CN1714502A - 经脉冲宽度调制的噪声整形器 - Google Patents

Abstract

描述了一种采用来自功率级(260)的反馈的经脉冲宽度调制的噪声整形器(410)。通过应用一个使用了来自该功率放大级的输出端的反馈的数字噪声整形器(410)，来形成经脉冲宽度调制的信号。因此，由功率级(260)产生的任何误差都自动得到校正。

Description

经脉冲宽度调制的噪声整形器

本发明涉及经脉冲宽度调制的噪声整形器(shaper)。这种噪声整形器可以例如在音频设备的数字放大器内用来驱动扬声器系统。

图1A为示意性地示出了传统的现有技术安排的方框图。这种传统的数字音频放大器通常包括一个操作在Z域中的噪声整形器10，后面接有一个脉冲宽度调制(PWM)电路20，该脉冲宽度调制(PWM)电路20是以均匀方式、在比要重现的最高频率高几倍的PWM重复率下进行采样的那种类型。在加法器11的一个输入端接收数字信号S_in，加法器11的输出端耦合到量化器12的输入端，由于PWM信号的边缘只在一些预定的时刻出现，它所表示的是一个近似。比较器13将量化器12的输入与输出信号相比较，并将任何偏差或误差∈耦合到有限脉冲响应(FIR)滤波器14的输入端，滤波器14的输出通过延迟器15耦合到加法器11，延迟器15将反馈信号充分延迟，使得加法器接收到的是一个与上个计算周期相应的反馈信号。因此，由量化器12引起的任何误差被噪声整形器10的反馈路径16校正。量化器12的输出信号S_ns被馈送到PWM电路20，PWM电路20提供输出信号S_out。

在这种情况下，噪声整形器10的总噪声传递函数NTF可以表示为公式(1)：

NTF(z)＝1+H(z)·z^-1                           (1)

其中H(z)表示Z域中的滤波器14的传递函数。

这种现有技术设计的一个问题是PWM电路具有非线性特性，如果希望实现良好的失真技术要求和良好的噪声技术要求，必须对这个非线性特性进行补偿。这种现有技术设计的另一个问题是没有对随后的D类功率级内的误差进行校正。

图1B示出了一种用于补偿PWM电路的非线性的现有技术方法。在这种情况下，在噪声整形器10之前安排了一个误差补偿电路17。误差补偿电路17含有一个由PWM电路20引起的失真的模型，并且在噪声整形前引入校正措施。

这种现有技术设计的一个缺点是由于PWM电路内的互调而出现噪声解调。在所关注的频带(例如音频频带)以上的频带含有一个连续的经噪声整形的量化噪声频带。PWM重复频率f_sw和/或噪声的任何两个频率分量f₁和f₂可以组合成一个互调频率f_P＝|n·f₁+m·f₂+p·f_SW|，其中，n、m、p为正整数和/或负整数，频率f_p在所关注的频带内。这限制了可以施加的噪声整形量，也就限制了实际可以获得的信噪比。

图1C示出了用于补偿PWM电路的非线性的另一个现有技术方法。在这种情况下，误差补偿电路18被安排在噪声整形器10内的量化器12的输出端处。误差补偿电路18含有一个由PWM电路20引起的失真的低频部分的模型，并且在将噪声整形器的输出信号S_ns反馈给比较器13前引入校正措施。这种安排允许考虑失真和PWM电路20的互调制特性，从而允许使用高阶的噪声整形器。

在例如US-A-5,548,286中公开了这种方法的一个实例。

这种现有技术设计的一个缺点是模型非常复杂。

图1B和1C所示的这两种现有技术的方法的一个共同缺点是它们只能在一定程度上补偿由于PWM过程的非线性而引起的可预测的误差，而不能补偿在随后的D类功率级内出现的误差，因为这些误差实质上是不可预测的。

本发明的一个目的是提供一种PWM噪声整形器，它能减小在耦合到噪声整形器上的以后各级内的误差。

本发明由各独立权利要求限定。各从属权利要求限定各有利实施例。

通过将脉冲宽度调制电路合并在反馈环路内，补偿了由这个电路所引起的误差。在一个实施例中，将功率级也包括在反馈环路内。

在噪声整形器的现有技术设计中，可以安排一个功率输出级，以接收PWM电路的输出信号S_out。这种功率输出级可能引起实质上是不可预测的误差。如前面所指出的那样，现有技术的噪声整形器不能补偿这种误差。按照本发明的一个实施例，噪声整形器的反馈路径取这个功率输出级的输出信号或一个从该输出信号得出的信号作为它的输入信号。

