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Einleitung: Die Erfindung betrifft eine neue Verstärkertopologie, die einen effizienten und verzerrungsfreien Audioleistungsverstärker zur Abgabe der elektrischen Leistung an einen Lautsprecher oder an ähnliche Last im Niederfrequenzbereich darstellt. Der Begriff „Topologie“ bezeichnet generell eine graphische Zustandsdarstellung eines dynamischen Systems auf der Blockschaltbild-Ebene und definiert die innere Struktur des Systems mit wichtigsten Zustandsgrößen. Die Verstärkertopologie ist ein SISO-Übertragungssystem (von engl. Single Input, Single Output) mit einer Signalrückführung vom Ausgang zu einem Eingangsschaltkreis, die funktionell als „Aktive-Error-Feedback“, kurz AEF, ausgelegt ist. Der Begriff „AEF“ wurde zum ersten Mal in der Druckschrift von Macdonald erwähnt, Zitat: „Unlike ordinary negative feedback, where.., active-error feedback (AEF) is a type of feedback with which no such direct gain reduction occurs.“, siehe [Ref. 1]: Macdonald, J. Ross, „Active-Error Feedback and Its Application to a Specific Driver Circuit", Proceedings of the IRE, Vol. 43, July, 1955. Zwei wesentliche Funktionseinheiten der Verstärkertopologie sind der Eingangsschaltkreis mit AEF-Funktion, kurz AEF-ES, und eine effiziente Leistungsendstufe in B- oder D-Klasse mit einem Differenzeingang bezeichnet als Hauptverstärker. Die Hauptaufgabe des Eingangsschaltkreises ist eine Korrektion im Sinne einer Linearisierung des Hauptverstärkers über seinen invertierenden Minus-Eingang. Im Vergleich mit den aus der Literatur bereits bekannten AEF-Topologien ist das AEF-Korrektionsschema gemäß der Erfindung neu.
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Der Begriff „Übertragungsfunktion“, kurz ÜF, ist als eine Funktion nur für lineare Systeme definiert. Eine Gegentaktstufe in B-Klasse ist kein lineares System und enthält eine Totzone wegen „Cross-Over“-Verzerrungen, sodass der Begriff „Übertragungskennlinie“ anstatt „Übertragungsfunktion“ für nichtlineare Systeme valid ist. Dennoch kommt „Übertragungsfunktion“ weiter in der Beschreibung vor, wie das für die „schwach nichtlineare“ Systeme im Gebrauch ist. Um hierzu alle Missverständnisse von vorne an aufzuräumen, wird in solchen Fällen stillschweigend angenommen, dass nichtlineares System zweckmäßig zur Analyse im Frequenzbereich durch seinen linearen Prototyp ersetzt wird.
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Streng genommen besitzt in der Praxis keiner der Verstärker „Null-Verzerrung“ am Ausgang. Zum Zweck der Auswertung der Simulationsergebnisse kann jedoch der Pegel einer Null-Verzerrung quantitativ in Bezug auf Rauschen-Peak Werte eines integrierten Operationsverstärkers für Audioanwendungen referenzieren werden. Demnach kann zum Beispiel gelten lassen, dass Amplitude einer jeden Oberwellen im Audiospektrum kleiner als 20µV bei einer Sinus-Ausgangsamplitude an der Last von 20V (-120dB) ist. Für die hier dokumentierte Verifizierung der Wirkung der Erfindung mit dem Schaltungssimulator PSpice sind unter dem Begriff „Verzerrungen“ Nichtlinearitäten gemeint, welche auf nichtlineare Übertragungskennlinie von aktiven Verstärkerelementen zurückzuführen sind (Intristic Nonlinearity) und welche im Schaltungssimulator PSpice in den Modellen enthalten sind. Das ist nicht der Fall mit den Nichtlinearitäten, die Messergebnisse beeinflussen jedoch von der Frequenz und/oder Betriebszuständen von aktiven Verstärkerelementen abhängig sind, und welche wegen der Komplexität in deren Entstehungsmechanismen z. B. durch Interaktionen wie etwa durch eine kapazitive oder induktive Modulation innerhalb eines integrierten Schaltkreises auf einem gemeinsamen Halbleitersubstrat oft nicht exakt mathematisch erfasst werden können. Wir gehen jedoch hier davon aus, dass derartige Verzerrungsanteile die Aussagekraft der Simulationsergebnisse nicht im Wesentlichen verringern.
