[go: up one dir, main page]

DE60211872T2 - Pulsbreitemodulationsverstärker mit digitalem signalprozessor - Google Patents

Pulsbreitemodulationsverstärker mit digitalem signalprozessor Download PDF

Info

Publication number
DE60211872T2
DE60211872T2 DE60211872T DE60211872T DE60211872T2 DE 60211872 T2 DE60211872 T2 DE 60211872T2 DE 60211872 T DE60211872 T DE 60211872T DE 60211872 T DE60211872 T DE 60211872T DE 60211872 T2 DE60211872 T2 DE 60211872T2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
output
signal
power amplifier
pulse width
audio power
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
DE60211872T
Other languages
English (en)
Other versions
DE60211872D1 (de
Inventor
R. Gerald Osceola STANLEY
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Harman International Industries Inc
Original Assignee
Harman International Industries Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Harman International Industries Inc filed Critical Harman International Industries Inc
Application granted granted Critical
Publication of DE60211872D1 publication Critical patent/DE60211872D1/de
Publication of DE60211872T2 publication Critical patent/DE60211872T2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2175—Class D power amplifiers; Switching amplifiers using analogue-digital or digital-analogue conversion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/351—Pulse width modulation being used in an amplifying circuit

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • 1. Technisches Gebiet
  • Diese Erfindung bezieht sich auf Pulsbreitenmodulations- (PWM-) Verstärker und insbesondere auf die Integration einer digitalen Signalverarbeitung (DSP) in PWM-Audio-Leistungsverstärkern.
  • 2. Hintergrund der Erfindung
  • Die analoge Pulsbreitenmodulation (APWM) für Audioanwendungen ist seit den Tagen der Vakuumröhren geläufig. In den vergangenen Jahren wurde die Integration digitaler Signalprozessoren (DSPs) oder anderer Digitalmodulatoren mit einer PWM-Stufe für die Umwandlung von digital zu analog zunehmend populär. Normalerweise werden DSP verwendet, um die Pulsbreiten der Ausgangsleitungsstufe(n) direkt zu regeln, wie es beispielsweise in "Ultra Low Distortion Digital Power Amplification", Mark Sandler, Jason Goldberg, Roderick Hiorns, Robert Bowman, Michael Watson, Peter Ziman, 91 st AES Convention Preprint 31115(Y-3) vom Oktober 1991 und im US-Patent No. 5.548.526 für Craven beschrieben ist.
  • Wenngleich der Einsatz von DSP zur digitalen Regelung der Erzeugung der PWM deutliche Vorteile bietet, gibt es bei den bekannten Ansätzen dennoch Einschränkungen. Beispielsweise wird die Pulsbreite der Ausgangspulse auf der Basis von Vielfachen einer Regeltaktperiode quantisiert. Infolgedessen wird eine resultierende Granularität oder Grobheit, die andernfalls im Ausgang vorhanden sind, normalerweise durch Rauschform-Verfahren verringert, die auf Zeitgeber zurück greifen, um den Quantisierungsfehler statistisch zu verringern, wie es beispielsweise in "Toward the 24-bit DAC: Novel Noise-Shaping Topologies Incorporating Correction for the Nonlinearity in the PWM Output Stage", Peter Craven, Journal of the AES, Vol. 41, No. 5, Mai 1993 beschrieben ist. Die Rauschform-Verfahren können jedoch dem Ausgang Rauschen hinzufügen, was in großem Maße das Außerbandrauschen erhöht und bis zu einem gewissen Grad das Inbandrauschen vergrößert.
  • Bei der digitalen Regelung einer PWM-Stufe wird die Möglichkeit, wirkungsvoll eine Gegenkopplung auf die Leistungsausgangsstufe anzuwenden, in großem Maße durch die Latenzzeiten infolge der Umwandlung von analogen Ausgangssignalen in Digitaldaten und die Latenzzeiten bei der anschließenden numerischen Verarbeitung des Rückkopplungssignals verringert. Die Möglichkeit, hochfrequentes Ausgangsrauschen einzuschränken, verlangt es, dass der Umfang der hochfrequenten Rückkopplung maximiert wird. Jeder Versuch, ein Rückkopplungssignal zu digitalisieren, führt zu zusätzlichen Verzögerungen oder Phasenverzögerungen in den Rückkopplungssignalen und beeinflusst nachteilig die Einschränkung des hochfrequenten Ausgangsrauschens. Was zur Schwierigkeit der Einschränkung beiträgt, ist, dass das Grundrauschen von A/D-Wandlern in vielen Fällen wenigstens 120 dB unter dem vollen Umfang liegen muss, da es andernfalls die Einschränkung des Ausgangsrauschverhaltens wird.
  • Bekannte Ansätze der Anwendung einer Rückkopplung mit PWM-Ausgangs-Audiosignalen erfordern es, dass die PWM-Modulationsspektren umfangreich aus einem beliebigen Signal entfernt werden, das einen Vergleich mit dem Eingangssignal anstreben würde. Geschieht dies bei diesen Ansätzen nicht, kann die Verwendung einer Rückkopplung die Verzerrungspegel sogar über die Verzerrungspegel erhöhen, die sich bei PWM-Audio-Leisungsverstärkern mit offenem Regelkreis finden. Infolgedessen regeln digital modulierte PWM-Anordnungen normalerweise mit Vorwärtskorrekturen eines offenen Regelkreises. Leider bietet keiner dieser Ansätze Hoffnung auf die Verbesserung des Zufallsgrundrauschens, das durch Jitter in den Torsteuer- und Leistungsschaltungen erzeugt wird, die erforderlich sind, um eine Vorwärtskopplungsschaltung einzusetzen.