要指出的是，US-5,898,340笼统地公开了一种D类放大器，它包括一个处理从输出电压得出的信号的数字处理单元，以便为输出开关提供经校正的PWM驱动信号。然而，这个出版物没有描述该数字处理单元是怎样操作的。

还可以看到，EP-1.104.094描述了一种对D类放大器的控制系统，其中将开关输出信号从模拟变换为数字后将其反馈到控制系统的输入端。然而，在A/D变换前，总是将信号滤波到所关注的频带的带宽。这样一个滤波操作引入了延迟，这阻碍了在这个滤波器通带的较高频率部分内的有效误差校正。此外，这种系统包括一些独特的部分，如一个用于驱动噪声形状脉冲调制器的控制环路，该噪声形状脉冲调制器进而又控制功率级。在这样一个设计中，来自调制器的量化噪声借助于调制器自身的环路增益和“外控制环路”的增益而减小，而功率级误差仅借助于外控制环路的增益而减小。相反，本发明的一个实施例仅采用单独的一个环路，该环路执行用于脉冲调制的噪声整形器的功能和用于输出级误差的控制环路的功能。

按照本发明的经脉冲宽度调制的噪声整形器可以应用于诸如D类音频放大器之类的电子设备。它允许用成本低而功耗小的D类放大器来实现优异的性能。

下面将通过结合附图对按照本发明的PWM噪声整形器的各实施例的实例的说明进一步说明本发明的这些及其他一些方面、特点和优点，在附图中，相同的附图标记所标的是相同或类似的部件，其中：

图1A-C为示意性地例示现有技术的PWM噪声整形器的设计的方框图；

图2A示意性地例示了按照本发明设计的噪声整形器的一个方面；

图2B示意性地例示了包括一个PWM电路的噪声整形器电路的一个实施例；

图2C示意性地例示了按照本发明的一个包括一个PWM电路和一个功率级的实施例；以及

图3示意性地例示了按照本发明的一个具有一个噪声整形器的放大器的一部分的实施例。

下面将参照图2-3对按照本发明的PWM噪声整形器的设计进行说明。图2A示出了一个噪声整形器110。噪声整形器110包括加法器11、量化器12、含有延迟15的反馈路径116。从这个噪声整形器110与图1A的噪声整形器10的比较立即可见，已经省略了比较器13和滤波器14：反馈路径116通过延迟器15将从经噪声整形的输出信号S_ns中得出的反馈信号S_FB反馈给输入加法器11。借助于一个上采样滤波器或采样率变换器(未示出)使得对在加法器11的一个输入端上所接收的数字信号S_in的采样频率等于PWM重复率。

此外，噪声整形器110包括一个耦合在加法器11的输出端与量化器12的输入端之间的无限脉冲响应(IIR)滤波器130。当满足：

$K\left(z\right)=\frac{z\·(\mathrm{NTF}\left(z\right)-1)}{\mathrm{NTF}\left(z\right)}...\left(2\right)$

时，该滤波器130可以被设计成使噪声整形器110的噪声传递函数类似于图1A的噪声整形器10的噪声传递函数NTF。其中，K(z)表示IIR滤波器130的传递函数。

注意，输入信号S_in到输出信号S_ns的传递函数不再如在诸如图1A所示的现有技术的噪声整形器内那样单一(unity)，而是受信号反馈环路内的滤波器130的影响。为了对此进行校正，可以在噪声整形器110的输入端前安排一个校正电路(为了简明起见在图2A中未示出)，如熟悉该技术领域的人员所知的那样。

IIR滤波器130具有低通特性以及长的脉冲响应。可以使滤波器130操作在比PWM重复频率f_sw更高的样本速率下。

可以实现一个经适配的IIR滤波器，使它具有基本上与以上所说明的滤波器相同的绝对频率响应和脉冲响应，但操作在一个比PWM重复率f_sw更高的采样频率下。如果它操作在一个为PWM重复率f_sw的r倍的频率，那么通过一个所谓的“匹配z”变换，通过将原始滤波器的极点和零点提高到1/r次幂就能得到经适配的滤波器的极点和零点，正如熟悉该技术领域的人员所知的那样。增益校正可以被设置成使DC增益保持相同，也如熟悉该技术领域的人员所知的那样。

