DE1236582B - Kapazitiver Wandler in einer mit Hochfrequenz gesp eisten Brueckenschaltung - Google Patents

Description

DEUTSCHES '/fflWWt PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT H04r

DeutscheKl.: 21 a2-16/01

Nummer: 1236 582

Aktenzeichen: N 23060 VIII a/21 a2

^ 236· 582 Anmeldetag: 19. April 1963

Auslegetag: 16. März 1967

Kapazitiver Wandler in einer mit Hochfrequenz gespeisten Brückenschaltung

Kapazitive Wandler arbeiten grundsätzlich nach dem Prinzip, daß durch eine beliebige Einwirkung die Kapazität des den Wandler bildenden Kondensators geändert wird. Diese Kapazitätsänderung wird durch eine geeignete Schaltung in eine Spannungsänderung umgewandelt. Derartige kapazitive Wandler verwendet man bei Kondensatormikrophonen, kapazitiven Tonabnehmern, bei Druckindikatoren, Längen- und Dickenmessern usw.

In vielen dieser Geräte wird unter anderem eine Schaltung mit Gleichspannungspolarisierung und nachfolgender Verstärkung durch Elektronenröhren verwendet. Bei dieser Methode stören das durch die Röhre bedingte Rauschen, der hohe Stromverbrauch, die Anheizzeit und die begrenzte Lebensdauer der Röhre. Ein wesentlicher Nachteil ist außerdem der

erforderliche hohe Isolationswiderstand aller Teile

der Eingangsschaltung. 2

Die zusätzlich häufig erhobene Forderung nach
Miniaturausführungen führte in Verbindung mit dem 20 Induktivität kann gleichzeitig die Sekundärwicklung

Anmelder:

Georg Neumann,
Berlin-Grunewald, Winklerstr. 8 a

Als Erfinder benannt:

Harald Rohlwes, Paudex (Schweiz)

Beanspruchte Priorität:

Schweiz vom 31. Mai 1962 (6616, 6687, 6688) --

Wunsch nach kleinem Stromverbrauch zu Versuchen, die gestellte Aufgabe mit Transistoren zu lösen.

Für die vorgenannte Schaltung lassen sich normale Transistoren nicht verwenden, da die Ausgangsimpedanz des kapazitiven Wandlers wegen der konstruktiv bedingten kleinen Kapazität viel höher ist als die Quellimpedanzen, die bei den gebräuchlichen Transistoren ein gutes Signal-Rausch-Verhältnis ergeben. Auch ein Herabtransformieren der gewonneeines Hochfrequenztransfoimators sein, an dessen Primärseite der die Brücke speisende Oszillator angeschlossen ist. Dies hat den Vorteil, daß sowohl die Kapazität des Wandlers als auch die Kapazität des in Reihe geschalteten Festkondensators zusammen mit der Induktivität der Sekundärwicklung einen Schwingkreis bilden, der die Frequenz des Oszillators bestimmt.

Bei der beschriebenen Schaltung wird der Null-

nen Wechselspannung ist wegen der erforderlichen 3° zweig der Brücke zwischen der Mittelanzapfung der

sehr hohen Transformatoreingangsimpedanz nicht möglich.

Andererseits sind seit langer Zeit Schaltungen bekannt, bei denen an Stelle der Gleichspannungspolarisierung eine hochfrequente Wechselspannung verwendet wird. Bei Anwendung dieses Prinzips lassen sich transistorierte Schaltungen realisieren.

Ein Oszillator erzeugt hochfrequente Energie, die durch den kapazitiven Wandler in ihrer Frequenz, Induktivität einerseits und dem Verbindungspunkt zwischen Wandler und Festkondensator andererseits gebildet. Befinden sich die beiden Brückenzweige im Gleichgewicht, so ist die Spannung an dem Nullzweig der Brücke Null. Wenn sich die Kapazität des Wandlers in Abhängigkeit von einer Modulation ändert, ändert sich auch das Brückengleichgewicht, und am Nullzweig entsteht eine amplitudenmodulierte Hochfrequenzspannung. Die sich ergebende pulsierende

