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Die Erfindung betrifft verbesserte D-Verstärker. Sie wird in
Zusammenhang mit einem Audio-Verstärker Klasse D beschrieben,
ist aber ebenso für D-Verstärker in anderen Anwendungen
einsetzbar.
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Bei der Auslegung von Audio-Verstärkern Klasse D bieten
Hysterese-Impulsbreitenmodulatoren die inhärenten Vorteile
niedriger Verzerrung, hoher Versorgungsspannungsunterdrückung
und automatischer Kompensation etwaiger schaltbedingter
Wellenformverzerrungen aufgrund nichtidealer Komponenten. Die
Arbeitsfrequenz von Schaltungen, die Technologie der Klasse D
einsetzen, ändert sich jedoch sehr deutlich mit der
Eingangssignalspannung. Die Arbeitsfrequenz für die dem Stand der
Technik zuzurechnende Schaltung der Fig. 1 kann ausgedrückt
werden durch:
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Hierbei bedeuten: ±Vs = Versorgungsspannung; Vi =
Eingangssignalspannung; Vh = Hysteresespannung; C = Kapazität des
integrierenden Kondensators in Farad; und R = Widerstand der
Rückkopplungs- und Eingangswiderstände in Ohm. Für die Zwecke
der vorliegenden Ausführungen werden die Widerstandswerte der
Eingangs- und Rückkopplungswiderstände als gleich angenommen
(Einheitsverstärkung). Die einschlägigen Prinzipien behalten
jedoch für jeden vorgegebenen Verstärkungsfaktor ihre
Gültigkeit.
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Für die Funktion der Schaltung der Fig. 1 sind alle Terme auf
der rechten Seite von Gleichung (1) mit Ausnahme von Vi, der
Audioeingangssignalspannung, konstant. Wenn die
Eingangssignalspannung
momentan eine der Versorgungsspannungen (±Vs)
erreicht, wird der eine oder andere Term im Zähler von
Gleichung (1) zu Null. Die Arbeitsfrequenz fällt demgemäß ab.
Diese Frequenzabsenkung kann dazu führen, daß die abgesenkte
Frequenz des Impulsbreitenmodulators selbst als ein hörbarer
Bestandteil des Ausgangssignals erscheint. Dieses Problem
wird z.B. in Elektronik 23, November 1988, Seiten 112-116,
von H. Sax in dem Artikel: "Schalten statt Heizen" behandelt.
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Gemäß der Erfindung wandelt ein
Hysterese-Impulsbreitenmodulator eine Eingangsspannung in eine
impulsbreitenmodulierte Wellenform, bei der die Breite der Impulse mit der
Amplitude der Eingangsspannung in Beziehung steht. Der
Modulator enthält einen Fenstervergleicher, eine
Versorgungsspannungsquelle, die ein Paar Anschlüsse hat, über die eine
Versorgungsspannung bereitgestellt wird, und eine
Hysteresespannungsquelle, die ein Paar Anschlüsse hat, über die eine
Hysteresespannung bereitgestellt wird. Die
Hysteresespannungsquelle umfaßt einen Multiplizierer, einen Vergleicher zur
Addition der Versorgungsspannung und der Eingangsspannung, um
eine Summenspannung zu erzeugen, und einen Vergleicher zur
Subtraktion der Eingangsspannung von der Versorgungsspannung,
um eine Differenzspannung zu erzeugen. Die Eingangsspannung
wird an den Vergleicher zur Erzeugung der Summenspannung und
an den Vergleicher zur Erzeugung der Differenzspannung
gelegt. Die Versorgungsspannungsquelle ist mit dem Vergleicher
zur Erzeugung der Summenspannung und mit dem Vergleicher zur
Erzeugung der Differenzspannung verbunden. Der Vergleicher
zur Erzeugung der Summenspannung und der Vergleicher zur
Erzeugung der Differenzspannung sind mit dem Multiplizierer
gekoppelt. Der Multiplizierer ist mit dem Fenstervergleicher
gekoppelt.
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Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung
enthält der Hysterese-Impulsbreitenmodulator einen Integrierer,
den Fenstervergleicher, die Hysteresespannungsquelle und ein
Flip-Flop. Die Eingangsspannung ist mit dem Integrierer
gekoppelt, der Integrierer mit dem Fenstervergleicher, der
Fenstervergleicher mit dem Flip-Flop, und die
Hysteresespannungsquelle mit dem Fenstervergleicher.
