CN1925307A

CN1925307A - 电机速度控制集成电路

Info

Publication number: CN1925307A
Application number: CNA2005101138429A
Authority: CN
Inventors: 扇野广一郎; 原岛崇
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2005-08-31
Filing date: 2005-10-19
Publication date: 2007-03-07
Anticipated expiration: 2025-10-19
Also published as: JP4746942B2; KR20070046220A; CN100413204C; KR100719011B1; US20070047928A1; US7301294B2; TWI304677B; JP2007068344A; TW200709552A

Abstract

本发明提供一种提高对于电机的速度命令信号的输入种类的通用性的电机速度控制集成电路。在通过控制电机的驱动线圈中流过的电流量来控制所述电机的转速的电机速度控制集成电路中，具有：第一输入端子，将以模拟量命令所述电机的转速的模拟速度命令信号作为输入对象；第二输入端子，将以数字量命令所述电机的转速的数字速度命令信号作为输入对象；基准电压电路，生成与所述模拟速度命令信号和/或所述数字速度命令信号对应的基准电压；比较电路，对与所述电机的实际转速对应的速度电压和所述基准电压进行比较；以及控制信号生成电路，基于所述比较电路中的比较结果，生成并输出用于控制所述驱动线圈中流过的电流量的控制信号。

Description

电机速度控制集成电路

技术领域

本发明涉及电机速度控制集成电路。

背景技术

各种电子设备具有在该电子设备工作时产生热的发热体，一般为了冷却该发热体而设置风扇电机。例如，在个人计算机或服务器等中，都寻求CPU的工作频率逐年日益高速化，而伴随于此，CPU的发热量不断增大。因此，在个人计算机或服务器等中，通常设置用于冷却CPU的风扇电机和驱动该风扇电机的电机驱动电路。

另外，作为风扇电机的速度控制方式，例如，如图10所示，提出与PWM驱动方式组合的速度伺服控制方式(例如，参照以下的专利文献1)。若详细叙述，则基于从电机1的脉冲发生器PG得到的转速检测信号和由微型计算机或DSP等外部装置设定的转速设定信号，在速度指定电路3中生成并输出命令加速或减速的速度命令信号，同时将该速度命令信号在积分电路5中积分。比较器9比较在三角波发生电路7中发生的三角波信号和在积分电路5中积分的速度命令信号，从而发生作为该比较结果的PWM(Pulse WidthModulation，脉宽调制)信号。电机驱动电路11基于来自比较器9的PWM信号，在电机1的驱动线圈中流过对应于该PWM信号的占空比的电流量，从而控制电机1的转速。此外，在电机1的定子上设置霍尔元件13，电机驱动电路11基于表示霍尔元件13对转子的检测位置的霍尔元件输出来切换驱动线圈中流过的电流的方向，从而控制电机1的转向。

此外，作为风扇电机的其它的速度控制方式，例如，如图11所示，提出利用热敏电阻的技术(例如，参照以下的专利文献2)。若详细叙述，则在电子设备以重负荷方式动作而温度升高的情况下，冷却用的风扇电机全速工作，但即使在以后切换为轻负荷而温度降低了的情况下，风扇电机也通常以全速的状态继续工作，因此消耗无用的电力。因此，通过热敏电阻RTH监视温度变化，同时根据该温度变化调整电阻R和热敏电阻RTH决定的电源电压的分压电压VTH。电机驱动电路20比较分压电压VTH和三角波信号(未图示)，作为该比较结果生成PWM信号而输出到晶体管TR。其结果，晶体管TR的导通、截止期间根据来自电机驱动电路20的PWM信号的占空比而变化。而且，通过晶体管TR的导通、截止期间变化，风扇电机的驱动线圈中流过的电流量被调整，进而，风扇电机的转速被控制。例如，电子设备由于重负荷而温度升高的情况下，热敏电阻RTH的电阻和分压电压VTH降低，使风扇电机的转速上升。另一方面，在电子设备由于轻负荷而温度降低的情况下，热敏电阻RTH的电阻和分压电压VTH升高，使风扇电机的转速下降。

[专利文献1]特开2003-204692号公报

[专利文献2]特开2005-80500号公报

如图10或图11所示，根据电子设备制造商侧的利用方式，风扇电机的速度控制采用各种方式。因此，关于驱动电机的电机驱动电路以外的逻辑，如果利用通用微型计算机，通过其固件的变更来应对，或通过分立(discrete)方式进行电路设计来应对等，则需要根据其规格分别应对，非常烦杂。