  • Eine PWM-Ausgangsstufe weist eine Gesamtempfindlichkeit gegenüber der Spannung an ihren Stromquellen auf. Bei einer durch Vorwärtskopplung geregelten PWM-Ausgangsstufe erfordert dies entweder eine präzise Regulierung der Stromquellen und/oder eine Rückkopplung, bei der eine schnelle A/D-Umwandlung der Stromquellenspannung am Digitalmodulator Verwendung findet, um die Verzerrung zu minimieren. Obwohl sie bei der Minimierung der Verzerrung hilfreich sind, sind regulierte Stromquellen deutlich teurer als nicht regulierte Quellen. Darüber hinaus enthält ein A/D-Wandler mit niedriger Latenzzeit normalerweise einen größeren Anteil digitaler Schaltungen als ein herkömmlicher analoger PWM-Modulator. Infolgedessen wird durch den Wunsch, analoge Schaltungen durch die Verwendung des digitalen Modulators zu entfernen, der Umfang der analogen Schaltungen im System tatsächlich erhöht.
  • Die Ausgangsrauschpegel eines beliebigen Verstärkers sind am niedrigsten, wenn es ein geringes oder gar kein Eingangssignal gibt. Selbst bei einem geringen oder keinem Eingangssignal können die PWM-Verstärker jedoch weiterhin Ausgangsrauschpegel infolge eines sehr geringen Umfangs von Zeitgabe-Jitter im PWM-Signal aufweisen, das in der Lage ist, äußerst effektive Ausgangssignale zu erzeugen. Je höher die Rail-Spannung (z.B. je größer der Verstärker) ist, desto ausgeprägter kann der Jitter werden. Das Jitter-Rauschen im Ausgang ist die Summe sowohl des Audiofrequenz-Jitters im Eingangssignal als auch von Zwischenmodulationstermen von höheren Frequenzen, die in das PWM-Signal oder den Modulationsvorgang eintreten können.
  • Obwohl Kombinationen eines DSP und einer PWM-Ausgangsstufe nach dem Stand der Technik eine geeignete Leistungsfähigkeit und eine ausreichend geringe Verzerrung bei vielen nicht kritischen Anwendungen bieten, werden die oben beschriebenen Einschränkungen bei HIFI-Anwendungen bedeutender. Bei derartigen anspruchvollen Anwendungen ist das Rauschverhalten von PWM-Leistungsverstärkern oft marginal und zusätzliches Rauschen nicht hinnehmbar. Darüber hinaus beeinträchtigen Berechnungen, die Bestandteil bei digitalen PWM-Wiedergaben sind, die Möglichkeit andere Berechnungen mit der DSP auszuführen, die bei der Verbesserung der Wiedergabetreue nützlich sein können. Bei anspruchsvollen Anwendungen können die Unzulänglichkeiten des Rau schens und des Verzerrens der Leistungsstufe eine exaktere Regelung erfordern, als dies mit bekannten Ansätzen möglich ist. Demzufolge besteht Bedarf an einer PWM-Ausgangsstufe für HIFI-Anwendungen, die in der Lage ist, die Verzerrung zu kompensieren, indem die zuvor beschriebenen Einschränkungen überwunden werden.
  • Der Artikel "Digital-PWM Audio Power Amplifiers with Noise und Ripple Shaping" von Smedley (Power Electronics Specialist Conference, 1994, 25th annual of the IEEE, Taipei, Taiwan) beschreibt einen digitalen PWM- (Pulsbreitenmodulations-) Audio-Verstärker mit Rausch- und Ripple-Formung. Die PWM empfängt anschließend digitale Audiosignale und verarbeitet getrennt die Audiosignale, um ein Ausgangssignal mit b Bits zu erzeugen. Das Ausgangssignal wird schließlich von einem digitalen in ein analoges PWM-Signal umgewandelt. Während dieser Verarbeitung wird das digitale Audiosignal durch eine abgetastete Stromquellenspannung geteilt, die als Rückkopplungssignal bereitgestellt wird. Die abgetastete Stromquellenspannung wird gewonnen, indem eine analoge Stromquellenspannung zur digitalen Domäne mit einem Analog-zu-Digital- (A/D-) Wandler umgewandelt wird.
  • Weiterhin beschreibt der Artikel "Compensated Class-D Verstärker as High Quality AC-Voltage Source" von Himmelstoss et al. (siehe Proceeding of the IEEE International Conference on Power Electronics and Drive Systems, Juli 1999) einen Class-D-Verstärker, der spannungskompensiert ist, um einen Umschalt-Ripple am Ausgang des Verstärkers zu beseitigen. Der Verstärker enthält einen Modulator, eine Umschaltstufe und ein Ausgangsfilter. Ein Rückkopplungssignal führt den Ausgang der Umschaltstufe einem Addierer zu, der elektronisch mit dem Modulator verbunden ist. Darüber hinaus werden Ausgangsspannung und -strom verwendet, um eine niedrige Impedanz festzulegen. Auf der Basis der Lastimpedanz wird die Kompensationsspannung dem Ausgang des Ausgangsfilters durch einen Controller zugeführt, der durch eine analoge Einrichtung realisiert ist. Die Kompensationsspannung beseitigt die Ripple-Spannung, die im Ausgang des Ausgangsfilters vorhanden ist.
  • Der Artikel "Multiple-Bridge PWM Current-Regulated Power Amplifier for Magnetic Resonance Imaging System and Ist Feasible Digital Control Implementation" von Takano et al. (siehe IEEE Proceedings of the Industrial Electronics Society, 1999) bezieht sich auch vier parallelgeschaltete, stromgeregelte Vollbrückentyp-PWM-Leistungsverstärker, die in einem stromregulierten Leistungsverstärker arbeiten. Die digitale Regelung des Verstärkers erfolgt durch einen vorwärtsgekoppelten phasenvoreilenden Regelkreis und einen PID-Rückkopplungs-Regelkreis. Der PID-Rückkopplungs-Regelkreis verwendet den Ausgangsstrom des Leistungsverstärkers. Der Ausgangsstrom wird mit einer Analog-Digital- (A/D-) Umwandlungsschaltung von analogen Signalen in digitale Signale umgewandelt.
  • BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
  • Die Erfindung gibt einen pulsbreitenmodulierten Audio-Leistungsverstärker an, der umfasst: eine Rückkopplungsregelschaltung; ein Schaltnetzteil, das elektrisch mit der Rückkopplungsregelschaltung gekoppelt ist, wobei die Rückkopplungsregelschaltung so betrieben werden kann, dass sie das Schaltnetzteil kontinuierlich mit analoger Regelung ansteuert, um ein Ausgangssignal zu erzeugen; und einen digitalen Signalprozessor, der elektrisch mit der Rückkopplungsregelschaltung gekoppelt ist, wobei der digitale Signalprozessor so betrieben werden kann, dass er ein Vorwärtsfehlerkorrektur-Signal in die geschlossene Regelung einleitet. Diese Erfindung gibt einen pulsbreitenmodulierten (PWM-) Audio-Leistungsverstärker an, der in der Lage ist, die Verzerrung zu minimieren und die Wiedergabetreue bei anspruchsvollen Audio-Applikationen mit hoher Wiedergabetreue zu optimieren. Der PWM-Audio-Leistungsverstärker kann eine verschachtelte Leistungsausgangsstufe beinhalten, die mit einem digitalen Signalprozessor (DSP) zusammenarbeitet. Durch die Kombination der Signalverarbeitungsfähigkeit des DSP und der Fähigkeit der verschachtelten Ausgangsstufe, mit einem Gesamtschaltverhältnis zu arbeiten, die größer als Eins ist, können die Verzerrung und anderes Rauschen minimiert werden. Darüber hinaus können im wesentlichen unregulierte Stromquellen ohne übermäßige Verzerrung verwendet werden.
  • Bei einer weiteren Ausführungsform enthält der PWM-Audio-Leistungsverstärker einen Leistungs-DAC, eine Rückkopplungsregelschaltung und einen DSP. Der PWM-Audio-Leistungsverstärker dieser Ausführungsform hat einen hybriden Aufbau, der den Vorteil der Stabilitäten in der digitalen Domäne wie auch jener in der analogen Domäne nutzt. Der Leistungs-DAC führt in Zusammenarbeit mit der Rückkopplungs-Regelschaltung eine analoge Signalverarbeitung aus, die eine hochfrequente Gegenkopplungsregelung beinhaltet, um einen Fehler im Ausgangssignal zu minimieren. Der Rückkopplungsregelkreis kann die Berücksichtigung der Spannung und des Stroms des Ausgangssignals wie auch der Stromquellen-Steuerspannung beinhalten. Darüber hinaus kann der DSP die digitale Signalverarbeitung des Eingangssignals zusammen mit der vollständig digitalen vorwärtsgekoppelten Regelung ausführen, um eine Vorwärtsfehlerkorrektur in den geschlossenen Rückkopplungsregelkreis einzuleiten. Demzufolge kann die gesamte VI-Ausgangsebene über den gesamten Bereich der Lastimpedanz des Wandlers 12 hinsichtlich Verzerrung kompensiert werden, wodurch ein rauscharmes Ausgangssignal mit geringer Verzerrung erzeugt wird.
  • Andere Systeme, Verfahren, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden dem Fachmann beim Studieren der folgenden Zeichnungen und der detaillierten Beschreibung verständlich werden. Es ist beabsichtigt, dass alle derartigen zusätzlichen Systeme, Verfahren, Merkmale und Vorteile in dieser Beschreibung enthalten sind, im Geltungsbereich der Erfindung liegen und durch die beiliegenden Ansprüche geschützt sind.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Die Bauteile in den Zeichnungen sind nicht zwangsläufig maßstäblich, sondern das Augenmerk ist anstelle dessen auf die Darstellung der Prinzipen der Erfindung gerichtet. Darüber hinaus kennzeichnen in den Zeichnungen ähnliche Bezugszeichen entsprechende Teile in den unterschiedlichen Ansichten.
  • 1 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines pulsbreitenmodulierten (PWM) Audio-Leistungsverstärkers, der mit einem Wandler elektrisch verbunden ist.
  • 2 ist ein erweitertes Blockschaltbild einer Ausführungsform des PWM-Audio-Leistungsverstärkers aus 1.
  • 3 ist ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform eines PWM-Audio-Leistungsverstärkers, der mit einem Wandler elektrisch verbunden ist.
  • 4 ist ein erweitertes Blockschaltbild einer Ausführungsform des PWM-Audio-Leistungsverstärkers aus 3.
  • Art(en) zur Ausführung der Erfindung
  • Es werden Ausführungsformen eines pulsbreitenmodulierten (PWM-) Leitungsverstärkers beschrieben, der sich zur Verwendung bei HIFI-Audio-Anwendungen eignet. Der PWM-Leistungsverstärker stellt ein HIFI-Signalverarbeitung bereit, die Rauschen und Verzerrung minimiert, während geeignete Pegel einer Verstärkung der Eingangssignale erzeugt werden.
  • 1 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines pulsbreitenmodulierten (PWM-) Audio-Leistungsverstärkers 10. Der PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 abreitet vorzugsweise unter Verwendung einer analogen Doppelflanken-PWM-Modulation mit optimierter Rückkopplung, um wenigstens einen elektrisch angeschlossenen Wandler 12 anzusteuern. Der Wandler 12 kann ein Audioausgangswandler, wie etwa ein Lautsprecher, sein, der von einem Ausgangssignal aus dem PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 angesteuert wird, um einen hörbaren Klang zu erzeugen. Bei einer Ausführungsform kann der PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 einem speziellen Wandler 10 zugeordnet sein. Demzufolge kann der Betrieb des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 für geringes Rauschen und geringe Verzerrung auf der Basis der Last- und Betriebseigenschaften des Wandlers 12 optimiert sein. Bei anderen Ausführungsformen kann der Aufbau des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 für eine Klasse von Wandlern 12, eine Produktreihe von Wandlern 12 oder eine beliebige andere vorbestimmte Gruppierung optimiert sein.