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Des weiteren als Beispiel gemäß der vorliegenden Erfindung
enthält der Fenstervergleicher erste und zweite Vergleicher,
die jeweils nichtinvertierende und invertierende Anschlüsse
haben. Der Integrierer ist mit dem Fenstervergleicher
gekoppelt, indem ein Ausgang des Integrierers mit einem
nichtinvertierenden Eingang des ersten Vergleichers und einem
invertierenden Eingang des zweiten Vergleichers verbunden ist. Die
Hysteresspannungsquelle ist mit dem Fenstervergleicher
gekoppelt, indem ein erstes Paar von Anschlüssen der
Hysteresespannungsquelle mit dem invertierenden Eingang des ersten
Vergleichers und ein zweites Paar von Anschlüssen der
Hysteresespannungsquelle mit dem nichtinvertierenden Eingang des
zweiten Vergleichers verbunden ist.
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Die Erfindung wird unter Bezug auf die folgende Beschreibung
und die beigefügten Zeichnungen, die die Erfindung
veranschaulichen, verständlich. Es zeigen:
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Fig. 1 eine teilweise als Blockschema und teilweise
schematisch gehaltene Darstellung eines D-Verstärkers nach dem
Stand der Technik, der mit einem
Hysterese-Impulsbreitenmodulator ausgestattet ist;
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Fig. 2 eine teilweise als Blockschema und teilweise
schematisch gehaltene Darstellung eines D-Verstärkers gemäß einem
Ausführungsbeispiel der Erfindung, der mit einem Hysterese-
Impulsbreitenmodulator ausgestattet ist;
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Fig. 3 eine teilweise als Blockschema und teilweise
schematisch gehaltene Darstellung einer Treiberstufe und einer
Ausgangsstufe
eines D-Verstärkers gemäß einem
Ausführungsbeispiel der Erfindung;
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Fig. 4 eine detailliertere Block- und Schemadarstellung eines
Teils einer Ausführungsform der Erfindung; und
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Fig. 5 eine detailliertere Block- und Schemadarstellung eines
Teils einer Ausführungsform der Erfindung.
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In Fig. 1 ist ein Differenzverstärker 10, der beispielsweise
ein Halbabschnitt eines National Semiconductor LM833 ist, in
eine integrierende Verstärkeranordnung eingeschaltet, so daß
er an seinem invertierenden (-)-Eingang das
Eingangsspannungssignal Vi über einen Widerstand 12 erhält. Der
nichtinvertierende (+) Eingang des Differenzverstärkers 10 ist mit
Masse verbunden. Ein integrierender Kondensator 14 ist über
den Ausgang und den (-)-Eingang des Verstärkers 10 gelegt.
Der Ausgang des Verstärkers 10 ist mit dem (+)-Eingang bzw.
dem (-)-Eingang zweier Differenzverstärker 16 und 18
verbunden. Der (-)-Eingang des Verstärkers 16 ist mit einem der
Anschlüsse einer Hysteresespannungsquelle 20 verbunden (als
Batterie dargestellt), die eine konstante Ausgangsspannung Vh
liefert. Der andere Anschluß der Stromquelle 20 ist mit dem
(+)-Eingang des Verstärkers 18 und mit Masse verbunden. Die
Differenzverstärker 16, 18 sind beispielsweise jeweils ein
Halbabschnitt eines National Semiconductor LM319. Die
Kopplung der Differenzverstärker 16, 18 in dieser Anordnung
bildet einen Fenstervergleicher 22, dessen Ausgänge 24, 26
positiv gehende Impulse an die S- bzw. R-Eingänge eines SR-Flip-
Flop 28 abgeben, je nachdem, ob das Ausgangssignal vom
Verstärker 10 über Vh oder unter dem Massepotential liegt. Der
Q-Ausgang des Flip-Flop 28 stellt die
impulsbreitenmodulierten Impulse vom Impulsbreitenmodulator 30 der Fig. 1 bereit.
Das Flip-Flop 28 ist beispielsweise ein Halbabschnitt eines
RCA CD4011 Vierfach-NAND-Gatter. In einem Audioverstärker
Klasse D werden diese Signale anschließend an einen
Haupt-
oder Leistungsverstärker 32 übergeben, dessen Ausgang über
ein Tiefpaßfilter, das eine in Serie geschaltete Induktivität
34 und einen Kondensator 36 mit einer parallelen,
hauptsächlich ohmschen Last 38 enthält, die im Beispiel durch die
Schwingspule eines elektrodynamischen Lautsprechers gebildet
wird, zur Verfügung gestellt wird. Die Rückkopplung wird in
herkömmlicher Weise von einem Ausgang des
Leistungsverstärkers 32 über einen Rückkopplungswiderstand 39 an den (-)-
Eingang des Verstärkers 10 zurückgeführt. Der Mangel dieser
Schaltung ist weiter oben erläutert. Die reduzierte eigene
Arbeitsfrequenz fpwm des Impulsbreitenmodulators 30 kann
durch das Tiefpaßfilter 34, 36 gelangen und im Audioausgang
des Wandlers 38 erscheinen.