Phase oder Amplitude moduliert und durch eine der 40 Hochfrequenzspannung wird demoduliert. Da die jeweiligen Modulationsart angepaßte Schaltung de- Modulation sowohl positiv als auch negativ sein moduliert wird. Hier sollen nur Verfahren der Ampli- kann, tritt bei jedem Nulldurchgang der Modulation tudenmodulation besprochen werden, da diese Modu- in der am Nullzweig auftretenden Hochfrequenzlationsart einfache, betriebssichere und — z. B. bei spannung ein Phasensprung von 180° auf. Wird eine Anwendung von Brückenschaltungen — besonders 45 solche Hochfrequenzspannung über einen Gleichrauscharme Schaltungen ermöglicht. richter demoduliert, so erhält man ein Signal, das die Bei einer bekannten Schaltung liegt beispielsweise doppelte Frequenz der ursprünglichen Modulation

in dem einen Brückenzweig als veränderliche Kapazität der Wandler und in der anderen Hälfte dieses Zweiges ein Festkondensator, der die gleiche Kapazität hat wie der Wandler. Der andere Brückenzweig besteht aus einer angezapften Induktivität. Diese hat. Verstimmt man dagegen die Brücke derart, daß am Nullzweig auch ohne Modulation eine Spannung auftritt, die größer ist als die zu erwartende größte Modulationsamplitude, so tritt kein Phasensprung ein. Bei der Demodulation dieses Hochfrequenz-

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signals erhält man am Ausgang des Demodulators eine Frequenz, die der Modulationsfrequenz entspricht.

Die Höhe der am Demodulator entstehenden Spannung läßt sich dadurch erhöhen, daß statt einer Ver- ί Stimmung der Brücke ein Gegentakt-Demodulator an zwei symmetrisch zur Mitte der Brückeninduktivität liegende Punkte angeschlossen ist. Die den beiden Gleichrichtern des Demodulators entnommenen Spannungen werden zwei in Reihe geschalteten Widerständen zugeführt, die so bemessen sind, daß der Strom durch die beiden Gleichrichter im geradlinigen Teil der Kennlinie liegt. Außerdem ist der Ausgang jedes Gleichrichters über einen Kondensator mit dem Nullpunkt der Brücke verbunden. Zwischen dem Verbindungspunkt der beiden Kondensatoren und der Mittelanzapfung der Induktivität ist eine weitere Induktivität angeordnet, die dafür sorgt, daß an den beiden Brückenkapazitäten auftretende Ladungen wieder abfließen können.

Diese Brückenschaltung hat jedoch ungünstige Rauscheigenschaften. Ein Grund für diese ungünstige Rauscheigenschaften liegt darin, daß der Demodulator von einer Quellimpedanz gespeist wird, die aus einer Kapazität besteht, welche eine ungünstige Phasendrehung verursacht, sobald eine widerstandsmäßige Belastung durch den Demodulator einsetzt. Ein weiterer Grund für die schlechte Rauscheigenschaft ist darin zu sehen, daß die am Ausgang parallelgeschalteten Widerstände ständig, d. h. auch in den Modulationspausen, von einem Strom durchflossen sind, so daß ein zusätzliches Rauschen entsteht und die Schaltung in unerwünschter Weise hochohmig wird. Außerdem können die den Quellwiderstand mit bestimmenden Widerstände nicht beliebig niederohmig gewählt werden, da sonst dem Oszillator zuviel Energie entzogen wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, zur Erzielung eines guten Signal-Rausch-Verhältnisses im Hinblick auf die Verwendung von Transistoren einen kapazitiven Wandler mit niedriger Ausgangsimpedanz zu schaffen.

Diese Aufgabe wird bei einem kapazitiven Wandler in Brückenschaltung, die mit einem in Halbleiterschaltung ausgeführten Oszillator betrieben wird, erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß mindestens eine Induktivität mit der im Nullzweig der Brücke wirksamen Kapazität in Reihe geschaltet ist und mit dieser Kapazität ein LC-Glied bildet, dessen Resonanzfrequenz mit der Frequenz des Oszillators übereinstimmt.