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Störsignalanteile eines Audioleistungsverstärkers an seinem Ausgang äußern sich im Frequenzbereich als eine „Abweichung“ vom SoU-Signalspektrum im Ausgangssignal, die entweder als Folge der nichtlinearen Kennlinien von Verstärkerelementen („neu“-generierte Spektrumkomponente am Ausgang) oder als Folge der linearen Verzerrungen (Amplitude- und/oder Phase-Abweichung bei den vorhandenen harmonischen Spektrumkomponenten) entstehen. Solche Störsignalanteile können generell durch zwei grundlegenden Korrektionsschemen korrigiert werden. Das erste Korrektionsschema bezeichnet als FF-Korrektionsschema ist eine Injektion eines Fehlerkorrektionswertes am Ausgang und bedingt eine Feed-Forward-Topologie (Feed=Einspeisung, Forward=vorwärts, daher FF-Korrektionsschema) mit mindestens zwei Vorwärtssignalpfaden. Durch algebraische Summation der Ausgangssignalen - Addition, wenn der Fehlerkorrektionswert und ein Störsignalanteil in Gegenphase sind, oder Subtraktion, wenn diese beiden in Phase sind - ist eine vollkommene, gegenseitige Aufhebung der Signalanteile im Ausgangssignal angestrebt. Jedoch die Schwierigkeit Leistungsanteile an einer komplexen und niederohmigen Last wie Lautsprecher präzise zu summieren, lässt sich durch eine Injektion am Eingang umgehen. Die FF-Fehlerkorrektion weist „selbtsheilende“ Eigenschaften im Fall einer Übersteuerung (Clipping) auf, die eindeutig mit folgenden Worten aus der Druckschrift beschrieben worden sind, Zitat: „With hard nonlinearities such as clipping and cross-over (dead-band) distortion, a feedforward control configuration bypasses such nonlinearities occurring in the main unit, whereas a feedback control configuration only raises the input signal amplitude of the controlled unit in order to overcome the nonlinearity.“, siehe auf Seite 74, [Ref. 2]: Klaassen, K. Berend, „The Reliability of Analogue Electronic Systems“, Thesis, 1978.
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Das zweite Korrektionsschema bezeichnet als FB-Korrektionsschema bedingt eine FeedBack-Topologie (Feed=Einspeisung, Back=rückwärts, daher FB-Korrektionsschema) und basiert auf einer Injektion eines Fehlerkorrektionswertes an einem der Eingänge des Verstärkers. Bei einem Differenzverstärker kann der Fehlerkorrektionswert an seinen invertierenden Eingang eingespeist werden, wie das bei den Verstärkern mit einer Gegenkopplung üblich ist. Weil der Fehlerkorrektionswert vom Ausgangswert des Verstärkers abhängig ist, kann die Rückführung des Nutzsignalanteils an den Eingang eine geschlossene Nutzsignalschleife bilden, welche die ursprüngliche Übertragungsfunktion des Verstärkers sowie seine Stabilität beeinflusst. Das ist bekannt aus der Feedback-Theorie. Angesichts der Stabilitätsfrage muss bei dem FB-Korrektionsschema zwischen den zwei Fällen unterschieden werden: Nämlich, ob sich bei der Rückführung um eine klassische FB-Topologie (sowohl Signal als auch Fehler werden zum Eingang eingespeist) handelt, oder um eine AEF-Topologie (ausschließlich Fehler wird zum Eingang eingespeist)? Wir definieren folgendes Bewertungskriterium für die Qualifizierung einer AEF-Topologie: Betrachtet man eine AEF-Topologie mit einem zu korrigierenden Hauptverstärker als lineares System muss die Übertragungsfunktion des Systems auch dann unberührt bleiben, wenn der Eingang des Hauptverstärkers, an dem der Fehlerkorrektionswert eingespeist war, abgeklemmt und mit der Masse verbunden ist. Also der wesentliche Vorteil bei der Anwendung der AEF-Topologie ist eine Reduzierung der nichtlinearen Verzerrungen ohne Einfluss auf die Übertragungsfunktion des Hauptverstärkers. Die Erkenntnis sichert uns eine gewisse Freiheit bei der Gestaltung einer optimalen Topologie im Hinblick auf das Stabilitätsproblem und ermöglicht dadurch, sowohl B-Klasse als auch D-Klasse Audioleistungsverstärker auf einfacher jedoch wirkungsvollster Weise zu korrigieren.