  • Bei der dargestellten Ausführungsform enthält der PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 eine Stromquelle 14, einen Leistungs-Digital-zu-Analog-Wandler (DAC) 16 und einen Digitalsignalprozessor (DSP) 18, die wie dargestellt, elektrisch angeschlossen sind. Hier kann der Begriff "verbunden", "angeschlossen" oder "zwischengeschaltet" elektrisch angeschlossen, optisch angeschlossen, drahtlos angeschlossen und/oder in anderer Art angeschlossen bedeuten, bei der eine Schnittstelle zwischen Systemen, Vorrichtungen und/oder Komponenten vorgesehen ist.
  • Die Stromquelle 14 kann eine Netzspannung einer Spannungsversorgungsleitung 20 in eine Gleichspannung einer gewünschten Größe (gewünschter Größen) umwandeln, um den DSP 18 und den Leistungs-DAC 16 zu versorgen. Bei den vorliegenden bevorzugten Ausführungsformen ist die Stromquelle 14 eine im wesentlichen ungeregelte Stromquelle, um die Wirtschaftlichkeit zu verbessern. Wie es nach dem Stand der Technik bekannt ist, können Spannungen einer im wesentlichen ungeregelten Stromquelle auf der Basis von Schwankungen der Netzspannung schwanken. Es können ungeregelte Stromquellen verwendet werden, da der Empfindlichkeit für Stromquellenschwankungen durch andere Mechanismen innerhalb des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 Rechnung getragen wird, wie es später erläutert wird.
  • Der Leistungs-DAC 16 ist die Ausgangsstufe des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 und kann verwendet werden, um den Wandler 12 anzusteuern. Bei den vorliegenden bevorzugten Ausführungsformen enthält der Leistungs-DAC 16 einen verschachtelten Halbbrückenaufbau, der den Wandler 12 auf der Basis digitaler Steuersignale steuert, die durch den DSP 18 zugeführt werden. Der DSP 18 kann ein beliebiger Prozessor sein, der in der Lage ist, analoge oder digitale Signale logisch zu verarbeiten und digitale Steuersignale dem Leistungs-DAC 16 zuzuführen. Ein beispielhafter DSP ist von Motorola in der 56K-Familie verfügbar.
  • Bei der dargestellten Ausführungsform ist der DSP 18 in der Lage, ein Eingangssignal auf einer digitalen Eingangssignalleitung 22 oder wenigstens einer analo gen Eingangssignalleitung 24 zu empfangen. Die Verarbeitung innerhalb des DSP 18 und des Leistungs-DAC 18, um das Eingangssignal zu verstärken und ein Ausgangssignal in analoger Form zu erzeugen, kann entlang eines digitalen Signalweges erfolgen, wie es im allgemeinen mit dem Pfeil 28 dargestellt ist. Das Ausgangssignal, das auf einer Ausgangssignalleitung 26 zugeführt wird, kann eine verstärkte analoge Darstellung des Eingangssignals sein.
  • Der DSP 18 kann zudem eine Netzwerkverbindung 30 enthalten. Die Netzwerkverbindung 30 kann die Fernsteuerung und die Überwachung des PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 über ein Netzwerk gestatten. Das Netzwerk kann ein LAN (Local Area Network), ein WAN (Wide Area Network), ein Intranet, ein Extranet, ein proprietäres Netzwerk, das Internet und/oder eine beliebige andere Art einer Netzwerkkonfiguration umfassen, um den Transfer von Daten und Befehlen zu ermöglichen. Die Kommunikation innerhalb des Netzwerkes kann mit einem Kommunikationsmedium erfolgen, das drahtgebundene Kommunikationssysteme und/oder drahtlose Kommunikationssysteme beinhaltet. Das Kommunikationsmedium können beispielsweise ein Kommunikationskanal, Funkwellen, Mikrowellen, Leitungsübertragungen, Faseroptikübertragungen oder ein beliebiges anderes Kommunikationsmedium sein, das in der Lage ist, Daten zu senden.
  • 2 ist ein detaillierteres Blockschaltbild des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 aus 1, der mit einem Wandler 12 elektrisch verbunden ist. Der Leistungs-DAC 16 enthält Torsteuerschaltungen 46, einen Gegenstromverstärker (OCA) 48, ein Ausgangstiefpassfilter (LP) 50, einen Stromüberlastbegrenzer 52 und einen Laststrommonitor 54, die, wie dargestellt, elektrisch verbunden sind. Darüber hinaus enthält der DSP 18 eine Logikkomponente 90, eine Analog-zu-Digital-Wandler- (ADC-) Komponente 92, eine Linearitätskomponente 94, eine Vielzahl schneller Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) 96 und eine PWM-Modulatorkomponente 98, die, wie dargestellt, zusammenarbeiten. Weiterhin kann die Stromquelle 14 mit dem DSP 18 und dem OCA 48 elektrisch verbunden sein.
  • Die Stromquelle 14 ist als einzelne im wesentlichen ungeregelte Stromquelle dargestellt, wobei jedoch in alternativen Ausführungsformen mehrere Stromquel len verwendet werden können. Weiterhin kann die Stromquelle (können die Stromquellen) in anderen Ausführungsformen geregelt sein. Bei den vorliegenden bevorzugten Ausführungsformen erzeugt die Stromquelle eine positive vorbestimmte Steuerspannung (+Vcc), eine negative vorbestimmte Steuerspannung (–Vcc) und einen +/–15-Volt Gleichstromausgang aus der Netzspannung. Wie es nach dem Stand der Technik bekannt ist, sind die Größen und Mengen der Spannungseingänge und -ausgänge einer Stromquelle vom Aufbau abhängig und können dementsprechend variieren.