在一个噪声整形器内，PWM电路(诸如图1a的电路20)将被安排在噪声整形器110的输出端处。PWM电路以称为PWM重复率f_sw的速率产生PWM输出样本。

例如，如果用6个比特来对输出样本的脉冲宽度进行编码，则PWM电路就可以产生2⁶＝64个不同的脉冲宽度。这可以通过使用一个为PWM重复率64倍的时钟频率f_ck来实现。通过选择一个在0到64个时钟周期之间的脉冲宽度，这个PWM电路就可以产生所希望的数量的不同的脉冲宽度。这样，PWM电路还执行图2A的量化器12的功能，所以在这种情况下就不需要有独立的量化器。

由于可以使IIR滤波器130操作在比PWM重复频率f_sw更高的样本速率下，因此可以将IIR滤波器130的操作频率选择成等于PWM电路的时钟频率f_ck，并且可以通过将一个PWM电路220安置在噪声整形器的反馈环路内部而使噪声整形器包括一个PWM电路。这样做的一个重要的优点是，噪声整形器的反馈路径116反馈的是PWM电路的输出信号S_out而不是象现有技术那样是一个误差信号。图2B例示了本发明的这个实施例，图中示意性地例示了本发明的经脉冲宽度调制的噪声整形器(PWMNS)的一个实施例。在这个实施例中，被反馈到加法器11的输出信号S_out是一个具有经脉冲宽度调制的信号的形式的数字信号。这个信号可以很容易被变换成与数字信号S_in相同的数字格式，以便在加法器11内执行相加。虽然PWMNS210的设计比现有技术的噪声整形器的设计复杂不了多少，但这个PWMNS210具有比任何现有技术设计都好得多的性能，特别是就信噪比SNR来说性能要好得多，因为现在可以获得一个在没有PWM的噪声整形器内理论上可得到的最大SNR。

紧接PWM电路220，如图2C所示，也可以在PWMNS410的反馈环路内包括例如D类音频功率级260的功率级。该功率级包括一个输出滤波器，其例如是一个LC滤波器。该输出滤波器对在功率级内放大的经脉冲宽度调制的信号进行积分，从而得到一个模拟输出信号S_out，该输出信号S_out出现在PWM噪声整形器的输出端子上。

在一种诸如图1A所例示的现有技术的设计中，从功率级260的输出端取得反馈包括必须以等于PWM重复率f_sw的样本速率对反馈信号进行变换，这将牵涉到长的延时。具体地说，反馈环路内的任何模数变换器(ADC)都需要操作在PWM重复率f_sw下。在该ADC的Nyquist频带外的任何频率分量都必须在ADC变换前被除去，否则其中的一些分量可能会混叠回到所关心的频带。或者，如果ADC要操作在更高的采样率下，以后将它的输出信号变换到等于PWM重复率f_sw的样本速率也将需要除去任何在PWM重复率f_sw所容许的Nyquist频带外的频率分量。除去这些频率分量会产生若干样本长的延迟，这将使合成一个有效、稳定的环路成为不可能。任何没有考虑以上内容的现有技术提案都不能得到一个能可靠地工作的设备。

在本发明的一个实施例中的PWMNS 410的情况下，不存在这个缺点。由于反馈路径的样本速率与PWM电路的时钟频率f_ck相同，如图2C所示，用一个模拟噪声整形器和一个其分辨率不需要高于3比特的比较简单的A/D变换器就可以达到所需的从模拟域到数字域的变换。特别是，反馈路径266可以与普通的音频ADC类似地实现，实际上它们当前都被设计为Δ-∑变换器。

在反馈路径266内，模拟加法器240具有一个构成反馈路径266的输入端的非反相输入端241。模拟滤波器244接收来自加法器240的输出信号。模数变换器(ADC)245接收来自滤波器244的输出信号。ADC 245提供反馈信号，以用作图2C的PWMNS 410内的输入加法器11的输入信号。ADC 245的输出信号通过数模(D/A)变换器246被反馈到加法器240的第二个非反相输入端242。D/A变换器246也只需要有3比特的分辨率，这等于ADC 245的分辨率。

ADC 245不需要高的分辨率。虽然，原理上分辨率可以低到2比特，但优选的是分辨率为3比特。例如4比特的较高的分辨率是可行的，但没有必要。注意，所关心的频带内的噪声，亦即精度，可以通过选择较高阶的环路滤波器244来加以改善，而发现3比特ADC的频带外噪声(由环路的分辨率确定)已足够低，因此不会影响PWMNS 410的性能。