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Die beiden Korrektionsschemen haben gemeinsam eine Differenzbildung zwischen der Soll-Eingangsgröße und der Ist-Eingangsgröße (Ausgangsgröße des Hauptverstärkers geteilt durch den Verstärkungsfaktor des Hauptverstärkers), um einen absoluten Abweichungsfehler zu bilden. Der Unterschied liegt jedoch in der Art, wie der Abweichungsfehler möglichst genau auf null gesetzt wird: Während die FB-Fehlerkorrektion eine kontinuierliche Verminderung des Abweichungsfehlers proportional mit der Rückkopplungsstärke bewirkt, hängt das Maß der Korrektion bei der FF-Fehlerkorrektion im Wesentlichen von der Balancierung der Vorwärtssignalpfade ab. Deswegen lässt sich zusammenfassen, dass FF-Fehlerkorrektion auf einer Kompensation, sprich einer gegenseitigen Aufhebung der Fehleranteile basiert, während FB-Fehlerkorrektion auf einer Unterdrückung der im Hauptverstärker entstandenen Nichtlinearitäten. Wir werden nachstehend in der Beschreibung zeigen, dass durch eine gemischte FB-FF-Fehlerkorrektion praktisch einen Null-Fehler erreicht werden kann und zwar bereits mit einer kleinen Schleifenverstärkung.
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Stand der Technik: Der Stand der Technik wird nachstehend anhand von den bis dargestellt. Es zeigen die Abbildungen wie folgt:
- zeigt die FB-FF-Topologie eines verzerrungfreien Verstärkers nach 1 aus der Patentschrift [Ref. 3]: Ketchledge, R. Waibel, US 2,751,442 (Hauptanmeldung) - siehe alternativ dazu die Patentschrift DE 963 790 (mit Priorität).
- zeigt die Schaltung eines B-Klasse-Gegentaktverstärkers mit komplementärem Bipolartransistorpaar gemäß der FB-FF-Topologie auf mit einem Ist-Verstärkungsfaktor=20, wobei in der Relation R1.2 angenommen ist: A1=20, A3=1 und β=1/20, für Schaltungssimulation mit PSpace zum Zweck der Ermittlung vom Signalspektrum des Ausgangssignals.
- .1 zeigt das Spektrum des Ausgangssignals vom Verstärker auf für eine sinusförmige Anregung am Eingang (2Vp-p, 1kHz) und eine rein ohmsche Last=8 Ω.
- zeigt die Schaltung eines „Current-Dumping“-Verstärkers für Schaltungssimulation mit PSpace zum Zweck der Ermittlung vom Signalspektrum des Ausgangssignals.
- .1 zeigt das Spektrum des Ausgangssignals vom „Current-Dumping“-Verstärker auf für eine sinusförmige Anregung am Eingang (2Vp-p, 1kHz) und eine rein ohmsche Last=8 Ω. Je größer der Verstärkungsfaktor des OV A1 ist, desto geringer sind die Verzerrungen am Ausgang.
- zeigt Topologie eines D-Klasse-Verstärkers in einer „open-loop“-Grundausführung ohne Rückkopplung, mit einem dimensionierten LC-Ausgangsfilter der 4-Ordnung, mit einer -3dB-Grenzfrequenz von 80 kHz und mit einer „Bessel-Thomson“-Abstimmung für ein optimales „Group-Delay“-Phasenverhalten. Der Abgriff der Rückkopplung kann an zwei Knoten, x und y, erfolgen: über x durch die Anwendung einer PWM-Rückkopplung und/oder über y durch die Anwendung einer analogen (post-filter-Feedback, kurz PFFB) PF-Rückkopplung.