  • Der Leistungs-DAC 16 versorgt eine optimale Ausgangsstufe unter Verwendung eines verschachtelten Aufbaus einer Leistungsstufe. Die Verwaltung der verschachtelten Leistungsstufe erfordert, dass die doppelte PWM-Pulsformung über und oberhalb der Verdoppelung von Berechnungen ausgeführt wird, die bei einem einzelnen Doppelflanken-Modulationsvorgang erforderlich sind. Die Torsteuerschaltungen 46 steuern die Ausgangsstufen-Schalter 56 innerhalb des OCA 48 auf der Basis von Digitalsignalen, die aus dem DSP 18 auf logischen Signalleitungen 58 ausgegeben werden. Bei der dargestellten Ausführungsform sind ein erster und ein zweiter Ausgangsstufen-Schalter dargestellt. Der erste und der zweite Ausgangsstufen-Schalter stehen für die positive und die negative Ausgangsstufe. Bei anderen Ausführungsformen kann der OCA 48 mehr als zwei Ausgangsstufen-Schalter 56 enthalten.
  • Der OCA 48 der vorliegenden bevorzugten Ausführungsformen wird mit zwei digitalen Ausgängen vom DSP 18 betrieben, wobei das Verhältnis jedes digitalen Ausgangs unabhängig vom DSP 18 berechnet werden kann. Getrennte Interpolationsberechnungen innerhalb des DSP 18 können ausgeführt werden, um einheitliche abgetastete Daten in ihre zusammenhängende äquivalente Wellenform umzurechnen. Demzufolge kann jeder Umschaltzyklus des OCA 48 vier halb unabhängige Umschaltzeitpunkte beinhalten, von denen jeder separat durch den DSP 19 berechnet werden kann, um die Verzerrung zu minimieren.
  • Für eine detaillierte Beschreibung des OCA 48 sei der Leser auf "Precision DC-to-AC Power Conversion by Optimization of the Output Current Waveform – The Half bridge Revisited" von G.R. Stanley & K.M. Bradshaw, IEEE Transactions on Power Electronics. Vol. 14, No. 2, vom März 1999 verwiesen.
  • Der OCA 48 muss nicht mit einer beliebigen effektiven Totzeit betrieben werden, da keine potentiellen zerstörerischen Durchschlagsströme auftreten. Die Totzeit ist bei herkömmlichen Halbbrückenaufbauten erforderlich, um große zerstörerische Durchschlagsspannungen zu verhindern. Die Verwaltung der Totzeit, um die Verzerrung zu minimieren, minimiert jedoch unweigerlich die Unabhängigkeit der Schalter bei herkömmlichen Halbbrückenaufbauten. Andererseits kann sich die Steuerung des OCA 48 durch den DSP 18 auf die unabhängige Optimierung der PWM-Wellenformen aus jeweils dem ersten und dem zweiten Ausgangsschalter 56 konzentrieren.
  • Beim OCA 48 kann das Gesamtverhältnis der Ausgangsstufen-Schalter mit Eins, überlappend oder nicht überlappend arbeiten. Das "Gesamtverhältnis" der Ausgangsstufen-Schalter 56 ist die Summe des Tastverhältnisses jedes der Ausgangsstufen-Schalter 56. Demzufolge ist die Summe des Tastverhältnisses des ersten und des zweiten des ersten und des zweiten Ausgangsstufen-Schalters 56 gleich 100%, wenn das Gesamtverhältnis gleich Eins ist. Hier bezieht sich der Begriff "überlappen" oder "überlappt" auf den Betriebszustand, bei dem das Gesamtverhältnis des ersten und des zweiten Ausgangsstufen-Schalters 56 größer als Eins ist. Jedesmal, wenn der erste und der zweite Ausgangsstufen-Schalter 56 gleichzeitig eingeschaltet sind, überlappen sie einander. Wenn das Gesamtverhältnis des ersten und des zweiten Ausgangsstufen-Schalters 56 geringer als Eins ist, werden sie in ähnlicher Weise als nicht überlappend bezeichnet. Bei herkömmlichen Halbbrückenaufbauten erzeugt ein überlappender Zustand potentiell zerstörerische Durchschlagsströme, während ein nicht überlappender Zustand eine Totzeit erzeugt.
  • Der OCA 48 kann mit einem Tastverhältnis von 50% jeweils auf dem ersten und dem zweiten Ausgangsstufen-Schalter 56 (Eins) bei Null-Signal-Ruhezuständen arbeiten. Die Erhöhung des Tastverhältnisses jeweils des ersten und des zweiten Ausgangsstufen-Schalters 56 über 50% (Überlappung) führt zu einem Überschuss des Zirkulationsstroms in der Ausgangsstufe, der nicht zerstörerisch ist, jedoch anstelle dessen einfach die Betriebseffizienz verringert. Um die Effizienz zu maximieren, aber dennoch eine Verzerrung zu vermeiden, sollte der OCA 48 in Idealzuständen mit dem Gesamttastverhältnis sowohl für den positiven als auch den negativen Ausgangsstufen-Schalter 56 gleich Eins arbeiten. Verluste in der Ausgangsstufe können jedoch zu einem Verlust der Magnetisierung bei den Ausgangsinduktoren führen, die ihrerseits zu unterbrochenen Strom-Modi (DCM) des Betriebs des OCA 48 führen können. Eine Verzerrung, die aus dem DCM folgt, kann als analog zur Verzerrung betrachtet werden, die durch die Totzeit bei einem herkömmlichen Halbbrückenaufbau verursacht wird.