Der neue kapazitive Wandler hat den Vorteil, daß durch das Einfügen einer zweckmäßigerweise einstellbaren Induktivität vor den Demodulator die durch die überwiegend kapazitive Impedanz der Brückenschaltung bedingte Phasendrehung vermieden wird. Wenn das aus dieser Induktivität und der Kapazität des Ausganges der Brückenschaltung bestehende LC-Glied in Resonanz mit der Frequenz des Oszillators gebracht wird, wird die Quellimpedanz für den Demodulator zu einem sehr niedrigen Widerstand. Dies ist sehr erwünscht und führt bei entsprechender Ausbildung des Demodulators zu sehr günstigen Rauscheigenschaften und zu einer niedrigen Ausgangsimpedanz des kapazitiven Wandlers.

In den F i g. 1 bis 4 sind Beispiele für die Ausführung der neuen kapazitiven Wandler, insbeson-

dere von Hochfrequenz-Kondensatormikrophonen in Form von Schaltungen dargestellt, an denen die Wirkungsweise der Erfindung erläutert wird.

F i g. 1 und 2 zeigen Prinzipschaltbilder von kapazitiven Wandlern, bei denen eine Induktivität nach der Erfindung mit der Brückenkapazität in Reiiie geschaltet ist;

F i g. 3 zeigt die Schaltung eines kapazitiven Wandlers, bei dem in jede Zuleitung zu dem Demodulator eine Induktivität nach der Erfindung eingefügt ist;

F i g. 4 gibt die Schaltung eines hochfrequenten Kondensatormikrophons in Brückenschaltung mit einem Transistor wieder.

Die zum Betrieb der Schaltung notwendige Hochfrequenzspannung wird durch den Oszillatorl erzeugt, dessen Frequenz vorzugsweise durch den aus den Gliedern der Brückenschaltung bestehenden Schwingkreis bestimmt wird. Die Kopplung zwischen dem Oszillator und der Brücke erfolgt mit Hilfe dee Transformators 2. Die Brückenschaltung mit dem kapazitiven Wandler, beispielsweise einem Kondensatormikrophon, besteht aus der Sekundärwicklung des Transformators 2 mit den Wicklungsenden 3,4 und der Mittelanzapfung 5 sowie der veränderlichen Kapazität 6 und dem gleich großen Festkondensator 7, deren Verbindungspunkt mit 8 bezeichnet ist. Als Brückenausgang wird im Gegensatz zu der bekannten Schaltung der Nullzweig 5, 8 benutzt, an dem keine Spannung entsteht, wenn keine Modulation vorhanden ist. An dem Brückenausgang 5,8 entsteht eine modulierte Hochfrequenz, die bei jedem Nulldurchgang der Modulation ihre Phase um 180° dreht. Außerdem ist die am Brückenausgang 5,8 liegende modulierte Hochfrequenzspannung so klein, daß sie sich nicht gleichrichten läßt, weil die Amplitude dieser Spannung nicht bis in den geradlinigen Teil der Gleichrichterkennlinie hineinragt. Aus diesen Gründen wird die gleichzurichtende Spannung der Mittelanzapfung 9 der Wicklung 10,11 des Transformators 2 zugeführt. In der Wicklung 10,11 ist eine Hochfrequenzspannung mit der gleichen Frequenz vorhanden, die die modulierte Hochfrequenzspannung hat. Diese an den beiden Wicklungen Hegende Spannung ist wesentlich höher als die angelegte modulierte Hochfrequenzspannung. Es erfolgt in der einen Hälfte der Wicklung, z. B. 9,10, eine Addition und in der anderen Hälfte der Wicklung, z. B. 9,11, eine Subtraktion der beiden Spannungen. Dabei wird neben der erwünschten Erhöhung der Spannung auch der Phasensprung kompensiert Die entstehende modulierte Hochfrequnzspannung kann somit ohne Schwierigkeit verzerrungsfrei gleichgerichtet werden. Die an der Wicklung 10,11 entstehenden Spannungen werden mit Hilfe von zwei Gleichrichtern 12,13 demoduliert. Durch die gleichsinnige Anordnung der beiden Gleichrichter werden die Kondensatoren 14,15 so aufgeladen, daß sich die von den Wicklungen 10,11 zugeführten Spannungen gegenseitig aufheben. Es verbleibt nur eine Spannungsdifferenz, die der der Anzapfung 9 aus der Brücke zugeführten modulierten Hochfrequenzspannung entspricht. Die Widerstände 16,17 und 18 dienen zur Entladung der Kondensatoren 14,15.