- .1 zeigt das Spektrum des integrierten D-Klasse-Verstärkers mit TDA7498E (übernommen aus der Applikationsschrift AN4015 der Firma STMicroelectronics, siehe darin 10), um ein typisches Verzerrungsbild eines den Stand der Technik vertretenden D-Klasse-Verstärkers aufzuzeigen.
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Die Patentschrift von Ketchledge, [Ref. 3], hat eine enorme Bedeutung für die Entwicklung der Topologie von verzerrungsfreien Audioverstärkern und stellt - nach der Entdeckung der Gegenkopplung - einen zweiten Meilenstein der Verstärkertechnik dar. Zum ersten zeigt die Topologie nach Ketchledge in
, dass eine gemischte FB-FF-Topologie und nicht die Schleifenverstärkung maßgebend ist, um einen verzerrungsfreien Verstärker zu realisieren.
zeigt zwei Hilfsverstärker
A1 und
A3 und einen Leistungsverstärker
A2, der die Hauptquelle der Verzerrungen (vertreten durch Störgröße d) ist. Mit den Hilfsverstärkern und mit einer Gegenkopplungsschleife über den β-Rückkopplungspfad lässt sich der Hauptverstärker M korrigieren. Und zwar gibt es zwei Lösungssets, für welche der Einfluss der Störsignalgröße (d) auf das Ausgangssignal vollständig eliminiert werden kann, vergleiche die Relationen
R1.1 und
R1.2 in
. Zum zweiten ergeben sich aus der Topologie in
zwei neue wegweisende Topologien, die nachfolgend beschrieben werden. Das erste Lösungsset, nämlich, wenn in
R1.2 gilt A1·β=1 und A3=1, ergibt die Schaltung dargestellt in
. Daraus wird der „Current-Dumping“-Verstärker in
abgeleitet und beschrieben in der Patentschrift [Ref. 4]: Walker, P. James,
US 3,970,953 . Schaltungssimulation mit PSpice der Schaltung in
zeigt keine Verzerrungen im Ausgangssignal, siehe dazu
.1. Die Schaltung in
ist ein SIMO-Übertragungssystem (von engl. Single Input, Multiple Output) mit Spannungssummation an der Last durch eine Brücken-Topologie. In seinem Patent, [Ref. 4], hat Walker durch eine Stromsummation an der Last, sprich durch eine Parallelschaltung von zwei Verstärker, eine Reduktion der FB-FF-Topologie auf ein SISO-System gewagt, was ihm auch gelungen ist. Unverkennbare Walkers Geschicklichkeit und die Scharfsinnigkeit seiner Erfindung ist daran zu erkennen, dass er mit den üblichen Baukomponenten, die in jedem Audioverstärker bereits vorhanden sind, nämlich mit der Ausgangsspule und mit dem Kompensationskondensator, auf eine einfachste Weise das Konzept „Error Take-off“ von Ketchledgs Patent umgesetzt hat. Eine noch minimalere Hardware-Implementierung kann man sich kaum vorstellen. Daran mag es zu liegen, dass für lange Zeit jeder Gedanke, Walkers Ausführung technisch weiter zu verbessern, als Utopie zu sein schien! Der Begriff „Error Take-off“ findet man in der Druckschrift [Ref. 5]: Sandman, A. M, „Reducing Amplifier Distortion“, Wireless Word, October 1974. Sandman beschreibt darin eine Schaltungsanordnung eines Verstärkers, der sich aus Walkers Patent [Ref. 4] aus zweiten Lösungsset ergibt, nämlich, wenn in R1.2 gilt A3·β=1 und A1=1.
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Schaltungssimulation des „Current-Dumping“-Verstärkers in zeigt signifikante Verzerrungen im Ausgangssignal, siehe dazu .1. Es zeigt sich jedoch, dass das Ausgangssignal je mehr verzerrungsfrei ist, desto größer der Verstärkungsfaktor des Verstärkers A1 wird. Solange die Relation R1.3 gilt, ist eine Balancierung der Impedanz-Brücke erreicht, sodass die Spannungen in den Knotenpunkten x und y identisch sind.
