Filter PB₂ angeschaltet, dessen Ausgangssignal ein sinusförmiges Signal mit den gewünschten Eigenschaften ist.

Damit der Pegel des sinusförmigen Ausgangssignals bei Laststromschwankungen konstant bleibt, ist an den Ausgang des Filters PB₂ eine Rückkopplungseinheit UR geschaltet, welche den zweiten Eingang des Vergleichspunktes NC speist. Die Laststromschwankungen und eine Veränderung der die Wechselrichterschaltung speisenden Spannung E bewirken daher eine Pegeländerung des Ausgangssignals des Vergleichspunktes und infolgedessen eine Änderung des Modulationsgrades des Modulators MD, so daß der Pegel des Ausgangssignals der Schaltung konstant gehalten wird.

Der Vergleichspunkt NC besteht aus einem als Summierer arbeitenden Operationsverstärker, dessen sinusförmige Ausgangsspannung e eine gegenüber der Amplitude der Ausgangsspannung V der Schaltung umgekehrt veränderliche Amplitude hat.

Die Spektralreinheit der Ausgangsspannung V ist von der Spektralreinheit des modulierenden Signals (F ) abhängig, so daß das Filter PB. und der Gleichrichter RD entsprechend gute Eigenschaften haben müssen. Vorzugsweise wird ein aktives Filter fünfter Ordnung vom Butterworth-Typ verwendet, das durch eine 6O-dB-Dämpfung bei der dritten Oberwelle gekennzeichnet ist, sowie ein Gleichrichter mit einer nahezu idealen Gleichrichterkennlinie. Vor allem ist es erforderlich, daß das Filter ein in der Nähe des Nulldurchgangs der Spannung ε möglichst verzerrungsfreies Signal wiedergibt; eine Signalverzerrung in diesen Gebieten würde die Spektralreinheit des.mit der Schaltung erzelten Leistungssignals besonders beeinträchtigen.

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In Fig. 2 ist eine bevorzugte Ausführungsform des Modulators MD dargestellt, bestehend aus einer Vergleichsschaltung CM,, an deren Eingänge die Dreieckschwingung mit der Frequenz F bzw. das gleichgerichtete Signal ε¹ gelegt sind. Entsprechend dem Vorzeichen der Differenz zwischen den beiden Amplituden liefert er an seinem Ausgang die mit b bezeichneten binären Signale "1" bzw. "0", deren Dauer von der augenblicklichen Amplitude der Ausgangsspannung des Vergleichspunktes NC abhängig ist. Der Modulationsgrad ist sehr hoch, da die Impulsdauer von etwa Null bis zur fast ganzen Periode des Trägersignals der Frequenz F variieren kann, wodurch der Oberwelleninhalt der Wechselrichter-Ausgangsspannung sich auf ein Minimum herabsetzen läßt.

In Fig. 3 ist eine bevorzugte Ausführungsform der Steuereinheit PT zur Feststellung der Polarität der Spannung V dargestellt, bestehend aus einer Vergleichsschaltung CM₂, deren Invertiereingang auf einem festen Potential liegt, während der andere (nicht invertierende) Eingang durch die sinusförmige Ausgangsspannung des Vergleichspunktes NC gespeist wird. Die Vergleichsschaltung CM₂ verhält sich somit als Begrenzerverstärker, der ein rechteckförmiges Signal ν abgibt, dessen Einschaltteile (Impulse) den positiven Halbwellen des Eingangssignals entsprechen.

In Fig. 4 ist eine bevorzugte Ausführungsform der Steuereinheit PC zur Feststellung der Polarität des Ausgangsstroms der Wechselrichterschaltung IN dargestellt, bestehend aus zwei darstellungsgemäß komplementär geschalteten Vergleichsschaltungen CM₃ und CM₄, welche durch ein sinusförmiges Signal gesteuert werden, das an den Enden eines Sensors R in Form eines in Serie mit der Last ZL liegenden Widerstands erzeugt wird. Die Last ZL repräsentiert die Ausgangsimpedanz Z und die Einheiten des Tiefpaß-Filters PB₂. Die beiden Vergleichsschaltungen liefern zwei Binärsignale c und c_, die zueinander

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komplementär sind (ausgenommen bei stromlosem Zustand) und sich mit dem Wechsel des Ausgangsstromes I gemäß folgender Tabelle ändern:

Ausgangsstrom	1	c_
positiv	0	0
negativ	1	1
kein Strom	1

Im stromlosen Fall haben die durch die Vergleichsschaltungen erzeugten Binärsignale beide den Wert "1", damit die Verstärkerund Wechselrichterschaltung IN im Augenblick ihrer Einschaltung anlaufen kann, wie noch beschrieben wird.