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In der Schaltung der Fig. 2 wird die Hysteresespannung Vh in
kompensierender Weise mit Vi verändert, so daß die
Arbeitsfrequenz fpwm des Impulsbreitenmodulators 30 über den
gesamten Bereich der Eingangsspannung Vi konstant bleibt. Wie Fig.
2 zeigt, wird ein analoger Multiplizierer verwendet, um eine
veränderliche Hysteresespannung Vh' gemäß dem folgenden
Zusammenhang bereitzustellen:
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Vh' = K²(Vs-Vi)(Vs+Vi) (2)
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wobei K eine Konstante ist. Eingänge für den Multiplizierer
sind K(Vs-Vi) und K(Vs+Vi), die unmittelbar verfügbar sind.
Die Substitution von Vh' in Gleichung (1) liefert die
Arbeitsfrequenz fpwm der Schaltung der Fig. 2 wie folgt:
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Man sieht, daß alle Ausdrücke in der letzten Form nach
Gleichung (3) Konstanten sind. Demzufolge ist fpwm eine Konstante
unabhängig von Vi.
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Bei dem verbesserten Audio-D-Verstärker der Fig. 2 sind die
jenigen Komponenten, die gleiche oder ähnliche Funktionen
erfüllen wie die Komponenten der Fig. 1, mit den gleichen
Bezugszeichen gekennzeichnet. Eine Hysteresespannungsversorgung
(Vh') 42 enthält erste 44 und zweite 46 Differenzverstärker
und einen Multiplizierer 48. Die Eingangsspannung Vi ist mit
dem (+)-Eingang des ersten Differenzverstärkers 44 und dem
(-)-Eingang des zweiten Differenzverstärkers 46 verbunden.
Der (-)-Eingang des ersten Differenzverstärkers 44 ist mit
dem -Vs-Anschluß verbunden. Der (+)-Eingang des zweiten
Differenzverstärkers 46 ist mit dem +Vs-Anschluß verbunden. Die
Signale an den Ausgängen der Differenzverstärker 44, 46 sind
daher K(Vs+Vi) bzw. K(Vs-Vi), wobei K eine Konstante, d.h.
die Verstärkung der Verstärker 44, 46 ist. Diese Signale sind
mit zwei Eingängen des Multiplizierers 48 verbunden, um das
Hysteresespannungssignal K²(Vs-Vi)(Vs+Vi) oder Vh'
bereitzustellen, das von Gleichung (3) für den Fenstervergleicher 22
benötigt wird. Bei dem in Fig. 2 dargestellten
Ausführungsbeispiel ist die Arbeitsfrequenz fpwm des
Impulsbreitenmodulators 40 folglich eine Konstante, die nicht von der
Eingangsspannung Vi abhängig ist. Die Verstärker 44, 46 und der
Multiplizierer 48 sind beispielsweise gemeinsam durch einen
ROHM BA6110 Steilheits-Operationsverstärker realisiert.
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In Fig. 3 erhält ein Hauptverstärker 32 geeignet
vorverstärkte und anderweitig verarbeitete Signale von einer logischen
Treiberquelle 50, die das SR-Flip-Flop der Fig. 1-2 enthält.