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Zusammenfassend lässt sich feststellen, dass verzerrungsfreie Verstärker vom SISO-Typ, wie z. B. „Current-Dumping“-Verstärker, generell wesentlich komplizierter praktisch umzusetzen sind im Vergleich mit den Verstärkern mit einer Brücken-Topologie. Der Generalisierung wäre aufgabemäßig mit der Erfindung entgegenzuhalten. Außerdem muss der Hilfsverstärker A1 in für einen großen Spannungshub (jedoch bei einem limitierten Stromhub) bei einem möglichst verzerrungsfreien Ausgangssignal ausgelegt sein. Das heißt, dass der Verstärker A1 als einen A-Klasse-Leistungsverstärker mit eingeschränkter Ausgangsstrom-Kapazität konstruiert werden muss. Das verringert die Effizienz des gesamten Verstärkers in und kann als Nachteil des „Current-Dumping“-Verstärkers angesehen werden.
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Der D-Klasse-Verstärker in bietet einen höheren Wirkungsgrad aber eine geringere Signalqualität im Vergleich mit den linearen Verstärkern. Um die Verzerrungen infolge von diversen Fehler (Modulation der Ausgangsamplitude durch die Betriebsspannung und durch einen nichtlinearen On-Zustand des Schalttransistors, Timing-Fehler von den Schalttransistoren und bei der PWM-Signalumsetzung, Nichtlinearität des LC-Tiefpassfilter am Ausgang usw.) zu reduzieren, kann prinzipiell, wie in analogen Endstufen, eine Gegenkopplung angewandt werden. Dabei ist es zu unterscheiden zwischen einer digitalen PWM-Signal-Rückkopplung und einer analogen PF-Signal-Rückkopplung, welche vorteilhaft global wirkt und zusätzlich den Ausgangsfilter umfasst sowie den Einfluss der Lastimpedanz auf Ausgangsspannung verringert. Nachteilig besitzt allein der LC-Tiefpassfilter in einfachster Ausführung (2-Ordnung) zwei Pole in der Übertragungsfunktion, sodass die globale Gegenkopplung zur Instabilität führen kann. Dazu kommt noch die Phasenverschiebung im PWM-Modulator, sodass der Einsatz einer globalen PF-Gegenkopplung enorm eingeschränkt ist. Also bei vielen kommerziellen D-Klasse Verstärkern, die als integrierte monolithische Schaltkreise wie z. B. TDA7498E in .1 ausgeführt sind, findet Anwendung nur eine PWM-Signal-Gegenkopplung. Die PWM-Gegenkopplung ist in der Literatur ausführlich beschrieben worden, siehe z. B. [Ref. 6]: Foong, H. Chian and Tan, M. Tong, „An Analysis of THD in Class D Amplifiers", 2006 IEEE Asia Pacific Conference on Circuits and Systems, APCCAS, Seiten 724 - 727. Zusammenfassend lässt sich feststellen, dass in allen anderen praktischen Ausführungen des D-Klasse-Verstärkers die beiden Arten der Rückkopplung miteinander kombiniert werden können, und zwar in einem Verhältnis, das vorrangig Stabilität sichert und nicht vorrangig Verzerrungen optimal behebt. Gerade aus dem Grund ist eine der Aufgaben der Erfindung, einen stabilen D-Klasse-Verstärker mit einer globalen Gegenkopplung zu realisieren.
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Die Hauptaufgabe der Erfindung besteht darin, all diese Nachteile durch eine neue FB-Topologie zu beseitigen, und eine bessere Art des eingangs genannten Audioleistungsverstärkers im B- und D-Betrieb zu finden. Die erfindungsgemäße Lösung der Hauptaufgabe ist durch die kennzeichnenden Merkmale des Hauptanspruchs 1 gegeben. Der Nebenanspruch 2 enthält vorteilhafte praktische Ausgestaltung der im Hauptanspruch definierten Erfindung.
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Beschreibung der Erfindung: Die Erfindung wird nachstehend anhand von den bis näher erläutert. Es zeigen die Abbildungen wie folgt:
- zeigt links, Fehler-Korrektionsschema nach klassischer Feedback-Topologie, und rechts, die Abhängigkeit der „open-loop“-Verstärkung des Operationsverstärkers LT1028 des Herstellers „Linear Technology“, um eine praxisnähe Vorstellung über einen typischen Verlauf der Verstärkung eines kommerziellen Operationsverstärkers aufzuzeigen.