  • Da es jedoch kein Problem mit einem potentiell zerstörerischen Durchschlagsstrom gibt, kann die Steuerung durch den DSP 18 danach streben, dass die Ausgangsstufen-Schalter 56 gleichzeitig eingeschaltet sind (z.B. überlappen), um einen DCM zu vermeiden. Demzufolge kann die Verzerrung, die infolge des DCM erzeugt wird, beseitigt werden, indem das Gesamttastverhältnis der Ausgangsstufen-Schalter 56 auf größer als Eins (z.B. eine zunehmende Überlappung bei den Schalttastverhältnissen jedes der Ausgangsstufen-Schalter 56) erhöht wird. Während des Betriebs, wenn das Gesamtverhältnis größer als (oder gleich) Eins ist, kann der OCA 48 in einem ununterbrochenen Strom-Modus (CCM) arbeiten. Vorzugsweise strebt der DSP 18 an, den CCM beizubehalten, um einen Nicht-Linearität in der Ausgangsstufe zu vermeiden, indem er die Tastverhältnisse der Ausgangsstufen-Schalter 56 überlappt, während er gleichzeitig beinahe bei Eins bleibt, um eine deutliche Überlappung zu vermeiden, die zu einer geringeren Effizienz führt.
  • Wenn bei den vorliegenden bevorzugten Ausführungsformen kein Ausgangssignal erwünscht ist, kann der OCA 48 vom DSP 18 in einen Schlafmodus versetzt werden, um den Stromverbrauch zu minimieren, indem die Umschaltung der Ausgangsstufen-Schalter 56 gestoppt wird. Der OCA 48 kann zudem in einen Niederverlust-Modus versetzt werden, wenn in Ruhezuständen absichtlich eine Überlappung (Gesamtverhältnis < 100%) vorhanden ist, wobei die Ruhezustände umfangreich verringert werden können, indem eine Umschaltung durch eine Nullspannungs-Umschaltung (ZVS) erfolgt. Wie es nach dem Stand der Technik bekannt ist, ist die ZVS eine verringerte Art eines Umschaltverlustes, der auftritt, wenn die Spannung über einen Leistungsschalter durch einen Resonanzübergang unmittelbar vor dem Einschalten des Leitungsschalters auf Null reduziert wird. Bei den vorliegenden bevorzugten Ausführungsformen kann die ZVS-Umschaltung einen Mittelverlust-Zustand repräsentieren, um auf einfache Weise die Umschaltung zu stoppen, wodurch der OCA 48 in einen Schlafmodus versetzt wird. Wenn er vom DSP 18 aus dem Schlafmodus "aufgeweckt" wird, erfährt der OCA 48 nicht den Startstörspannung oder -klick, der festzustellen ist, wenn ein Schalter dem anderen vorausgehen muss, wie bei den herkömmlichen Halbbrücken-Class-D-Aufbauten. Demzufolge kann der DSP 18 den OCA 48 unmittelbar mit Steuersignalen auf den logischen Signalleitungen 58 ohne Totzeitanstieg oder andere Maßnahmen aufwecken, die bei herkömmlichen Halbbrücken-Aufbauten ergriffen werden.
  • Das Ausgangs-LP-Filter 50 kann zwei PWM-Ausgänge vom OCA 48 empfangen. Der Ausgang aus dem Ausgangs-LP-Filter 50 ist das Ausgangssignal mit einer Spannung Vout, das dem Wandler 12 auf der Ausgangssignalleitung 26 zugeführt werden kann. Das Ausgangs-LP-Filter 50 kann Demodulationsfilter enthalten, um den Großteil der PWM-Spektren aus dem Ausgangssignal zu entfernen, so dass die Wellenform von Vout im wesentlichen frei von wahrnehmbaren Ripple ist. Wie es weiter in 2 gezeigt ist, wird Vout zudem zum DSP 18 auf einer Vout-Leitung 60 zur Umwandlung in ein Digitalsignal rückgeführt.
  • Der Stromüberlastbegrenzer 52 erfasst den Strom in den ersten Stufen des Ausgangs-LP-Filters 50 (den Ausgangsstrom vom OCA 48), unter Verwendung von Spannungsrückkopplungs-Erfassungsleitungen 62. Beim Anzeichen von Stromüberlastzuständen auf der Ausgangssignalleitung 26 kann dem DSP 18 auf einer Stromüberlastleitung 64 eine Stromüberlastkennzeichnung zugeführt werden.
  • Der Laststrommonitor 54 verwendet einen Stromsensor 66, um den Ausgangsstrom (Iout) auf der Ausgangssignalleitung 26 zu überwachen, wie es dargestellt ist. Ein Signalausgang aus dem Laststrommonitor 54, der für Iout repräsentativ ist, kann dem DSP 18 auf einer Iout-Leitung 68 zugeführt werden. Bei einer Ausführungsform kann das Signal vom Laststrommonitor 54 als digitales Signal zugeführt werden. Bei einer weiteren Ausführungsform ist das Signal ununterbro chen, und der DSP 18 führt die Umwandlung durch. Der Laststrommonitor 54 kann zudem ein ähnliches Signal (analog oder digital), das für den Ausgangsstrom Iout außerhalb des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 kennzeichnend ist, mit einer Stromüberwachungsleitung 70 zuführen.
  • Im Bezug auf den DSP 18 aus 2 steht die Logikkomponente 90 für die Signalverarbeitungsfunktionalität, die in einer oder mehreren Anwendungen enthalten ist, die innerhalb des DSP 18 arbeiten. Die Funktionalität beinhaltet beispielsweise die Signalverarbeitung, die Vorwärtskopplungsregelung, die Betriebsüberwachung, eine Benutzerschnittstelle und dergleichen. Diese Anwendungen können software- oder firmwarebasierter Code sein, der in einen Speicher im DSP 18 zur Ausführung während des Betriebs geladen wird.