Die Treiberstufe des Verstärkers 32 enthält einen
invertierenden Treiberendverstärker 52 und ein Paar MOSFET-
Ausgangsschalter 54, 56. Bei den beispielhaften Schaltern 54,
56 handelt es sich um MOSFETs Motorola MTP 50N06E. Die
Schalter 54, 56 sind in einer Gegentaktanordnung miteinander
verbunden, wobei der invertierende-Verstärker 52 das Signal
invertiert, das an das Gate des Schalters 54 angelegt ist, und
das invertierte Ansteuersignal an das Gate des Schalters 56
übergeben wird. Jeder Schalter 54, 56 ist mit einer
integrierten
Diode 58, 60 versehen. Die Dioden 58, 60 sind
gleichzeitig mit den Schaltern 54, 56 auf dem Material
ausgebildet, aus dem die Schalter 54, 56 hergestellt sind, so daß
die Bauelemente 54, 58 in einem Gehäuse und die Bauelemente
56, 60 in einem Gehäuse sind und keine externen Verbindungen
zwischen den Bauelementen 54, 58 oder zwischen den
Bauelementen 56, 60 vorhanden sind. Der Drain-Anschluß des MOSFET 54
und die Kathode der Diode 58 sind über eine entsprechende
Leitung 62 mit +Vs der Versorgung verbunden. Der Source-
Anschluß des MOSFET 54 und die Anode der Diode 58 sind über
die serielle Induktivität 34 mit der Parallelschaltung aus
dem Kondensators 36 und der Last 38 verbunden. Der Source-
Anschluß des MOSFET 54 und die Anode der Diode 58 sind
außerdem durch eine entsprechende Leitung 64 mit dem Drain-
Anschluß des MOSFET 56 und der Kathode der Diode 60
verbunden. Der Source-Anschluß des MOSFET 56 und die Anode der
Diode 60 sind mit -Vs der Versorgung verbunden. Eine Muffe 66
mit hoher magnetischer Permeabilität ist auf jeder der
Leitungen 62, 64 angebracht. Beim Schalten der MOSFETs 54, 56
wird durch die damit verbundene Polaritätsumkehr der
Spannungen über den Dioden 58, 60 und das Austragen der
Ladungsträger aus diesen Dioden 58, 60 infolge dieser Umkehr die
Tendenz der Ströme in den Dioden 58, 60 zu unkontrollierten
Spitzen in den Leitungen 62, 64 durch die in Sättigung
gehenden Drosseln 66 abgemildert. Da die Drosseln 66 bei relativ
geringen Stromflüssen in Sättigung gehen, sind die einzigen
Zeitpunkte, für die sie die Ströme in den Leitungen 62, 64
beeinflussen, während der Umkehr der Richtung des
Stromflusses in den Leitungen 62, 64. In der übrigen Zeit, d.h.
während der Perioden hohen Stromflusses oder keines Stromflusses
in den Leitungen 62, 64, sind die in Sättigung gegangenen
Drosseln 66 für die Schaltung der Fig. 3 praktisch nicht
existent.
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In der detaillierteren schematischen Darstellung der Fig. 4
beziehen sich die verschiedenen angegebenen Stiftnummern der
dargestellten integrierten Schaltkreise und Bauelemente auf
die spezifischen integrierten Schaltkreise und Bauelemente,
die bereits genannt wurden oder hierin noch genannt werden.
Dies bedeutet jedoch keine ausschließliche Darlegung, noch
sollte eine Darlegung derart angenommen werden, daß keine
anderen integrierten Schaltkreise oder Bauelemente außer den
hierin genannten verfügbar sind, die die von den genannten
integrierten Schaltkreisen und Bauelementen wahrgenommenen
Funktionen übernehmen könnten.
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Die Gleichtakt-Störunterdrückung in dem Eingangssignal Vi
wird durch einen Eingangs-Differenzverstärker 80 erreicht,
der beispielsweise ein Halbabschnitt eines National
Semiconductor LM833 ist. Vi ist über die (+)- und (-)-Eingänge des
Differenzverstärkers 80 gelegt. Identische
10K-Eingangswiderstände 12' sind in Serie zwischen dem Anschluß Vi und
dem jeweiligen (+)- und (-)-Eingang des Verstärkers 80
bereitgestellt. Eine Rückkopplungsschaltung einschließlich
einem parallelen 22,1K-Widerstand und einem 47pF-Kondensator
ist zwischen den Ausgang des Verstärkers 80 und dessen (-)-
Eingang gelegt. Eine identische parallele RC-Schaltung ist
zwischen den (+)-Eingang des Verstärkers 80 und Signalnull
gelegt.
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Der Ausgang des Verstärkers 80 und Signalnull sind über
identische 3,65K-Widerstände mit den (-)- bzw. (+)-Eingängen des
integrierenden Differenzverstärkers 10 verbunden. Wie bereits
erwähnt, besteht der Verstärker 10 beispielsweise ebenfalls
aus einem Halbabschnitt eines LM833 und ist beispielsweise
der zweite Halbabschnitt des gleichen LM833, von dem der
Verstärker 80 eine Hälfte bildet. Demzufolge ist +Vs als mit dem
Anschluß 8 des Verstärkers 80 verbunden dargestellt, und -Vs,
das bei der dargestellten Ausführungsform das Massepotential
der Schaltung ist, ist mit dem Anschluß 4 des Verstärkers 10
verbunden dargestellt. Die übrigen Stromversorgungsanschlüsse
zu den Verstärkern sind auf dem Chip des integrierten
Schaltkreises
hergestellt, auf dem diese realisiert sind. Ein
integrierender Kondensator 14 mit 0,0033 uF ist zwischen den
Ausgang des Verstärkers 10 und dessen (-)-Eingang gelegt. Der
(+)-Eingang des Verstärkers 10 ist über einen Kondensator mit
0,0015 uF mit dem (-)-Eingang des Differenzverstärkers 16 und
über einen Kondensator mit 0,0015 uF mit Schaltungsnull
verbunden. Der Ausgang des Verstärkers 10 ist mit dem (+)-
Eingang des Differenzverstärkers 16 und dem (-)-Eingang des
Differenzverstärkers 18 verbunden. Der (+)-Eingang des
Verstärkers 18 ist mit Schaltungsnull verbunden. Die
Differenzverstärker 16, 18 sind wieder als ein Fenstervergleicher 22
konfiguriert und mittels eines integrierten Schaltkreises
National Semiconductor LM319 realisiert, dessen
Stromversorgungsanschlüsse, d.h. Stift 11 einerseits und Stifte 3, 6 und
8 anderseits, über den Versorgungsanschlüssen +Vs und -Vs
(Masse) angeschlossen sind.