- zeigt generalisiertes Fehler-Korrektionsschema nach dem „Active-Error-Feedback“-Prinzip mit Fehler-Injektion am Eingang angewandt in der Erfindung.
- zeigt Fehler-Korrektionsschema nach „Active-Error-Feedback“-Topologie von Macdonald, übernommen aus [Ref. 1], siehe dort 1(a).
- zeigt AEF-Korrektionsschema gemäß der Erfindung jedoch ohne Fehlerkorrektion über den invertierenden Minus-Eingang des Differenz-Hauptverstärkers (M) und nebenstehend die berechnete Übertragungsfunktion (ÜF) der optimalen Topologie.
- zeigt AEF-Korrektionsschema gemäß der Erfindung mit Fehlerkorrektion über den invertierenden Minus-Eingang des Differenz-Hauptverstärkers (M) und nebenstehend die berechnete Übertragungsfunktion (ÜF) der optimalen Topologie.
- zeigt die simulierte Schaltung sowie Ergebnisse der Schaltungssimulation mit PSpice mit dem Spektrum der Ausgangsspannung (20Vp-p), wobei die Ausgangstransistoren im B-Betrieb mit einem nichtlinearen Totzone-Element mit den Kniepunkten -0.5V und +0.5V dargestellt sind.
- zeigt die Ergebnisse der Schaltungssimulation mit PSpice, wobei in der Schaltung in der Hauptverstärker (M) mit einem D-Klasse-Verstärker in -ersetzt worden war.
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Im klassischen FB-Konzept in sind im Rückkopplungssignal, das auf den invertierenden Minus-Eingang des Differenzverstärkers (M) eingespeist ist, zwei Rückkopplungssignal-Anteile enthalten: Der erste Signalanteil genannt „Signal“ korelliert mit dem Referenzsignal (Vin), bewirkt eine Reduzierung und eine Stabilisierung des Verstärkungsfaktors (der dem Wert 1/β tendiert) durch den Einfluss auf die Übertragungsfunktion des Systems. Der Einfluss äußert sich z. B. bei einer 1-Pol-Übertragungsfunktion in einer Verschiebung des Polwertes derart, dass sich der Übertragungsfrequenzband erweitert und linearer Verzerrungen entgegenwirkt. Der zweite Signalanteil genannt „Error“ ist ein Fehlerkorrektionswert, der durch eine Injektion am Eingang nichtlineare Verzerrungen reduziert und kein Einfluss auf die Übertragungsfunktion des Systems bewirkt. Das Gegenkopplungsprinzip kann also für die Gewinnung des Fehlerkorrektionswertes genutzt werden. Je genauer der Fehlerkorrektionswert extrahiert ist, ist die Beseitigung der Nichtlinearitäten am Ausgang effizienter. Die Genauigkeit der Extraktion des Fehlerkorrektionswertes ist proportional mit der Schleifenverstärkung, M(0)·β, und erreicht ihr Maximum, wenn: β =1 und M(0) =∞, wobei M(ω) die komplexe Übertragungsfunktion des Hauptverstärkers (M) und β eine reelle Abschwächung ist. Nun kann der Leitsatz der Erfindung in seiner generalisierten Form viel konkreter anhand von der definiert werden: Es wird nach einer entsprechenden Umsetzung des Eingangsschaltkreises (AEF-ES) gesucht, der unabhängig vom Verstärkungsfaktor des Hauptverstärkers (M) bestmöglich einen Fehlerkorrektionswert „Error“ extrahiert, welcher dann mittels einer Injektion an seinen invertierenden Minus-Eingang gesamte Verzerrungen infolge von seiner nichtlinearen Übertragungskennlinie beseitigt.