In Fig. 5 ist das binäre Schaltwerk RL dargestellt, das durch die am Ausgang der Steuereinheit PC vorliegenden Signale c, und c_, durch die am Ausgang der Steuereinheit PT erzeugte Schwingung ν und durch das am Ausgang des Modulators MD vorliegende Signal b gespeist wird. Das Schaltwerk besteht aus zwei Invertern G. und G₂ sowie einer Anzahl von in der dargestellten Weise geschalteten UND- bzw. Tor-Gliedern G^, G^,...,G₁ deren Ausgänge mit g bezeichnet sind. An den vier Ausgängen g_g, g₁₀, g _χ und g_g des Schaltwerks RL sind die Steuerimpulse für die Wechselrichterschaltung IN verfügbar.

Die in Fig. 6 im einzelnen dargestellte bevorzugte Verstärker- und Wechselrichterschaltung IN hat einen Brückenaufbau, bei welchem jeder Zweig aus einem Transistor besteht, der parallel zu einer in Gegenphase geschalteten Diode liegt. Die Transistoren T₁, T₂, T₃, T₄ werden jeweils durch die Signale

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der Ausgänge gg, ?₁₀» S₁₁ und g_Q über eine Entkopplungs- und Inverterschnittstelle gesteuert. An den Enden des einen Diagonalzweigs liegt die Speisequelle für die Gleichspannung E, während an die Enden des anderen Diagonalzweigs (Klemmen A, B) die Last z_u über das Ausgangs-Filter PB₂ geschaltet ist, das aus der Induktivität L und der Kapazität C besteht. Durch ein an einem der genannten Ausgänge des Schaltwerks RL liegendes Binärsignal "O" wird der betreffende Transistor T in den Durchlaß-Zustand gesteuert, während ein Binärsignal "1" den Transistor sperrt. Die Aktivierung eines beliebigen Eingangs des Schaltwerks RL wird dagegen bei einem Binärsignal vom Wert "1" erreicht.

Es soll nun die Arbeitsweise des binären Schaltwerks RL und der Wechselrichterschaltung IN anhand des in Fig. 7 dargestellten Zeitdiagranuns erläutert werden, das die Sinuskurven der Ausgangsspannungen und -ströme bei einer kapazitiven Last zeigt, wie sie in der Praxis in einer Fernsprechanlage gegeben ist. Die Einrichtung kann aber bei beliebigem cos φ-Wert der Last arbeiten, also bei beliebigem Phasenwinkel zwischen Spannung und voreilendem oder nacheilendem Strom.

Mit Bezug auf die Polarität der Augenblickswerte der Ausgangsspannung V_u und des Ausgangsstromes I_u im Betrieb sollen nun die vier möglichen Zustände getrennt untersucht werden, die vier entsprechende Betriebsweisen des binären Schaltwerkes RL bewirken. Wenn Spannung und Strom übereinstimmen (hinsichtlich des Vorzeichens), werden zwei in entgegengesetzten Brückenzweigen der Wechselrichterschaltung IN liegende Transistoren gleichzeitig in den Durchlaß-Zustand gesteuert, so daß jedem Wert "1" der vom Modulator MD erzeugten Bitfolge des Binärsignals b an den Ausgangsklemmen der Schaltung IN eine Spannung entspricht, deren Amplitude gleich der der Speisegleichspannung E und deren Polarität vom leitenden Transistorpaar abhängig ist. Beim Wert "0" des Binärsignals b darf jedoch die Steuerung der

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leitenden Transistoren nicht unterbrochen werden, weil sonst der Ausgangsstrom unterbrochen würde/ der sinusförmig mit der Frequenz F und nicht impulsartig sein muß. Damit diese für den Betrieb des Wechselrichters grundlegende Bedingung erfüllt ist, wird nur ein Transistor im Durchlaß-Zustand gehalten und zur Schließung des Stromkreises der Strom durch die Filterinduktivität gezwungen, durch die Diode des Brückenzweiges zu fließen, der an den Zweig des Transistors angrenzt, der im Durchlaß-Zustand und mit dem gleichen Speisequellenpol verbunden ist.

In dem durch die Zeitpunkte t_ und t, begrenzten Zeitraum sind sowohl Spannung als auch Strom positiv. In diesem Fall aktiviert das Schaltwerk RL die Ausgänge g_lo und g.,, wodurch die Transistoren T₂ und T₃ in den Durchlaß-Zustand gesteuert werden. Diese Steuersignale werden nämlich gemäß folgender Verknüpfungen erzeugt:

g₁₀ - ν . c₊

c, bzw.

g_xl = b · ν . C₊ . g_?.

Der Strom folgt in diesem Fall dem Weg A-ZL-B-T₂-E-T₃-A.

Die Durchlaß-Steuerung des Transistors T₃ ist intermittierend, da sie durch die Impulse des Signals b erfolgt, dessen Taktfrequenz gleich F ist. Während der Pausen zwischen den Impulsen des Signals b schließt sich der Stromweg über die Diode D₄, d.h. über den Weg A-ZL-B-T₂-D₄-A.