对ADC 245的性能没有严格的要求。在应用于音频设备的情况下，所关心的只是音频频带内的性能。因此，如果在音频频带内反馈路径266的噪声水平低的话就足够了。

反馈路径266优选的是操作于在PWM电路220的时钟频率f_ck下的样本。较低的频率也是可行的，然而对环路滤波器244的要求就要更为严格。此外，由加法器240、滤波器244、ADC 245和D/A变换器246组成的Δ-∑模数变换器被设计成一个二阶的Δ-∑模数变换器。这些可以由熟悉该技术领域的人员直接满足的要求足以得到在音频频带内的动态范围为120dB的特性。再高的动态范围也是可以的，但没有多少用处，因为设备的模拟组件通常并不能应付这样的动态范围。

作为一个例子，图3例示了使用图2C的PWMNS 410的放大器300的一部分的实施例，其中结合第一功率级350和第二功率级360将PWM电路220实现为一个操作在384kHz的PWM重复率下的3级PWM系统。

PWM电路220包括两个比较器310、320和一个反相器370。第一比较器310具有接收来自主滤波器130的输出信号的第一非反相输入端311。第二比较器320具有接收来自主滤波器130的输出信号的反相版本(在这种情况下是通过一个反相器370提供的)的第一非反相输入端321。第一比较器310和第二比较器320具有各自的第二反相输入端312和322，分别用来接收来自基准信号发生器380的三角形基准信号S_R。第一比较器310具有连接到第一功率级350的输入端上的输出端313，而第二比较器320具有连接到第二功率级360的输入端上的输出端323。基准信号发生器380从时钟信号发生器390接收到一个具有时钟频率f_ck的时钟信号S_C。

作为一个例子，三角形基准信号S_R可以具有384kHz的频率，而时钟信号S_C可以具有24.576MHz的时钟频率。在384kHz的PWM重复率的一个周期内精确地有时钟信号S_C的2⁶＝64个时钟周期。三角形基准信号S_r具有一个包括32个等距阶梯的正斜坡和一个包括32个等距阶梯的负斜坡，每个阶梯的持续时间为一个时钟周期。这样，比较器310、320在它们的输出端具有一个经脉冲宽度调制的信号，其重复率为384kHz，脉冲宽度在0到64个时钟周期之间，这取决于在它们各自的输入端311、321处的信号。

D类功率级350和360具有各自的输出端子352和362，分别连接到负载L的输入端子L1和L2上。输出端子352和362也分别连接到加法器290的非反相输入端291和反相输入端上，加法器290的输出端293耦合到反馈路径266的加法器240的第一输入端241上。

采用图3的设计，当时钟频率低到24.576MHz时，在92％的调制指数下，120dB的THD+N(在所关心的频带内测量的所希望的信号内容与非所希望的信号内容之比)是可能的。

放大器300可以还包括信号处理电路，该信号处理电路尤其用来将位于放大器的连接器上的信号变换成数字信号S_in。

因此，本发明成功地提供了一种采用来自功率级的反馈的PWM噪声整形器。可以通过使用一个其反馈取出点(takeoff point)处在模拟域中的数字噪声整形器来形成PWM信号，其中反馈环路包括一个延时短、带宽宽的ADC。因此，由功率级产生的任何误差都自动得到校正。这样做的一个重要的优点是所有组件(或许除了D类功率级350和360之外)都可以集成在一个芯片上。

熟悉该技术领域的人员应该清楚，本发明并不局限于以上所讨论的实施例的这些例子，在如所附权利要求书所限定的本发明的专利保护范围内的各种变动和修改都是可行的。

例如，可以为每个D类功率级350和360提供单独的ADC反馈环路。也可以将所述D类功率级350和360的输出用单独的AD变换器单独变换为数字信号，并将所得到的数字信号数字相减。

此外，代替如图3所示的全桥实现方式，本发明也可以用只包括一个D类功率级的半桥设计实现。

此外，通常用一个适当的滤波器(典型的是LC滤波器)对分别位于功率级350、360的输出端子352、366上的输出信号进行滤波后再将其施加到负载L(典型的是扬声器)上。该滤波器的频率响应主要取决于负载。为了确保不取决于负载的该LC滤波器的优选地平坦的频率响应并且消除其任何非线性，反馈路径266可以从经滤波的输出信号得到附加的输入。然而，这也将是一个模拟信号。

在图3所示的实施例中，功率级被示为一个全桥。如熟悉该技术领域的人员所知，在独立控制两个半桥时，使得在每个周期期间电路被开关四次而不是两次(BD类)，从而获得相对于物理开关频率倍增有效样本速率的优点。这增大了环路增益并改善了信噪比。然而，本发明也可以用半桥实现方式(AD类)实现。