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Eine mögliche Realisierung der Funktion etwa im Sinne des definierten Leitsatzes ist aus [Ref. 1], siehe dort 1(a), bekannt und in gezeigt. Dort ist ein Verstärker (M*) dargestellt, der einen Differenz-Hauptverstärker (M) mit einem Ist-Verstärkungsfaktor, R1/R2, bildet. Der Hauptverstärker (M) wird mit einem Hilfsverstärker (A2) zusätzlich linearisiert, weil die vorhandene Korrektion durch lokale Gegenkopplung über die Widerstände R1 und R2 nicht ausreichend wirkt. Der Hilfsverstärker (A2) agiert über seinen Ausgang erst wenn die Voraussetzung Vin=β·Vout nicht gilt. In dem Fall liefert der Hilfsverstärker (A2) an seinem Ausgang einen vielmals verstärkten, absoluten Fehlerkorrektionswert, insbesondere wenn als Hilfsverstärker (A2) ein Operationsverstärker dient und wenn er viel schneller als der Hauptverstärker (M) reagiert (der Hauptverstärker (M) ist als D-Klasse-Verstärker ausgeführt). Um eine kurzzeitige Übersteuerung des Hauptverstärkers (M) zu verhindern, kann der Verstärkungsfaktor vom Hilfsverstärker (A2) auf eins gesetzt werden. zeigt den Stand der Technik, der dem Oberbegriff des Hauptpatentanspruchs entspricht. Die Aufgabe besteht generell darin, einen Eingangsschaltkreis (AEF-ES) funktionell so umzusetzen, dass er an seinen Ausgängen separat einen Signalwert, Vro vom Ref-Out-Ausgang, und einen Fehlerkorrektionswert, Veo vom Error-Out-Ausgang, liefert. Diese Ausgangssignale werden von den Eingangssignalen, Vin und Vfb, im Funktionsblock AEF-ES gebildet. Der Signalwert Vro muss qualitativ möglichst identisch sein mit dem Eingangssignal (Vin), der Fehlerkorrektionswert Veo möglichst genau einem absoluten Fehler entsprechen und der Hauptverstärker (M) eine möglichst große Gleichtaktunterdrückung besitzen, um eine optimale Fehlerkorrektion zu erzielen.
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Die erfindungsgemäße Lösung der Aufgabe zeigt die . dient ausschließlich zur Anwendung des Bewertungskriteriums, siehe Seite 2, zur Prüfung, ob die neue Topologie nach einem AEF-Fehlerkorrektionsschema funktioniert. Nämlich, unter der Bedingung M·β=1 ergibt sich aus den Relationen, sowohl aus R2.2 als auch aus R2.4, eine identische Übertragungsfunktion M, also ÜF=M. Dadurch ist offensichtlich, dass die Einspeisung des Fehlerkorrektionswertes an den invertierenden Eingang des Hauptverstärkers (M) die Übertragungsfunktion der Topologie nicht ändert. Aus den Relationen R2.1 und R2.3 sehen wir, dass der Hauptverstärker (M) näherungsweise (wenn die Verstärkung von A2 groß genug ist) mit einem Signal -Vin angesteuert wird und dadurch eine Phase-Inversion am Ausgang in Bezug auf das Eingangssignal (Vin) stattfindet.
Mit Strichlinie sind Funktionselemente in und umfasst, die den Eingangsschaltkreis (AEF-ES) gemäß der Erfindung bilden. Die neue Topologie besteht also aus einem Hauptverstärker bezeichnet mit M (main amplifier) und aus zwei linearen Hilfsverstärkern bezeichnet mit „A1“ und „A2“ (auxilary amplifier), die gemeinsam mit den Widerständen R1 und R2 den Eingangsschaltkreis (AEF-ES) bilden. Die Hilfsverstärker sind Kleinsignalverstärker betrieben ohne signifikante Verzerrungen, wobei deren Stromleistungsaufnahme im Effizienzbilanz vernachlässigt werden kann. Der Hauptverstärker (M) gilt als Hauptquelle von nichtlinearen Verzerrungen und ist entweder als eine effiziente lineare Leistungsendstufe in Klasse-B oder als eine geschaltete Leistungsendstufe in Klasse-D ausgeführt. Der Hauptverstärker (M) kann theoretisch auch als ein externer Leistungsverstärker ausgeführt werden, wobei die neue Verstärkertopologie als eine „Improver“-Schaltung betrachtet werden kann.