发明内容

用于解决所述课题的主要的发明，在通过控制电机的驱动线圈中流过的电流量来控制所述电机的转速的电机速度控制集成电路中，具有：第一输入端子，将以模拟量命令所述电机的转速的模拟速度命令信号作为输入对象；第二输入端子，将以数字量命令所述电机的转速的数字速度命令信号作为输入对象；基准电压电路，生成与所述模拟速度命令信号和/或所述数字速度命令信号对应的基准电压；比较电路，对与所述电机的实际转速对应的速度电压和所述基准电压进行比较；以及控制信号生成电路，基于所述比较电路中的比较结果，生成并输出用于控制所述驱动线圈中流过的电流量的控制信号。

根据本发明，可以提供一种使对于电机的速度命令信号的输入种类的通用性提高的电机速度控制集成电路。

附图说明

图1是表示本发明的一实施方式的电机速度控制系统的结构的图。

图2是表示本发明的一实施方式的FG输出电路的结构的图。

图3是表示本发明的一实施方式的基准电压电路的结构的图

图4是本发明的一实施方式的直流电压VA(模拟速度命令信号)以及PWM信号(数字速度命令信号)一起被输入的情况，而且在PWM信号的占空比为“50％”、偏置电压VREG为“5V”的情况下，(a)是表示直流电压VA为“0V”时的基准电压VR的波形的图，(b)是表示直流电压VA为“2.5V”时的基准电压VR的波形的图。

图5是表示本发明的一实施方式的速度电压电路的结构的图。

图6是表示本发明的一实施方式的边缘(edge)检测电路以及速度电压电路的主要信号的波形的图。

图7是表示本发明的一实施方式的比较电路以及控制信号生成电路的结构的图。

图8是表示本发明的一实施方式的电机速度控制IC的动作的图。

图9是表示本发明的一实施方式的与速度命令的输入种类对应的电机速度控制IC的外置电路的图。

图10是表示现有的电机速度控制系统的结构的图。

图11是表示现有的其它的电机速度控制系统的结构的图。

具体实施方式

<电机速度控制系统的结构>

适当参照图2～图7，并基于图1来说明本发明的电机速度控制系统的一结构例。

图1所示的电机速度控制系统包括：作为控制对象的电机100、电机驱动IC200(本发明的“第一电路”)、电机速度控制IC300(本发明的“第二电路”)。即，本发明的“电机速度控制集成电路”是将电机驱动IC200和电机速度控制IC300分别集成在一个芯片上的双芯片结构的情况。另外，本发明的“电机速度控制集成电路”也可以是将电机驱动IC200和电机速度控制IC300集成在一个芯片上的情况。

电机100是具有单相的驱动线圈的所谓单相电机的情况，而且为在定子上固定了霍尔元件110的所谓霍尔电机的情况。另外，电机100不限定于单相霍尔电机，也可以采用三相的驱动线圈被星形连接的所谓三相霍尔电机，或不设置霍尔元件110等磁传感器的所谓无传感器电机等。此外，作为电机100的用途，例如，将用于冷却个人计算机或服务器等中搭载的CPU等的风扇电机作为对象。

霍尔元件110在电机100的转子旋转时，生成正弦波状并且互相为反相的旋转位置检测信号S1、S2。另外，旋转位置检测信号S1、S2是可识别转子的旋转位置的信号，而且其频率与电机100的转速成正比。由霍尔元件110输出的旋转位置检测信号S1、S2分别被输入电机驱动IC200的IN+端子、IN-端子。这里，IN+端子连接到电机驱动IC200内的霍尔放大器230的非反转输入，IN-端子连接到霍尔放大器230的反转输入。

电机驱动IC200是驱动电机100的集成电路。电机驱动IC200具有：与电机100的驱动线圈的两端连接的OUT1端子以及OUT2端子、输入由霍尔元件110输出的旋转位置检测信号S1、S2的IN+端子、IN-端子、输入来自电机速度控制IC300的VO端子的控制信号VC的VI端子、以及对电机速度控制IC300的FGI端子输出FG信号的FGO端子。电机驱动IC200具有控制电路210、预驱动器220、霍尔放大器230、FG输出电路240。