  • Die Funktionalität der Logikkomponente 90 kann beispielsweise ein LP-Filtermodul, ein Umkehr-Entzerr- (EQ-) Modul, ein Kompressions-/Begrenzer-Modul, ein Eingangssignal-Verarbeitungsmodul, ein Temperatur-Verwaltungsmodul, ein Schlafmodus-Modul, ein Anzeige-Modul, ein Stromversorgungs-Überwachungsmodul, ein Computer-Steuer- und Überwachungsmodul, ein Last-Überwachungsmodul und ein Taktmodul sein. Bei anderen Ausführungsformen kann die Funktionalität der Logikkomponente 90 weniger oder mehr Module umfassen. Demzufolge sollte die beschriebene beispielhafte Funktionalität in keinem Fall als einschränkend angesehen werden.
  • Die LP-Filtermodul-Funktionalität kann die Eingangssignalbandbreite im PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 begrenzen. Die Bandbreite des Eingangssignals kann begrenzt sein, um eine Ansteuerung von Merkmalen niedriger Eingangsimpedanz des Ausgangs-LP-Filters 50 zu vermeiden, die im ersten Hauptresonanz- und im Hochfrequenzmodus auftreten. Demzufolge kann der Aufbau beliebiger bandbegrenzender Filter innerhalb des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 sehr präzise und kostengünstig sein, da Kondensatoren mit enger Toleranz nicht erforderlich sind. Darüber hinaus kann das LP-Filtermodul eine Bandbegrenzung ausführen, um einen Treppeneffekt der Hochfrequenzsignale während der Umwandlung durch den DSP 18 von einem ununterbrochenen Eingangssignal in eine Digitalaufzeichnung zu vermeiden.
  • Das Umkehr-EQ-Modul kann Empfindlichkeitsabweichungen von einer gewünschten niedrigen Empfindlichkeit im Ausgangs-LP-Filter 50 und der Empfindlichkeit des geschlossenen Regelkreises korrigieren. Dieses Filtererfordernis kann mit dem Einsatz eines bandbegrenzenden Tiefpass-Eingangsfilters innerhalb des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 kombiniert sein. Die Frequenzempfindlichkeit des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 ist eine Funktion der Lastimpedanz und der Interaktion der Lastimpedanz mit der Ausgangsimpedanz, die durch das Ausgangs-LP-Filter 50 gebildet wird. Demzufolge kann der Umkehr-EQ des gesamten Verstärkersystems derart arbeiten, dass es die Frequenzempfindlichkeit verbessert.
  • Ein adaptives umgekehrtes Entzerren durch das Umkehr-EQ-Modul kann ausgeführt werden, um die Empfindlichkeitsgenauigkeit zu maximieren, wie etwa durch die Ausführung einer Entzerrung für Unzulänglichkeiten der Lautsprecher. Bei einer Ausführungsform kann die adaptive umgekehrte Entzerrung auf der Ausgangssignalspannung Vout basieren, die zum DSP 18 auf der Vout-Leitung 60 zurückgeleitet wird. Darüber hinaus kann die adaptive umgekehrte Entzerrung vom Umkehr-EQ-Modul ausgeführt werden, um Empfindlichkeitsdifferenzen gegenüber der Lastimpedanz zu kompensieren. Empfindlichkeitsdifferenzen gegenüber der Lastimpedanz haben in vielen Fällen ihre Ursache in der erhöhten Hochfrequenz-Verstärker-Ausgangsimpedanz, die aus einer Induktanz innerhalb des Ausgangs-LP-Filters 50 resultiert. Die spezifische Ausgangsimpedanz der PWM-Ausgangsstufe wäre relativ gering, wäre sie nicht für diese Induktanz bestimmt.
  • Die Funktionalität des Kompressor-/Begrenzermoduls kann die Abschwächung der Verzerrung im Ausgangssignal beinhalten, die durch Verstärkerüberlastzustände erzeugt wird. Derartige Überlastzustände können beispielsweise durch Stromquellenschwankungen, eine übermäßige Ausgangsspannung Vout und/oder einen übermäßigen Ausgangsstrom Iout verursacht werden. Das Kompressor-/Begrenzermodul kann bei der Signalverarbeitung innerhalb des DSP 18 verwendet werden, um den Eingangssignalpegel zu verringern, wenn Überlastzustände erfasst werden. Die Kompressorfunktionalität kann weiterhin dazu verwendet werden, die Signalpegel abzuschwächen, sollte das Ausgangssignal des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 entweder in den Dimensionen der Spannung oder des Stroms übersteuert sein.
  • Bei den vorliegenden bevorzugten Ausführungsformen verwendet der Kompressor/Begrenzer ein Steuerfenster, das sich wie ein Entscheidungsfenster für das Eingangssignal verhält. Wird der Kompressor/Begrenzer nicht aufgerufen, kann das Steuerfenster über den Schwellenwert der Eingangssignale in den PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 hinaus eingestellt werden. Wird der Kompressor/Begrenzer aufgerufen, kann das Steuerfenster verkleinert werden, wodurch die Schwellenwerte der Eingangssignale abgesenkt werden. Dieser Steuerungstyp kann die hörbaren Konsequenzen der Überlastzustände minimieren und kann zudem das Erfordernis verringern, den gesamten Betrieb abzubrechen, um die Überlastzustände zu korrigieren.
  • Die Funktionalität des Eingangssignal-Verarbeitungsmoduls umfasst hinlänglich bekannte Vorgänge, wie etwa Übergänge, die parametrische Entzerrung, Tonregelungen, Zeitverzögerungen, die Signaltastung sowie Verfahren der Allpassfilter und der Rückkopplungsunterdrückung. Bei einigen Ausführungsformen kann eine derartige Funktionalität in der Lage sein, eine Einstellung/Regelung eines Benutzers des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 auszuführen.