Die Schaltung funktioniert ohne Belastung des Ausgangs einwandfrei. Bei Anschluß eines Verbrauchers wird über den Demodulator der Brückenkreis belastet. Da dieser Kreis kapazitiven Charakter hat, erfolgt durch diese Belastung eine Phasen-

Claims (1)

drehung, die zu folgenden Effekten führt: Der innere Widerstand der Schaltung steigt mit der Belastung an, und die Modulationstiefe der den Gleichrichtern 12, 13 zugeführten modulierten Hochfrequenzspannung nimmt ab, da durch die Phasenverschiebung zwischen der von der Brücke gelieferten und der in der Wicklung 10,11 vorhandenen Hochfrequenz keine optimale Addition bzw. Subtraktion mehr stattfindet. Durch Einfügen der Induktivität 1 nach der Erfindung werden folgende Vorteile erreicht: Die Impedanz der Brücke nimmt ohmschen Charakter an, so daß die von der Brücke abgegebene modulierte Hochfrequenzspannung bezüglich ihrer Phasendrehung belastungsunabhängig wird. Gleichzeitig wird der Quellwiderstand ein Minimum, da die Induktivität 19 mit der an der Brücke wirksamen Kapazität 6, 7 bezüglich der Frequenz mit der Frequenz des Oszillators 1 auf Resonanz abgestimmt ist. Außerdem erfolgt durch diese Maßnahme eine optimale Addition und Subtraktion der beiden Hochfrequenzspannungen, da sie phasengleich zusammengefügt werden. Damit wird durch diese Maßnahme gleichzeitig das Rauschen der Schaltung stark herabgesetzt, da der Innenwiderstand ein Minimum erreicht und die Modulation durch die phasengleiche Addition bzw. Subtraktion auf ihren optimalen Wert gebracht ist; auf diese Weise ist ein sehr gutes Stör-Nutz-Verhältnis gegeben. Es ist bemerkenswert, daß die Induktivität 19 praktisch nicht nachgestimmt werden muß, wenn die Kondensatoren in der Brücke geändert werden, sofern der Brückenkreis frequenzbestimmend für den Oszillator ist; die Schaltung wird praktisch so ausgeführt. Dies beruht auf der Tatsache, daß es die gleichen Kondensatoren sind, die für die Arbeitsfrequenz des Oszillators und für die Resonanz mit der Induktivität 19 verantwortlich sind, einmal in Reihe, das andere Mal parallel geschaltet, wobei ihr Verhältnis durch den Brückenabgleich annähernd konstant bleibt. Die Frequenz für den Oszillatorl kann beliebig gewählt werden, sie muß nur ein Vielfaches der höchsten zu übertragenden Modulationsfrequenz betragen. Die F i g. 2 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig 1, bei der an Stelle der beiden in Reihe geschalteten Kondensatoren 14,15 ein einziger Kondensator 20 verwendet wird, der zwischen den beiden Gleichrichtern 12,13 liegt. Der Brückenausgang 8 ist in diesem Fall mit einem Beleg des Kondensators 20 verbunden. Auf diese Weise ist bei gleichen Vorteilen nur ein Ladekondensator vorhanden, und der Entladewiderstand 18 entfällt. Diese Schaltung ist auch dann vorteilhaft, wenn der kapazitive Wandler, beispielsweise eine Mikrophonkapsel, mit Masse verbunden werden soll und ein unsymmetrischer Ausgang gewünscht wird. Die F i g. 3 stellt eine weitere Abwandlung der Schaltungen nach den F i g. 1 und 2 dar. Wenn die Wicklungen 10,11 des Transformators 2 wegfallen sollen, muß die für den Demodulator erforderliche Oszillatorspannung dem Transformator 2 über die Anzapfungen 21 und 22 der Sekundärwicklung 3, 4 entnommen werden. In diesem Fall ist in jede der beiden Zuleitungen zu dem