控制电路210基于从电机速度控制IC300的VO端子对电机驱动IC200的VI端子输入的控制信号VC，使电机100的驱动线圈中流过的电流量可变，从而控制电机100的转速。进而，控制电路210基于霍尔放大器210的输出HOUT生成用于控制电机100的驱动线圈的通电方向的切换的切换控制信号D1、D2。

预驱动器220对连接到电机驱动IC200的OUT1端子以及OUT2端子的电机100的驱动线圈构成所谓H桥电路，即将互补地导通、截止的两组晶体管对进行连接，以便与该驱动线圈一起构成字母表的‘H’字母。预驱动器220基于从控制电路210供给的切换控制信号D1、D2互补地将H桥电路中的两组晶体管对导通、截止，从而切换电机100的驱动线圈的通电方向。

霍尔放大器230生成并输出作为将来自霍尔元件110的旋转位置检测信号S1、S2进行了差动放大的结果的霍尔放大器输出HOUT。另外，该霍尔放大器输出HOUT被供给到控制电路210以及FG输出电路240。

FG输出电路240基于从霍尔放大器230供给的霍尔放大器输出HOUT，生成并输出具有与电机100的实际转速对应的频率的FG信号。即，霍尔放大器输出HOUT表示实际检测的转子的旋转位置。因此，可以通过霍尔放大器输出HOUT监视转子规定位置的检测周期。从而，FG输出电路240可以基于由霍尔放大器输出HOUT监视的转子规定位置的检测周期，生成具有与电机100的实际转速对应的频率的FG信号。另外，FG信号经由电机驱动IC200的FGO端子被输入到电机速度控制IC300的FGI端子。

这里，基于图2说明FG输出电路240的电路结构的一实施方式

由霍尔放大器210输出的霍尔放大器输出HOUT被供给到其发射极接地的NPN型晶体管Q10的基极。NPN型晶体管Q10的集电极与电流源I10连接，同时连接到NPN型晶体管Q11的基极。在NPN型晶体管Q11中，其集电极与电阻元件R10连接，同时其发射极与电阻元件R11连接，而且与发射极接地的NPN型晶体管Q12连接。而且，从与NPN型晶体管Q12的集电极连接的FGO端子取出FG信号。

通过FG输出电路240的结构，在霍尔放大器输出HOUT逻辑上为高电平的情况下，NPN型晶体管Q10向导通的方向工作，且由于NPN型晶体管Q11的基极被牵引到接地电压侧，所以NPN型晶体管Q11向截止的方向工作。从而，NPN型晶体管Q12的基极经由电阻元件R11被牵引到接地电压侧，因此NPN型晶体管Q12向截止的方向工作。从而，在该情况下，FG信号逻辑上为高电平。另一方面，，在霍尔放大器输出HOUT逻辑上为低电平的情况下，由于与上述动作为正相反的动作，因此最终NPN型晶体管Q12向导通的方向工作。从而，在该情况下，FG信号逻辑上为低电平。这样，FG信号表现为对应于霍尔放大器输出HOUT的逻辑电平以及频率的脉冲信号。

电机速度控制IC300具有：AIN端子(本发明的“第一输入端子”)，将以模拟量命令电机100的转速的模拟速度命令信号作为输入对象；以及DIN端子(本发明的“第二输入端子”)，将以模拟量命令电机100的转速的数字速度命令信号作为输入对象。还具有：输入来自电机驱动IC200的FGO端子的FG信号的FGI端子；输出对电机驱动IC200的VI输入的控制信号VC的VO端子；以及用于经由电容器C2将由VO端子输出的控制信号VC反馈到比较电路340的反转输入的FB端子。而且，电机速度控制IC300具有：基准电压电路310、边缘检测电路320、速度电压电路330、比较电路340、控制信号生成电路350。

基准电压电路310生成并输出基准电压VR，该基准电压VR具有与输入AIN端子的模拟速度命令信号和/或输入DIN端子的数字速度命令信号对应的电平。

这里，基于图3说明基准电压电路310的电路结构的一实施方式。

DIN端子是与集中控制电机速度控制系统整体的CPU400(本发明的“处理器”)可通信地连接的情况。从CPU400命令电机100的转速的PWM(PulseWidth Modulation)信号作为数字速度命令信号被输入DIN端子。此外，对AIN端子连接平滑用电容器C1，与电阻元件R3一起构成RC滤波电路。进而，命令电机100的转速的直流电压VA作为模拟速度命令信号被施加到AIN端子。另外，DIN端子以及AIN端子不限定于图3所示的上述使用例，后面详细叙述，如图9所示，可以应对各种输入种类。