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Sowohl der Hauptverstärker (M) als auch die beiden Hilfsverstärker, A1 und A2, besitzen jeweils einen Differenzeingang mit einem nicht invertierenden Plus-Eingang und mit einem invertierenden Minus-Eingang. Für praktische Umsetzung der Erfindung sieht der Nebenanspruch 1 der Erfindung Folgendes vor: Die Spannungsverstärkung des Hilfsverstärkers A1 beträgt eins, die Spannungsverstärkung des Hilfsverstärkers A2 sollte möglichst groß sein, sodass als A2 ein herkömmlicher Operationsverstärker dient. Außerdem muss sich der Operationsverstärker als invertierender Verstärker mit einer maximalen Gegenkopplung, sprich bei einer Ist-Verstärkung gleich -1, stabil betreiben lassen, wie zum Beispiel der LT1028 /LT.
Die Vorteile der neuen Verstärkertopologie sind:
- a) Verwendung einer maximalen Gegenkopplung auf den Operationsverstärker A2 im Eingangsschaltkreis (AEF-ES), wenn R1=R2=R, ermöglicht eine hochgenaue Fehlerextraktion aus dem Ausgangssignal des Hauptverstärkers (M) und zwar, unabhängig von seinem Verstärkungsfaktor (weil gilt: M(0)·β=1). Die Verzerrungsbeseitigung in der Erfindung beruht effektiv auf einer viel stärkeren Gegenkopplung im Vergleich mit der Gegenkopplung, die allein im Schaltkreis des Hauptverstärkers (M) unter der Berücksichtigung seiner Ist-Verstärkung und seiner Stabilität tatsächlich hätte umgesetzt werden können und geht über das Maß hinaus, das durch alle bisher bekannten Korrektionsschemen zur Verringerung der Verzerrungen zu erreichen ist.
- b) Die Übertragungsfunktion der neuen Topologie ist möglichst genau auf die Übertragungsfunktion des Hauptverstärkers (M) reduziert, wobei die Wirkung der Erfindung gezielt auf Verringerung der nichtlinearen Verzerrungen ausgerichtet ist.
- c) Verwendung einer PF-Gegenkopplung bei den D-Klasse-Verstärkern reduziert die Verzerrungsanteile vom LC-Ausgangsfilter und stabilisiert die Ausgangsamplitude in Abhängigkeit von der Lastimpedanze.
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Aus dieser Eigenschaften der neuen Verstärkertopologie ist der Anspruch herangewachsen, die Verstärkertopologie als „optimale Verstärkertopologie“ genannt werden zu dürfen. Nämlich, solange der beliebige externe Hauptverstärker, der einen niedrigsten Level an Verzerrungen auch erreicht hat, zeigt - in der optimalen Topologie eingesetzt - noch geringere Verzerrungen, ohne seine Amplituden- und Phasengang qualitativ zu verschlechtern, gilt die Topologie als „optimale“.
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Die Wirkungsweise der Erfindung ist mit dem Schaltungssimulator PSpice sowohl für einen B-Klasse-Hauptverstärker als auch für einen D-Klasse-Hauptverstärker verifiziert. zeigt die Topologie des Audioleistungsverstärkers mit einem B-Klasse-Hauptverstärkers (M), wobei komplementäre Ausgangstransistoren mit einem „Totzone“-Element ersetzt worden sind. Das hat den Vorteil, nämlich, eine freie Einstellung des Kniepunktes der nichtlinearen Übertragungskennlinie. So können sowohl Bipolartransistoren, wie in dem Fall, als auch MOSFETs simuliert werden. Als der OV A2 wur-deder -OV LT1028 benutzt, wobei als A1 ein diskret gebauter Differenzverstärker gedient hat. Das Spektrumbild des Ausgangssignals zeigt, dass eine beinahe vollkommene Beseitigung der Crossover-Verzerrungen erreicht werden kann, sodass die AB-Klasse keine Vorteile mehr mit sich bringt. Eine Frequenzkompensation, welche nachteilig die Frequenz-Bandbreite zusätzlich einschränkt, ist überflüssig.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- US 2751442 [0007]
- DE 963790 [0007]
- US 3970953 [0008]
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- Macdonald, J. Ross, „Active-Error Feedback and Its Application to a Specific Driver Circuit“, Proceedings of the IRE, Vol. 43, July, 1955 [0001]
- Foong, H. Chian and Tan, M. Tong, „An Analysis of THD in Class D Amplifiers“, 2006 IEEE Asia Pacific Conference on Circuits and Systems, APCCAS, Seiten 724 - 727 [0011]