In dem durch die Zeitpunkte t₂ und t₃ begrenzten Zeitraum haben Spannung und Strom übereinstimmend negatives Vorzeichen. In diesem Fall aktiviert das Schaltwerk RL die Ausgänge g_g und g₈, wodurch die Transistoren T₁ und T₄ leitend werden. Die Signale dieser Ausgänge sind aktiv, da

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g₉ = ν . c_ ist, während

g₈ = b . ν . c_ . g₆·

Durch Aufsteuerung der Transistoren T₁ und T₄ erhält man Impulse der Spannung -E; der Stromweg ist also nun B-ZL-A-T₄-E-T₁ -B. Für die Intervalle zwischen den Impulsen bleibt der Transistor T, leitend, während der Transistor T₄ gesperrt wird und der Strom durch die Diode D₃ fließt. Der Stromweg ist B-ZL-A-D₃-T₁ - B.

In dem durch die Zeitpunkte t. und tj begrenzten Zeitintervall ist die Spannung V_u positiv, wogegen der Strom I negativ ist. In diesem Fall liefert das Schaltwerk RL die Impulse des Signals b nur an den Ausgang g₈, wodurch der Transistor T₄ intermittierend leitend wird, während die Signale der Ausgänge g_g, g_1Q und g,. Sperrbefehle sind. Das Steuersignal des Transistors T₄ wird erzeugt gemäß

g₈

= b

Bei jedem "1" der Bitfolge des Signals b (T₄ gesperrt) zwingt die in der Last ZL gespeicherte Energie den Strom im betrachteten Fall durch den Weg B-ZL-A-D₃-E-D₃-B. Zwischen den Klemmen A und B liegt ein Spannungsrechteckimpuls, der die Amplitude der Spannung +E hat und über die gesamte Sperrdauer des Transistors T₄ verbleibt. In den Intervallen zwischen den Impulsen des Signals b (T₄ leitend) folgt hingegen der Strom dem Weg B-ZL-A-T₄-D₃-B, und die Spannung zwischen den Klemmen A, B ist Null.

In dem durch die Zeitpunkte t₃ und t₄ begrenzten Zeitintervall ist die Spannung V negativ und der Strom I positiv. Es liegt ein zu dem vorhergehenden Fall symmetrischer Betrieb vor, bei dem das Schaltwerk RL die Impulse des Signals b nur

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an den Ausgang g.. gibt, wodurch der Transistor T^ leitend wird. Sein Steuersignal wird erzeugt gemäß

^gll ^{= b} * ^v * ^c+ ' ^g5 * ^g7

Wenn der Transistor T, gesperrt ist (b = 1), folgt der Strom dem Weg A-ZL-B-D₁ -E-D₄-A. Zwischen den Klemmen A und B ergibt sich ein Impuls mit der Amplitude der Spannung -E, der während die Sperrdauer des Transistors verbleibt. Bei leitendem Transistor T₃ (b = O) schließt sich über diesen dagegen wieder der Stromweg, und der Strom folgt dem Weg A- ZL-B-D, - T, - A; die Spannung zwischen den Klemmen A und B ist Null.

Wenn bei der Einschaltung des Wechselrichters (Ausgangsstrom Null) die erste Halbwelle der Spannung ε positiv ist (v = 1), darf trotz des Binär-Wertes "1" der Signale c und c_ am Eingang der Torglieder G₄, G_g und G₁₀ der Durchlaß-Steuerbefehl nur an den Ausgängen g_1Q und g.. gesendet werden. An den Ausgängen g_q und g₈ liegt dagegen der Sperrbefehl aufgrund des Signals vom Ausgang g,- (g₅ = C₊ . c_) , das an den Eingang des Torgliedes Gg gelegt wird. Bei der negativen Halbwelle wird in symmetrischer Weise das Signal vom Ausgang g₅ an das Torglied G₇ gelegt. Wie zu erkennen ist, entsprechen die Steuerbefehle an den vier Ausgängen gg - g.. denen, die sich bei positiver Spannung und positivem Strom ergeben, und ermöglichen somit den richtigen Anlauf der Wechselrichterschaltung .

Dank des binären Schaltwerks kann gemäß der Erfindung die Arbeitsweise des Wechselrichters an unterschiedliche Lastverhältnisse angepaßt werden, was die Erzeugung einer Sinusschwingung (Sinusoide) hoher Spektralreinheit gestattet; diese Reinheit bleibt sowohl bei reiner Widerstandslast als auch bei vorwiegend kapazitiver Last erhalten.