PNP型晶体管Q1、Q2的晶体管对中，双方的发射极被共同连接，并且在这些发射极连接电流源11。此外，来自DIN端子的PWM信号被供给到PNP型晶体管Q1的基极，由电阻元件R1、R2的串联连接体将偏置电压VREG进行了分压的参照电压VREF被施加到PNP型晶体管Q2的基极。另外，PNP型晶体管Q2的集电极与进行二极管连接(集电极和基极短路)、并且发射极接地的NPN型晶体管Q3连接。NPN型晶体管Q3的基极与发射极接地的NPN型晶体管Q4的基极连接，从而NPN型晶体管Q3、Q4构成所谓电流镜电路。

NPN型晶体管Q4的集电极与电流源I2和发射极接地的NPN型晶体管Q5的基极连接。NPN型晶体管Q5的发射极与电流源I2和被二极管连接、并且发射极接地的NPN型晶体管Q6连接。NPN型晶体管Q6的基极与NPN型晶体管Q7的基极连接，从而NPN型晶体管Q6、Q7构成所谓电流镜电路。NPN型晶体管Q7与电流源I4连接到其基极的PNP型晶体管Q8串联连接。另外，PNP型晶体管Q8的晶体管尺寸N2被设定得比NPN型晶体管Q7的晶体管尺寸N1大，设为NPN型晶体管Q7电流吸入能力高的情况。PNP型晶体管Q8和NPN型晶体管Q7的连接点与电阻元件R3连接。而且，PNP型晶体管Q8和NPN型晶体管Q7的连接点的脉冲电压VX由电阻元件R3和平滑用电容器C构成的RC滤波电路进行平滑。该平滑后的脉冲电压VX作为基准电压VR被取出。

在基准电压电路310的结构中，PWM信号逻辑上为低电平，在PWM信号的电平比参照电压VREF低的情况下，PNP型晶体管Q1向导通的方向工作，PNP型晶体管Q1中流过的电流比PNP型晶体管Q2多，所以NPN型晶体管Q3、Q4向截止的方向工作。其结果，NPN型晶体管Q5的基极流过电流源I2的电流，并向导通的方向工作，NPN型晶体管Q6的基极经由NPN型晶体管Q5被牵引到接地电压侧。从而，NPN型晶体管Q6、Q7向截止的方向工作，由于PNP型晶体管Q8导通，所以脉冲电压VX被牵引到偏置电压VREG侧，逻辑上为高电平。而且，该脉冲电压VX由电阻元件R3和平滑用电容器C构成的RC滤波电路进行平滑，成为基准电压VR。

另一方面，PWM信号逻辑上为高电平，在PWM信号的电平比参照电压VREF高的情况下，与所述动作完全为相反的动作，最终PNP型晶体管Q8和NPN型晶体管Q7一起向导通的方向工作。另外，NPN型晶体管Q7吸入电流的能力比PNP型晶体管Q8大，因此脉冲电压VX被牵引到接地电压侧，逻辑上成为低电平。而且，该脉冲电压VX由电阻元件R3和平滑用电容器C构成的RC滤波电路平滑化，成为基准电压VR。

这样，基准电压电路310关于输入DIN端子的PWM信号，变换为成为从偏置电压VREG到接地电压GND的振幅的脉冲状的脉冲电压VX。而且，基准电压电路310将脉冲电压VX由电阻元件R3和平滑用电容器C构成的RC滤波电路平滑化，并将与PWM信号的占空比对应的直流电压作为基准电压VR输出。另外，基准电压电路310关于施加到AIN端子的直流电压AV，将直流电压VA原样作为基准电压VR输出。

此外，基准电压电路310在对DIN端子输入PWM信号并且对AIN端子施加直流电压VA的情况下，作为偏移分量对与PWM信号对应的脉冲状的脉冲电压VX重叠施加到AIN端子的直流电压AV。而且，被重叠了直流电压VA的脉冲状的脉冲电压VX由电阻元件R3和平滑用电容器C构成的RC滤波电路平滑化，成为基准电压VR。例如，在PWM信号的占空比为“50％”，并且偏置电压VREG为“5V”的情况下，在直流电压VA为“0V”时，如图4(a)所示，基准电压VR为“2.5V”，直流电压VA为“2.5V”时，如图4(b)所示，基准电压VR为“3.75V”。