应该指出的是，以上所提到的实施例只是例示而不是限制本发明，熟悉该技术的人员在不背离由所附权利要求书限定的本发明的专利保护范围的情况下能够设计出许多可替代的实施例。在权利要求书中，任何括在括号内的附图标记不应视为对权利要求的限制。所谓“包括”并不排除还有权利要求内所列举的之外的元件或步骤。元件前面的“一个”并不排除存在多个这样的元件。在列举若干装置的设备权利要求中，其中若干装置可以用同一个硬件项实现。在相互不同的从属权利要求中列举某些措施这一事实并不表示不能使用这些措施的组合以便获益。

Claims (9)

1.一种经脉冲宽度调制的噪声整形器(210；410)，所述经脉冲宽度调制的噪声整形器(210；410)包括：

一个输入加法器(11)，具有用于接收输入信号(S_in)的第一输入端和第二输入端；

一个输出端子；

一个主滤波器(130)，具有被耦合来接收来自所述输入加法器(11)的输出信号的输入端；

一个可以操作在时钟频率(f_ck)下的脉冲宽度调制电路(220)，具有被耦合来接收从所述主滤波器(130)的输出中得出的信号的输入端以及耦合到所述经脉冲宽度调制的噪声整形器的输出端子上的输出端；

一个耦合在所述输出端子和第二输入端之间的反馈路径(216；266)，用来产生一个反馈信号(S_FB)和将这个反馈信号(S_FB)反馈到该第二输入端，反馈路径(216；266)和主滤波器(130)能以至少等于脉冲宽度调制电路(220)的时钟频率(f_ck)的时钟频率进行操作。

2.一种按照权利要求1所述的经脉冲宽度调制的噪声整形器(210；410)，所述经脉冲宽度调制的噪声整形器(210；410)还包括一个耦合在脉冲宽度调制电路(220)的输出端与所述输出端子之间的功率级(260)，所述反馈路径(266)包括用来进行模数变换的装置(240，244，245，246)。

3.一种按照权利要求2所述的经脉冲宽度调制的噪声整形器(210；410)，其中所述用于进行模数变换的装置(240，244，245，246)包括：

第二加法器(240)，具有耦合到所述输出端子上的第一输入端(241)；

一个环路滤波器(244)，具有被耦合来接收来自所述第二加法器(240)的输出信号的输入端；

一个模数变换器(245)，具有被耦合来接收来自所述环路滤波器(244)的输出信号的输入端和耦合到输入加法器(11)的第二输入端上的输出端；以及

一个数模变换器(246)，具有被耦合来接收来自模数变换器(245)的输出信号的输入端和耦合到第二加法器(240)的第二输入端(242)上的输出端。

4.一种按照权利要求3所述的经脉冲宽度调制的噪声整形器(210；410)，其中所述模数变换器(245)具有一个小于5比特的分辨率。

5.一种按照权利要求2所述的经脉冲宽度调制的噪声整形器(210；410)，其中所述脉冲宽度调制电路(220)和所述功率级(260)包括：

第一分支，该第一分支包括第一比较器(310)和具有被耦合来接收来自所述第一比较器(310)的输出信号的输入端的第一D类功率级(350)，所述第一比较器(310)具有被耦合来接收从所述主滤波器(130)的输出信号中得出的信号的第一输入端(311)，而所述脉冲宽度调制电路(220)还包括一个基准信号发生器(380)，该基准信号发生器(380)具有耦合到所述第一比较器(310)的第二输入端(312)上的输出端。

6.一种按照权利要求5所述的经脉冲宽度调制的噪声整形器(210；410)，其中所述脉冲宽度调制电路(220)和所述功率级(260)还包括：

第二分支，该第二分支包括第二比较器(320)和具有被耦合来接收来自所述第二比较器(320)的输出信号的输入端的第二D类功率放大级(360)，所述第二比较器(320)具有被耦合来接收一个与从所述主滤波器(130)的输出信号中得出的信号的相位相反的信号的第一输入端(321)，而所述基准信号发生器(380)具有耦合到所述第二比较器(320)的第二输入端(322)上的输出端。

7.一种按照权利要求6所述的经脉冲宽度调制的噪声整形器(210；410)，其中所述反馈路径(266)包括用于将从所述第一D类功率级(350)的输出端(352)得到的反馈信号与从所述第二D类功率级(360)的输出端(362)得到的反馈信号相减的装置(290)。

8.一种数模变换器(300)，所述数模变换器包括一个按照权利要求1所述的经脉冲宽度调制的噪声整形器(210；410)。

9.一种电子设备，所述电子设备包括一个按照权利要求1所述的经脉冲宽度调制的噪声整形器(210；410)和用来以数字格式提供输入信号(S_in)的信号处理电路。

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