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L ü e r s e i } e

Claims (8)

10255/H/Ro.
(DB 383)

Ital.Anm.Nr.2O252 A/77
vom 14. Februar 1977

Societä Italiana Telecomunicazioni

Sinnens s.p.a. Piazzale Zavattari 12, Mailand/Italien

Patentansprüche

Statischer Rufgenerator zur Erzeugung einer Sinusschwingung für ein Fernmeldesystem, insbesondere für eine Fernsprechvermittlung sanlage, mit einem Modulator zur Impulsdauermodulation eines Rechtecksignals der Frequenz F gemäß einem sinusförmigen modulierenden Signal mit der Frequenz F <<F , an dessen Ausgang eine mit Leistungsverstärkung arbeitende Wechselrichterschaltung geschaltet ist, welche die Polarität der Ausgangsimpulse des Modulators in Übereinstimmung mit den Polaritätsänderungen des modulierenden Signals wechselt, und dem ein Tiefpaß-Filter nachgeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet , daß die Wechselrichterschaltung (IN) durch ein binäres Schaltwerk (RL) gesteuert wird, dem an einem ersten Eingang die Ausgangsimpulse (Signal b) des Modulators (MD), an einem zweiten Eingang das impulsförmige Ausgangssignal (ν) einer ersten Steuereinheit (PT) zur Feststellung der Polarität der Ausgangsspannung (V ) des Rufgenerators und an einem dritten und vierten Eingang die impulsförmigen Ausgangssignale (c_, C₊) einer zweiten Steuereinheit (PC) zugeführt sind, welche die Polarität des Ausgangsstroms (I_u)

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des Rufgenerators mittels eines an den Ausgang der Wechselrichterschaltung (IN) geschalteten Sensors (R) feststellt, und daß das binäre Schaltwerk (RL) die Folge der Steuerimpulse zur Konstanthaltung der Form der dem Ausgangssignal der Wechselrichterschaltung entsprechenden Sinusschwingung entsprechend der Änderung des cos φ-Wertes der durch den Rufgenerator gespeisten Last (ZL) ändert.

2.) Rufgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die erste Steuereinheit (PT) aus einer Vergleichsschaltung (CM₂) besteht, deren invertierender Eingang auf einem festen Potential liegt, während an seinem anderen Eingang eine sinusförmige Spannung (ε) mit der Frequenz F liegt.

3.) Rufgenerator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß die zweite Steuereinheit (PC) aus zwei Vergleichsschaltungen (CM, und CM,) besteht, die zueinander komplementär sind und durch die an den Enden des Sensors (R) liegenden sinusförmigen Signale mit der Frequenz F gesteuert werden.

4.) Rufgenerator nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet , daß das binäre Schaltwerk (RL) vier Ausgänge (g_g, 9_1Ο» 9,,ί g₈) aufweist; daß der erste Ausgang (g_g) des Schaltwerkes (RL) dann aktiv ist, wenn sein zweiter Eingang (Signal v) nicht aktiv und sein dritter Eingang (Signal c_) aktiv ist; daß der zweite Ausgang (9J₁₀) dann aktiv ist, wenn sein zweiter und sein vierter Eingang (Signale ν und c ) aktiv sind; daß der dritte Ausgang (Cf₁₁) dann aktiv ist, wenn sein erster, zweiter und vierter Eingang (Signale b, ν und c ) aktiv sind oder wenn der vierte Eingang (Signal C₊) aktiv und der erste, zweite und dritte Eingang (Signale b, ν und c_) nicht aktiv sind; und daß der vierte Ausgang (g₈) dann aktiv ist, wenn

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der zweite Eingang (Signal v) nicht aktiv und der erste und dritte Eingang (Signale b und c_) aktiv sind, oder wenn der zweite und der dritte Eingang (Signale ν und c_) aktiv und der erste und vierte Eingang (Signale b und c ) nicht aktiv sind.

5.) Rufgenerator nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator (MD) aus einer Vergleichsschaltung (CM,) besteht, an deren invertierendem Eingang ein Dreiecksignal mit der Frequenz F angelegt ist, während der andere Eingang mit dem Ausgang eines Gleichrichters (RD) verbunden ist, der durch eine sinusförmige Spannung (ε) mit der Frequenz F gespeist wird.

6.) Rufgenerator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet , daß ein Gleichrichter (RD) mit einer nahezu idealen Gleichrichterkennlinie vorgesehen ist.

7.) Rufgenerator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Dreiecksignal mit der Frequenz F und die sinusförmige Spannung (ε) mit der Frequenz F_Q aus einem einzigen Rechteckschwingungs-Oszillator (OS) mittels eines Integrationskreises (IT) bzw. mittels eines Frequenzteilers (DV) und eines weiteren Tiefpaß-Filters (PB₁) hergeleitet werden.

8.) Rufgenerator nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß weitere Tiefpaß-Filter (PB₁) ein aktives Filter ist.

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