另外，在所述实施方式中，PWM信号和基准电压VR的关系为如下情况：在PWM信号逻辑上为低电平的情况下，基准电压VR升高，而在PWM信号逻辑上为高电平的情况下，基准电压VR降低。从而，在将要将电机100加速的PWM信号的通占空(on duty)设定得大的情况下，基准电压VR降低，在将要将电机100减速的PWM信号的通占空设定得小的情况下，基准电压VR升高。换言之，在基准电压电路310中生成的基准电压VR在逻辑上为高电平的情况下，向将电机100减速的方向工作，在逻辑电压VR在逻辑上为低电平的情况下，向将电机100加速的方向工作。另外，当然也可以将PWM信号和基准电压VR的关系设定为与上述关系正相反。

边缘检测电路320被供给从FGO端子对FGI端子输入的FG信号。而且，边缘检测电路320检测FG信号的两边缘，同时在该检测时，生成并输出成为比FG信号的脉冲宽度窄的脉冲宽度的边缘信号ED(参照图6(a)、(b))。

速度电压电路330被供给由边缘检测电路320输出的边缘信号ED。这里，边缘信号ED的频率对应于电机100的转速。从而，速度电压电路330基于边缘信号ED生成与电机100的转速对应的速度电压VV。

这里，基于图5说明速度电压电路330的电路结构的一实施方式。

对于被施加偏置电压VREG的电阻元件R21和电容器C21的串联连接体，发射极接地的NPN型晶体管Q20与电容器C21并联连接。对NPN晶体管Q20的基极供给边缘信号ED。

PNP型晶体管Q21、Q22的晶体管对，双方的发射极被共同连接，并且对这些发射极连接电流源I21。此外，对PNP型晶体管Q21的基极施加电容器C21的充放电电压V1，对PNP型晶体管Q22的基极施加电阻元件R22、R23、R24的串联电阻体对偏置电压VREG的分压电压V2。进而，PNP型晶体管Q21、Q22的晶体管对的集电极电压与NPN型晶体管Q23和进行了二极管连接的NPN型晶体管Q24构成的所谓电流镜电路连接。另外，PNP型晶体管Q21的基极与集电极接地、并且基极被施加了分压电压V2的NPN型晶体管Q26的发射极连接。

PNP型晶体管Q21和NPN型晶体管Q23的连接点与发射极接地的NPN型晶体管Q25连接。NPN型晶体管Q25的集电极与电流源I22、发射极接地并且与电阻元件R24并联连接的NPN型晶体管Q27、发射极接地的NPN型晶体管Q28的基极连接。NPN型晶体管Q28的集电极与恒流源I23和发射极接地的NPN型晶体管Q29的基极连接。而且，从恒流源I24和NPN型晶体管Q29的连接点取出脉冲状的速度电压VV。

根据速度电压电路330的结构，首先，在边缘检测电路320中，设为FG信号的边缘不被检测，并且对NPN型晶体管Q20的基极供给的边缘信号ED逻辑上为低电平的情况。在该情况下，由于NPN型晶体管Q20截止，因此电容器C21被充电。从而，如果对PNP型晶体管Q21的基极施加的充放电电压V1比电阻元件R22、R23、R24的串联电阻体的分压电压V2高，则PN P型晶体管Q21流过的电流比PNP型晶体管Q22少。从而，NPN型晶体管Q25向截止的方向工作，NPN型晶体管Q28向导通的方向工作，NPN型晶体管Q29向截止的方向工作。从而，速度电压VV被牵引到偏置电压VREG侧，逻辑上成为高电平(参照图6(b)、(c))。

另一方面，设为在边缘检测电路320中，FG信号的边缘被检测，对NPN型晶体管Q20的基极供给的边缘信号ED逻辑上为高电平的情况。在该情况下，成为与所述动作完全相反的动作，最终，NPN型晶体管Q29向导通的方向工作。从而，速度电压VV被牵引到接地电压侧，在逻辑上成为低电平(参照图6(b)、(c))。