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Die Ausgänge 24 bzw. 26 der Verstärker 16, 18 sind mit dem
S- bzw. R-Eingang des SR-Flip-Flop 28 verbunden. Das Flip-Flop
28 ist durch zwei NAND-Gatter 84, 86 mit je zwei Eingängen
eines RCA CD4011B Vierfach-IC aus NAND-Gattern mit je zwei
Eingängen gebildet. Pull-up-Widerstnde mit 3 K verbinden den
S- bzw. R-Eingang, Stifte 6 bzw. 1, des Flip-Flop 28 mit dem
geschalteten +Vs. Stift 14 des Flip-Flop 28 ist ebenfalls mit
dem geschalteten +Vs verbunden. Stift 7 des Flip-Flop 28 ist
mit -Vs (Masse) verbunden. Der Ausgang des NAND-Gatters 84
ist mit dem anderen Eingang des NAND-Gatters 86 verbunden,
und der Ausgang des NAND-Gatters 86 ist mit dem anderen
Eingang des NAND-Gatters 84 verbunden. Beide Eingänge eines
jeden der beiden übrigen NAND-Gatter auf dem CD4011B sind mit
-Vs verbunden, ihre jeweiligen Ausgänge sind offengelassen.
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Die Ansteuerung für die beiden Ausgangs-FETs wird durch zwei
identische Ausgangstreiberschaltungen 88, 90 bewirkt, von
denen an dieser Stelle nur eine detaillierter beschrieben wird.
Der Q-Ausgang, Stift 4, des Flip-Flop 28 ist mit der Gate-
Elektrode eines FET 92 verbunden, der beispielsweise durch
einen FET vom Typ 2N7000 gebildet wird. Die Source des FET 92
ist mit -Vs verbunden und das Drain ist über einen 1K-
Widerstand mit +3Vs verbunden, das wie weiter unten hierin
beschrieben erzeugt wird. Das Drain des FET 92 ist außerdem
über einen 82Ω-Widerstand mit den gekoppelten
Basisanschlüssen der komplementären NPN- und PNP-Transistoren 94, 96
verbunden, die beispielsweise Transistoren vom Typ 2N4401 bzw.
2N4403 sind. Der Kollektor des Transistors 94 ist mit +3Vs
verbunden. Der Kollektor des Transistors 96 ist mit -Vs
verbunden. Die jeweiligen Emitter sind miteinander verbunden und
bilden den Ausgang 98 der Treiberschaltung 88. Der
entsprechende Ausgang der Treiberschaltung 90 ist durch das
Bezugszeichen 100 gekennzeichnet.
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Jeder der Ausgangstransistoren 54, 56 und die jeweils
zugehörige Rücklaufdiode 58, 60 in der Ausführungsform der Fig. 3
sind in der Ausführungsform der Fig. 4 durch ein jeweiliges
Paar FETs 54-1, 54-2; 56-1, 56-2 realisiert. Wie weiter oben
angemerkt, werden die Rücklaufdioden bei der Herstellung der
FETs in die FETs einbezogen. Die FETs 54-1 und 54-2 dienen
der Bereitstellung eines Pfades für die Ladung eines 0,01uF-
Kondensators 102 in einem ersten Sinn (die Source des FET 54-
1 geht gegenüber dem Drain des FET 54-2 stärker nach Positiv)
zwischen dem +Vs- und dem -Vs-Anschluß. Die FETs 56-1 und 56-
2 dienen erstens der Bereitstellung eines Pfades für die
Entladung des Kondensators 102 im ersten Sinn oder um diesen in
einem zweiten umgekehrten Sinn zwischen den Anschlüssen +Vs
und -Vs zu laden (die Source des FET 56-2 geht gegenüber dem
Drain des FET 56-1 stärker nach Positiv). Die Drains der FETs
54-1 und 56-2 sind mit +Vs verbunden. Die Sources der FETs
54-2 und 56-1 sind mit -Vs verbunden. Die Source bzw. das
Drain der FETs 54-1 und 56-1 sind über den Kondensator 102
und einen seriellen 1Ω-Ringdämpfungswiderstand 104 mit dem
Drain bzw. der Source der FETs 54-2 und 56-2 verbunden. Die
Gates der FETs 54-1 und 54-2 sind mit dem Anschluß 100
verbunden.