Demodulator eine Induktivität 23 und 24 einzufügen, deren Größe der bisherigen Induktivität entsprechen muß. Die übrigen Bezugszeichen haben die gleiche Bedeutung wie in den F i g. 1 und 2. Bei den kapazitiven Wandlern in Brückenschaltung ist es erforderlich, über einen vorwiegend hochfrequenten Oszillator mit sehr geringer Amplituden-Störmodulation zu verfügen, da beim geringsten Verstimmen des Briickenabgleiches das Oszillatorrauschen in Form von Amplituden-Störmodulation gleichgerichtet wird und am Ausgang des Demodulators als störendes niederfrequentes Rauschen erscheint. ίο Zur weiteren Herabsetzung der Störmodulation liegt in weiterer Ausgestaltung des Erfindungsgedankens bei einem kapazitiven Wandler mit Transistoren an der Basis des Transistors des Oszillators eine durch einen Richtleiter gleichgerichtete Oszillatorspannung als Gegenkopplungsspannung. Durch geeignete Wahl der Diode läßt sich eine wesentlich geringere Störmodulation erreichen. Dies beruht auf dem Prinzip, die Hochfrequenz gleichzurichten und die so erhaltene Niederfrequenz an so die Basis des Transistors als Gegenkopplungsspannung zu legen. Ein Ausführungsbeispiel dieser Schaltung ist in Fig. 4 wiedergegeben, die ein hochfrequentes Kondensatormikrophon in Brückenschaltung mit einem Transistor zeigt. Der Oszillator zur Erzeugung der Hochfrequenzspannung besteht aus dem Transistor 25, der Primärwicklung des Transformators 2 mit den Wicklungsenden 26 und 27, der Rückkopplungswicklung 28, 29. Zur Erzeugung der Gegenkopplungsspannung dient die Wicklung 26, 30 und die Diode 31. An den Enden der Wicklung 26, 30 entsteht eine Wechselspannung, die in den Spitzen genügend positiv wird, um die Diode 31 leitend zu machen. Dadurch wird der Kondensator 32 positiv aufgeladen, der so bemessen ist, daß seine Impedanz, verglichen mit dem Basiswiderstand 33 des Transistors 25, für die Hochfrequenz klein und für die Niederfrequenz groß ist. Dies bewirkt eine Abnahme des Kollektorstromes des Transistors 25 und damit eine Herabsetzung der Schwingungsamplitude. Es stellt sich ein Gleichgewicht ein, bei dem die Diode 31 gerade in den Spitzen leitend wird. Durch die niederfrequente Gegenkopplung wird das Amplitudenrauschen des Oszillators stark verringert. Dieser Oszillator wird beispielsweise mit einer Frequenz von 500 kHz betrieben. Die übrigen Bezugszeichen haben die gleiche Bedeutung wie in den F i g. 1 und 2. Die Wirkungsweise dieses hochfrequenten Kondensatormikrophons ist genau die gleiche wie die der in den Fig. 1 und 2 gezeigten und vorstehend ausführlich beschriebenen kapazitiven Wandler und hat die gleichen Vorteile wie diese. Die Lage der erfindungsgemäßen Induktivität ist nicht nur auf die beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern es gibt verschiedene weitere Schaltungsmöglichkeiten, hierbei muß nur dafür gesorgt werden, daß die Induktivitäten) in Reihen mit der im Nullzweig der Brücke wirksamen Kapazität liegen. Patentansprüche:

1. Kapazitiver Wandler in Brückenschaltung, die mit einem in Halbleiterschaltung ausgeführten Oszillator betrieben wird, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine Induktivität (19) mit der im Nullzweig der Brücke (5,8) wirksamen Kapazität (6, 7) in Reihe geschaltet ist und mit dieser Kapazität ein LC- Glied bildet, dessen