另外，在检测出FG信号的边缘的情况下，通过电阻元件R21和电容器C21的RC时间常数决定速度电压VV为L宽(表示低电平的宽)。从而，即使在电机100的转速变化了时，只要RC时间常数被固定，速度电压VV的L宽为一定。但是，由于FG信号的脉冲周期进而边缘信号ED的脉冲周期根据电机100的转速变化，因此速度电压VV的脉冲周期可变。因此，将速度电压VV进行了积分时的直流电压根据电机100的转速而可变。例如，在电机100的转速为高速的情况下，FG信号的脉冲周期变短，占速度电压VV的一周期的L宽变长，因此将速度电压VV进行了积分时的直流电压降低。此外，在电机100的转速为低速的情况下，FG信号的脉冲周期变长，占速度电压VV的一周期的L宽变短，因此将速度电压VV进行了积分时的直流电压升高。

比较电路340对在基准电压电路310中生成的基准电压VR和在速度电压电路330中生成的脉冲状的速度电压VV进行了积分时的直流电压进行比较。此外，控制信号生成电路350基于比较电路340中的比较结果，在电机驱动IC200中生成并输出用于控制电机100的驱动线圈中流过的电流量的控制信号VC。

这里，基于图7说明比较电路340以及控制信号生成电路350的电路结构的一实施方式。

NPN型晶体管Q40、Q41的晶体管对中，双方的发射极被共同连接，并且在它们的发射极上连接电流源I40。此外，从速度电压电路330对NPN型晶体管Q40的基极(比较电路340的反转输入)施加速度电压VV，从基准电压电路310对NPN型晶体管Q41的基极(比较电路340的非反转输入)施加基准电压VR。另外，对NPN型晶体管Q40的基极施加的速度电压VV设为由连接到VO端子和FB端子间的电容器C2积分的直流电压。

NPN型晶体管Q40的集电极与发射极被施加偏置电压VREG并且进行了二极管连接的PNP型晶体管Q42连接。PNP型晶体管Q42的基极与发射极被施加了偏置电压VREG的PNP型晶体管Q43的基极共同连接，PNP型晶体管Q42、Q43构成所谓电流镜电路。

NPN型晶体管Q41的集电极与发射极被施加偏置电压VREG并且进行了二极管连接的PNP型晶体管Q44连接。PNP型晶体管Q44的基极与发射极被施加了偏置电压VREG的PNP型晶体管Q45的基极共同连接，PNP型晶体管Q44、Q45构成所谓电流镜电路。

PNP型晶体管Q45的集电极与发射极接地并且进行了二极管连接的NPN型晶体管Q46连接。PNP型晶体管Q46的基极和与PNP型晶体管Q43串联连接并且发射极接地的NPN型晶体管Q47的基极共同连接，NPN型晶体管Q46、Q47构成所谓电流镜电路。

PNP型晶体管Q47的集电极与集电极接地的NPN型晶体管Q50的基极连接。NPN型晶体管Q50的发射极与电流源I50和NPN型晶体管Q51的基极连接。另外，NPN型晶体管Q51的集电极与电流源I51连接，NPN型晶体管Q51的发射极与发射极接地的NPN型晶体管Q52的基极连接。

NPN型晶体管Q52的集电极与进行了二极管连接的PNP型晶体管Q53的连接。另外，PNP型晶体管Q53的基极与集电极接地的PNP型晶体管Q55的基极共同连接，PNP型晶体管Q53、Q55构成所谓电流镜电路。

PNP型晶体管Q53的发射极与进行了二极管连接的NPN型晶体管Q54的连接。另外，NPN型晶体管Q54的集电极与电流源I52连接，而且NPN型晶体管Q54的基极与NPN型晶体管Q56的基极共同连接，NPN型晶体管Q54、Q56构成所谓电流镜电路。

NPN型晶体管Q56和PNP型晶体管Q55构成将双方的集电极共同连接的串联连接体，从与NPN型晶体管Q56和PNP型晶体管Q55的连接点连接的VO端子取出控制信号VC。

根据比较电路340以及控制信号生成电路350的结构，设为在对NPN型晶体管Q40的基极施加的速度电压VV比施加到NPN型晶体管Q41的基极的基准电压VR高的情况，即电机100的实际的转速比根据模拟速度命令信号和/或数字速度命令信号设定的转速慢的情况(加速命令状态)。在该情况下，NPN型晶体管Q40流过的电流比NPN型晶体管Q41多，进而，电流镜电路(Q42、Q43)流过的电流比电流镜电路(Q46、Q47)多。从而，由于PNP型晶体管Q50的基极被牵引到偏置电压VREG侧，所以PNP型晶体管Q50向截止的方向动作。其结果，NPN型晶体管Q51、Q52向导通的方向动作，控制信号VC的电平下降。