Die Gates der FETs 56-1 und 56-2 sind mit dem
Anschluß 98 verbunden. Die FETs 54-1, 54-2, 56-1 und 56-2
bringen daher die Spannung über dem Kondensator 102 je nach den
Schaltspannungen an den Q- und -Anschlüssen, Stifte 4 und
3, des Flip-Flop 28 zwischen +Vs und -Vs der
Versorgungsanschlüsse nach oben oder nach unten. Die Rückkopplung erfolgt
von der Source des FET 54-1 und dem Drain des FET 54-2 über
die 10K-Rückkopplungswiderstände 39', 39' an die (+)- bzw.
(-)-Eingänge des Verstärkers 10.
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Der Lautsprecher 38 und die zugehörige Schaltung 106 sind
parallel zu der seriellen RC-Schaltung 102, 104 angeordnet.
Die zugehörige Schaltung 106 umfaßt eine in Sättigung gehende
Drossel 66 mit einer Windung in Serie mit dem Drain eines
jeden der FETs 54-2, 56-2. Die Drosseln 66 sind im
entgegengerichteten Sinn angeordnet, so daß bei jeder Änderung des
Stromflusses in der Schaltung 106 die Felder in den Drosseln
66 einander aufheben. Eine Drossel mit neun Windungen 34-1,
34-2 ist in Serie zwischen jede Drossel 66 und den jeweiligen
Anschluß des Lautsprechers 38 geschaltet. Ein Paar in Serie
geschalteter 0,39uF-Kondensatoren 36-1 und 36-2 ist über die
Anschlüsse des Lautsprechers 38 geschaltet. Ein 2,2uF-
Kondensator 36-3 ist parallel zu den in Serie geschalteten
Kondensatoren 36-1 und 36-2 gelegt. Die Verbindungsstelle der
Kondensatoren 36-1 und 36-2 ist mit dem -Vs-Anschluß
verbunden.
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Im Betrieb treten aufgrund der Rückspeisung der in den
Magnetfeldern der Drosseln 34-1 und 34-2 gespeicherten Energie
Schaltimpulse über der RC-Schaltung 102, 104 auf. Diese
Impulse werden über die 18uF/35VDC-Kondensatoren 114, 116 an
eine Vollwellen-Diodengleichrichterbrücke 117 übertragen, die
über einen 20Ω-Widerstand mit dem geschalteten +Vs-Anschluß
verbunden ist. Der Gleichrichter 117 richtet diese Impulse
gleich, um eine +3Vs-Versorgung bereitzustellen. Diese werden
in einem 120uF/35VDC-Kondensator 118 gefiltert und
gespeichert,
von dem +3Vs an die Treiberschaltungen 88, 90
abgegeben wird.
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Was den Generator 42 zur Erzeugung von K²(Vs+Vi)(Vs-Vi)
anbelangt, so enthält dieser den Steilheits-Operationsverstärker
120, z.B. eine integrierte Schaltung 122 vom Typ ROHM BA6110.
Der Anschluß Iabc, Stift 4, des integrierten Schaltkreises
122 ist über einen seriellen 10K-Widerstand mit dem Ausgang
des Verstärkers 80 verbunden, um das Vi-Signal zu erhalten.
Vi ist außerdem von dem Ausgang des Verstärkers 80 über einen
seriellen 10K-Widerstand mit dem (+)-Eingang, Stift 1, der
integrierten Schaltung 122 verbunden. +Vs ist über einen
seriellen 10K-Widerstand mit dem Id-Anschluß, Stift 3, des
integrierten Schaltkreises 122 und durch die serielle
Kombination aus zwei vorwärts vorgespannten Dioden, beispielsweise
Dioden vom Typ 1SS133, und einem 10K-Serienwiderstand mit dem
(-)-Eingangsanschluß, Stift 2, des integrierten Schaltkreises
122 verbunden. +Vs ist außerdem mit den Stiften 7 und 9 des
integrierten Schaltkreises 122 verbunden. -Vs ist mit Stift 5
des integrierten Schaltkreises 122 verbunden. Stift 6, der
Ausgang des Steilheitsoperationsverstärkers 120, ist über
einen 15K-Widerstand mit Schaltungnull, über einen 220pF-
Kondensator mit -Vs (Masse), über einen 300K-Widerstand mit
+Vs, und mit dem (+)-Eingang eines Differenzverstärkers 124
verbunden, der als Trennverstärker mit Einheitsverstärkung
konfiguriert ist. Dies bedeutet, daß der Ausgang des
Verstärkers 124 mit seinem (-)-Eingang verbunden ist. Das
Ausgangssignal des Verstärkers 124 ist mit dem (-)-Eingang des
Verstärkers 16 verbunden. Der Verstärker 124 ist beispielsweise
ein Viertelabschnitt eines Motorola
Vierfach-Operationsverstärker-IC vom Typ MC34074.