另一方面，设为对NPN型晶体管Q40的基极施加的速度电压VV比对NPN型晶体管Q41的基极施加的基准电压VR低的情况，即电机100的实际转速比根据模拟速度命令信号和/或数字速度命令信号设定的转速快的情况(减速命令状态)。在该情况下，成为与所述动作完全相反的动作，最终NPN型晶体管Q51、Q52向截止的方向动作，所以控制信号VC的电平上升。

这里，控制信号VC被用作电机驱动IC200的控制电压。在电机驱动IC200的逻辑中，也设为在控制信号VC的电平高的情况下使电机100的转速减速，在控制信号VC的电平低的情况下使电机100的转速加速的情况。在该情况下，电机速度控制IC300执行如图8所示的电机速度控制。

如后所述，在速度电压VV比基准电压VR高的状态(加速命令状态)下，由电机速度控制IC300输出的控制信号VC的电平继续下降，而电机100的转速继续上升。其结果，速度电压VV的电平缓慢下降，逐渐接近基准电压VR的电平。另一方面，在速度电压VV比基准电压VR低的状态(减速命令状态)下，由电机速度控制IC300输出的控制信号VC的电平继续上升，而电机100的转速继续下降。其结果，速度电压VV的电平缓慢上升，逐渐接近基准电压VR的电平。这样，电机速度控制IC300将基准电压VR和速度电压VV相比较，控制与电机驱动IC200的控制电压对应的控制信号VC的电平，以便两者的电平一致。

<电机速度控制IC的AIN端子、DIN端子的使用例>

图9是表示本发明的一实施方式的对应于速度命令的每个输入种类的电机速度控制IC300的AIN端子、DIN端子的使用例的图。如该图所示，电机速度控制IC300对于仅对AIN端子输入模拟速度命令信号的情况、仅对DIN端子输入数字速度命令信号的情况、模拟速度命令信号以及数字速度命令信号的两者分别被输入AIN端子、DIN端子的情况的任何情况都可以应对。

首先，说明仅对AIN端子输入模拟速度命令信号的情况。

作为该情况的一个使用例，例如，是将以模拟量命令电机的转速的直流电压VA作为表示电机100的实际的转速的速度电压VV的比较对象的情况。为了实施该控制，可以DIN端子断开，并将与模拟速度命令信号对应的直流电压VA直接输入AIN端子。另外，在该情况下，电机速度控制IC300原样作为基准电压VR使用对AIN端子施加的直流电压VA。

此外，作为该情况的其它使用例，例如是在利用热敏电阻RTH的电阻值根据温度变化而变化的特性，通过热敏电阻RTH检测出CPU400由于重负荷而温度上升了的消息的情况下，使电机100的转速提高，而在通过热敏电阻RTH检测出CPU400由于轻负荷而温度下降了的消息的情况下，使风扇电机的转速降低的情况。为了实施该控制，具有在DIN端子断开时，施加与模拟速度命令信号对应的直流电压VA的电阻元件R以及热敏电阻RTH的串联连接体，也可以对AIN端子施加通过该串联连接体将直流电压VA进行了分压的分压电压VTH。另外，在该情况下，电机速度控制IC300使用对AIN端子施加的分压电压VTH作为基准电压VR。

接着，说明仅对DIN端子输入数字速度命令信号的情况。

作为该情况的一个使用例，例如，是将以数字量命令电机的转速的PWM信号作为表示电机100的实际的转速的速度电压VV的比较对象的情况。为了实施该控制，对DIN端子可通信地连接CPU400，同时对AIN端子连接平滑用电容器C，从而将对应于PWM信号的脉冲电压VX平滑化的RC滤波电路(参照图3)。通过该结构，可从CPU400对DIN端子供给与数字速度命令信号对应的PWM信号。另外，在该情况下，电机速度控制IC300使用对DIN端子输入的PWM信号由平滑用电容器C平滑化后的电压作为基准电压VR。

接着，说明模拟速度命令信号被输入AIN端子，同时数字速度命令信号被输入DIN端子的情况。

作为该情况的一个使用例，例如，将对AIN端子施加的直流电压VA设定得比电机100所需的转速高。而且，在CPU400的工作量少的情况下，通过控制对DIN端子供给的PWM信号的占空比，可以实施降低电机100的转速等省能量对策。为了实施该控制，DIN端子与CPU400可通信地连接，以便可以从CPU400供给PWM信号，同时通过对AIN端子连接平滑用电容器C，在基准电压电路310内部构成RC滤波电路。此外，具有被施加与模拟速度命令信号对应的直流电压VA的电阻元件R以及热敏电阻RTH的串联连接体，通过该串联连接体对AIN端子施加将直流电压VA进行了分压的分压电压VTH。另外，在该情况下，基准电压电路310使用对输入DIN端子的PWM信号由平滑用电容器C平滑化了的电压重叠了对AIN端子施加的分压电压VTH的电压作为基准电压VR。

以上，说明了本实施方式，但所述实施方式用于使本发明容易理解，不是用于限定于本发明来解释的。本发明不脱离其宗旨可以进行变更/改良，同时本发明中也包含其等价物。

Claims

1.一种电机速度控制集成电路，通过控制电机的驱动线圈中流过的电流量来控制所述电机的转速，其特征在于具有：

第一输入端子，将以模拟量命令所述电机的转速的模拟速度命令信号作为输入对象；

第二输入端子，将以数字量命令所述电机的转速的数字速度命令信号作为输入对象；

基准电压电路，生成与所述模拟速度命令信号和/或所述数字速度命令信号对应的基准电压；

比较电路，对与所述电机的实际转速对应的速度电压和所述基准电压进行比较；以及

控制信号生成电路，基于所述比较电路中的比较结果，生成并输出用于控制所述驱动线圈中流过的电流量的控制信号。

2.如权利要求1所述的电机速度控制集成电路，其特征在于，

将所述模拟速度命令信号设为命令所述电机的转速的直流电压，

所述基准电压电路将施加到所述第一输入端子的所述直流电压设为所述基准电压。

3.如权利要求1所述的电机速度控制集成电路，其特征在于，

具有被施加了命令所述电机的转速的直流电压的电阻元件以及热敏电阻的串联连接体，

将所述模拟速度命令信号作为由所述串联连接体对所述直流电压进行了分压的分压电压，

所述基准电压电路将施加到所述第一输入端子的所述分压电压设为所述基准电压。

4.如权利要求1所述的电机速度控制集成电路，其特征在于，具有：

连接到所述第一输入端子的平滑用电容器；以及

与所述第二输入端子可通信地连接的处理器，

将所述数字速度命令信号作为在所述处理器中命令所述电机的转速的脉宽调制信号，

所述基准电压电路将从所述处理器输入到所述第二输入端子的所述脉宽调制信号由所述平滑用电容器进行了平滑化的电压作为所述基准电压。

5.如权利要求1所述的电机速度控制集成电路，其特征在于，具有：

被施加了命令所述电机的转速的直流电压的电阻元件以及热敏电阻的串联连接体；

连接到所述第一输入端子的平滑用电容器；以及

与所述第二输入端子可通信地连接的处理器，

所述基准电压电路将对于由平滑用电容器平滑化了从所述处理器输入到所述第二输入端子的所述脉宽调制信号的电压重叠了对所述第一输入端子施加的所述分压电压后的电压作为所述基准电压。

6.如权利要求1至5的任何一项所述的电机速度控制集成电路，其特征在于，

所述电机速度控制集成电路是将第一电路和第二电路分别集成在一个芯片上的双芯片的结构，

所述第一电路使所述电机的驱动线圈通电来驱动所述电机，

所述第二电路具有所述第一以及所述第二输入端子、所述基准电压电路、所述比较电路、所述控制信号生成电路，基于在所述控制信号生成电路中生成并输出的所述控制信号控制经由所述第一电路流入所述电机的驱动线圈的电流量，从而控制所述电机的转速。

7.如权利要求1至5的任何一项所述的电机速度控制集成电路，其特征在于，

所述电机速度控制集成电路将第一电路和第二电路集成在一个芯片上，

所述第一电路使所述电机的驱动线圈通电来驱动所述电机，

所述第二电路具有所述第一以及所述第二输入端子、所述基准电压电路、所述比较电路、所述控制信号生成电路，基于在所述控制信号生成电路中生成并输出的所述控制信号，控制经由所述第一电路流过所述电机驱动线圈的电流量，从而控制所述电机的转速。