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Die Stummschaltungstransistoren sind an geeigneten Punkten
der gesamten Schaltung der Fig. 4 angeordnet. Diese umfassen
den Transistor 126, dessen Kollektor und Emitter über den
Kondensator 14 miteinander verbunden sind, und dessen Basis
über einen 10K-Widerstand mit einer geeigneten Quelle für ein
Stummschaltesignal verbunden ist. Das Vorliegen des
Stummschaltesignals an der Basis des Transistors 126 schließt die
Spannung über den Kondensator 14 kurz. Der Kollektor eines
Stummschaltungstransistors 128 ist mit dem Iabc-Anschluß des
Steilheits-Operationsverstärkers 120 verbunden. Die Basis des
Transistors 128 ist über einen 100K-Widerstand mit der
Stummschaltesignalquelle und über einen 0,047uF-Kondensator mit
-Vs verbunden. Der Emitter des Transistors 128 ist außerdem
mit -Vs verbunden. Ein Stummschaltesignal an der Basis des
Transistors 128 schließt das Signal Iabc an Stift 4 des
Steilheits-Operationsverstärkers 120 nach -Vs kurz. Die
Transistoren 126, 128 sind beispielsweise Transistoren vom Typ
2N3904.
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Der Kollektor eines zusätzlichen Stummschaltungstransistors
130 ist über eine geeignete Diode, beispielsweise einen Typ
1SS133, mit dem Drain-Anschluß des FET 92 in jeder der
Treiberschaltungen 88, 90 verbunden. Der Emitter des Transistors
130 ist mit -Vs verbunden. Die Basis des Transistors 130 ist
über einen 10K-Widerstand mit der Stummschaltesignalquelle
verbunden. Das Stummschaltesignal schließt das Ansteuersignal
für die Transistoren 94, 96 in jeder der Schaltungen 88, 90
nach -Vs kurz. Der Transistor 130 ist beipielsweise ein
Transistor vom Typ 2N4401.
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Eine geeignete Stromversorgung für den Verstärker der Fig. 4
ist in Fig. 5 dargestellt. Ein LC-Filter 132 mit mehreren
Stufen ist über eine 2Vs-Spannungsquelle, z.B. eine 12V-
Fahrzeugbatterie, geschaltet. Der mehr negative Pol der
Spannungsquelle ist mit -Vs bezeichnet. Das Filter 132 umfaßt
einen 0,047uF-Kondensator 134 über der Spannungsquelle, eine
serielle 100uH-Drossel 136 und einen 1500uF/16VDC-Kondensator
138 über dem Kondensator 134, und eine serielle 10uH-Drossel
140 und einen 3000uF/16VDC-Kondensator 142 über dem
Kondensator 134. Die am gemeinsamen Punkt der Drossel 140 und des
Kondensators 142 auftretende Spannung ist mit +Vs bezeichnet.
Überspannungsschutz ist durch eine Serienschaltung aus einem
1K-Widerstand 144 und einer Zenerdiode 146 (beispielsweise
ein Typ 1N5246B) vom gemeinsamen Punkt der Drossel 140 und
des Kondensators 142 nach -Vs gegeben. Der Kopplungspunkt des
Widerstandes 144 und der Zenerdiode 146 ist über einen 1K-
Widerstand mit der Basis eines PNP-Transistors 148 verbunden.
Der Transistor 148 ist beispielsweise ein Typ 2N3906. Der
Emitter des Transistors 148 ist mit +Vs verbunden, und sein
Kollektor ist mit der Basis eines PNP-Transistors 150
verbunden, beispielsweise einem Typ Motorola MPS-A56. Der Emitter
des Transistors 150 ist mit +Vs verbunden. Die Basis des
Transistors 150 ist über einen 2K-Widerstand ebenfalls mit
+Vs verbunden, und über einen 2K-Widerstand mit dem Kollektor
eines NPN-Transistors 152. Der Emitter des Transistors 152
ist mit -Vs verbunden. Die Basis des Transistors 152 ist über
einen 10K-Widerstand mit einer Ein/Aus-Signalquelle
verbunden. Der Transistor 152 ist beispielsweise ein Typ Motorola
MPS-A06.
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Der Kollektor des Transistors 150 bildet die geschaltete +Vs-
Versorgung. Der Kollektor des Transistors 150 ist über
serielle 33,2K- bzw. 68,1K-Widerstände 156, 158 mit -Vs, der
Masse des Verstärkers, verbunden. Der gemeinsame Punkt der
Widerstände 156, 158 ist mit dem (-)-Eingang eines
Differenzverstärkers 160 verbunden, dessen Ausgang über einen 680pF-
Kondensator mit seinem (-)-Eingang verbunden ist, um eine
Rückkopplung an diesen zu bewirken. Die seriellen 1K- bzw.
5,1K-Widerstände 162, 164 verbinden den Kollektor des
Transistors 150 mit dem Ausgang des Verstärkers 160. Der Emitter
eines Transistors 166 (beispielsweise ein Typ 2N4403) ist mit
dem Kollektor des Transistors 150 verbunden. Die Basis des
Transistors 166 ist mit dem gemeinsamen Punkt der Widerstände
162, 164 verbunden. Der Kollektor des Transistors 166 ist
über einen seriellen Spannungsteiler, der einen 120K-
Widerstand 165 und einen 2,7K-Widerstand 167 umfaßt, mit -Vs
verbunden. Der Kopplungspunkt der Widerstände 165, 167 ist
mit der Basis des Transistors 152 verbunden. Der Kollektor
des Transistors 166 ist über vier serielle, in
Vorwärtsrichtung betriebene Dioden 168 (beispielsweise der Typ 1SS133)
und einen 5,1K-Widerstand 170 ebenfalls mit -Vs verbunden.
Der gemeinsame Punkt der Dioden 168 und des Widerstands 170
ist mit dem (+)-Eingang des Verstärkers 160 verbunden. Der
Kollektor des Transistors 166 bildet den geregelten +Vs-
Anschluß der Stromversorgung der Fig. 5. Identische parallele
RC-Schaltungen 171, von denen jede einen 10K-Widerstand 172
und einen 0,047uF-Kondensator 174 umfaßt, sind in Serie über
die geregelten +Vs- und -Vs-Anschlüsse geschaltet. Der
gemeinsame Punkt der beiden RC-Schaltungen 171 ist mit dem (+)-
Eingang eines Differenzverstärkers 176 verbunden. Die
Schaltungen 171 teilen die Spannung zwischen +Vs und -Vs zu
gleichen Teilen. Diese Spannung wird durch den Verstärker 176
getrennt, der als Einheitsverstärker geschaltet ist, um am
Ausgang des Verstärkers 176 das Signalnull für die Schaltungen
der Fig. 4 bis 5 bereitzustellen.
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Die Stummschaltesignale für die Transistoren 126, 128 und 130
der Fig. 4 werden über eine serielle
RC-Zeitverzögerungsschaltung, die aus einem 4,7M-Widerstand 180 und einem
0,33uF-Kondensator 182 besteht, aus der geregelten +Vs-
Versorgung abgeleitet. Diese Serienschaltung ist über die
geregelten +Vs- und -Vs-Anschlüsse geschaltet, und der
gemeinsame Punkt des Widerstands 180 und des Kondensators 182 ist
mit dem (+)-Eingang eines Differenzverstärkers 184 verbunden.
Signalnull ist mit dem (-)-Eingang des Verstärkers 184
verbunden. Der Ausgang des Verstärkers 184 ist über einen
seriellen Widerstands-Spannungsteiler, der einen 10K-Widerstand
186 und einen 1K-Widerstand 188 umfaßt, mit -Vs verbunden.
Der gemeinsame Punkt der Widerstände 186, 188 ist mit der
Basis eines NPN-Transistors 190 verbunden, der beispielsweise
ein Typ 2N3904 ist. Der Emitter des Transistors 190 ist mit
-Vs verbunden. Das Stummschaltesignal wird am Kollektor des
Transistors 190 gebildet, der über einen 5,1K-Widerstand mit
der +3Vs-Versorgung (Fig. 4) verbunden ist. Die Verstärker
160, 176 und 184 sind beispielsweise drei Viertelgruppen
eines Vierfach-Operationsverstärker-IC des Typs Motorola
MC34074, aus dem der Trennverstärker 124 (Fig. 4) aufgebaut
wurde