  • Das Temperatur-Verwaltungsmodul einer Ausführungsform kann die Temperaturüberwachung der Stromquelle 14, des OCA 48 und/oder des Wandlers 12 beinhalten. Die Temperaturüberwachung des Wandlers 12 kann beispielsweise den Temperaturschutz der Lautsprecher durch Simulation der Schwingspulentemperaturen umfassen. Die Temperaturüberwachung des OCA 48 und der Stromquelle 14 kann Signale beinhalten, die für eine Temperatur kennzeichnend sind, die auf einer OCA-Temperatur-Erfassungsleitung 80 und einer Stromquellen- (PS-) Temperaturerfassungsleitung 82 zugeführt werden, wie es in 2 gezeigt ist. Die Temperaturverwaltung des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 der vorliegenden bevorzugten Ausführungsform wird vorzugsweise mit der Funktionalität des Kompressors/Begrenzers ausgeführt. Wenn beispielsweise entweder die Stromquelle 14 oder der OCA 48 überhitzt, kann das Steuerfenster der Kompres sor-/Begrenzer-Funktionalität verkleinert werden, um die maximal zulässige Ausgangssignalspannung zu reduzieren.
  • Das Schlafmodus-Modul kann einen Stromsparmodus ausführen. Bei den vorliegenden bevorzugten Ausführungsformen wird, nachdem eine vorbestimmte Zeitperiode vergangen ist, wie sie beispielsweise durch einen Abwärtszähl-Zeitgeber, oder einen Verstreichszeit-Zeitgeber gekennzeichnet wird, der PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 in einen Schlafmodus versetzt. Der Zeitpunkt für den Eintritt in den Schlafmodus kann auf einem Ruhezustand des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 basieren, wie etwa beispielsweise auf der Abwesenheit eines Eingangssignals. Beim Eintritt in den Schlafmodus kann der PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 in einen Zustand eines verringerten Stromverbrauchs versetzt werden.
  • Das Anzeigemodul kann Treiber und andere notwendige Einrichtungen umfassen, um Signale zu erzeugen, die für einen Vorgang kennzeichnend sind, mit dem eine Anzeigevorrichtung angesteuert werden kann. Darüber hinaus kann die Funktionalität des Anzeigemoduls die Fähigkeit enthalten, Signaleingaben zu empfangen und zu verarbeiten, um den Betrieb des DSP 18 anzuweisen und/oder diesem Hinweise zuzuführen. Beispielhafte Anzeigevorrichtungen umfassen Leuchtdioden (LED), eine Bildschirmanzeigeeinrichtung, einen Tastbildschirm, Audiovorrichtungen oder einen beliebigen anderen sensorgestützten Mechanismus, der in der Lage ist, Informationen zu übermitteln und zu empfangen. Informationen, die für den Betrieb kennzeichnend sind, der durch den DSP 18 ausgeführt wird, können beispielsweise der Stromeinschalt-Hinweis, der Eingangs/Ausgangssignal-Hinweis, Überlast-Hinweise und/oder Überhitz-Hinweise beinhalten. Darüber hinaus können Informationen, wie etwa Konfigurationsdaten, Modus- und/oder Verstärkungseinstellungen, Echtzeitabtaster, die Anzeige der Ausgangs-IV-Ebene, VU-Meter, und beliebige andere auf den Betrieb bezogene Informationen ebenfalls zugeführt werden.
  • Das Stromversorgungs-Überwachungsmodul kann die Last-Verwaltung, die Temperatur-Verwaltung, die Überstrom-Verwaltung, die Rausch-Verwaltung und/oder die Verwaltung beliebiger anderer Variabler beinhalten, die sich auf die Stromquelle 14 beziehen. Die Überwachung und Steuerung der Stromquelle 14 mit dem Stromquellen-Überwachungsmodul kann verwendet werden, um eine derartige Verwaltungsfunktionalität zu implementieren. Demzufolge können Signaleingaben in den DSP 18 wie auch Steuerausgänge aus dem DSP 18 an die Stromquelle über Stromquellen-Überwachungsleitungen 84 durch das Stromquellen-Überwachungsmodul gesendet werden. Bei einer Ausführungsform kann die Überwachung möglicher umgebungsbedingter Missbräuche der Stromquelle 14 durch den DSP 18 ausgeführt werden. Beispielsweise können Spannungsextreme (Wellen) die Funktionsfähigkeit der Stromquell 14 bedrohen, während Spannungsverluste und Spannungsabfälle den Betrieb unterbrechen können oder Systemknacken oder andere Störspannungen erzeugen können.
  • Der DSP 18 kann derartige Zustände überwachen und, sofern möglich, adaptive Schutzmaßnahmen für das Eingangssignal ergreifen, um derartige unerwünschte Zustände zu vermeiden. Der adaptiven Schutzmaßnahmen können ergriffen werden, um eine nachteilige Beeinflussung zu vermeiden, wenn Zustände, wie etwa instabile Netzspannungen, anzeigen, dass niederfrequente Fremdsignale auf dem Eingangssignal bevorstehen können. Bei einer Ausführungsform können die Schutzmaßnahmen die selektive Hinzufügung einer Hochpassfilterung auf dem Eingangssignalweg, wie etwa durch ein Hochpass-Bandbegrenzungsfilter, beinhalten, um den Lautsprecher vor einem Ansteuerhub zu schützen. Die Hochpassfilterung kann eine Abschaltfrequenz beinhalten, die über dem Frequenzbereich der erwarteten Eingangssignale liegt. Bei einer weiteren Ausführungsform können die adaptiven Schutzmaßnahmen eine Abschwächung beinhalten, um die Amplitude des Eingangssignals ohne wahrnehmbare Verzerrung beispielsweise während instabiler Netzspannungen zu verringern.
  • Die Überwachung von Beanspruchungspegeln der Stromquelle 14 kann auch im Stromquellen-Überwachungsmodul einer Ausführungsform enthalten sein. Die Überwachung des Beanspruchungspegels kann einen zusätzlichen Schutz bieten, der über jenen hinausgeht, der durch einfache interne Strombegrenzer und Schmelzsicherungen in der Stromquelle 14 erzeugt wird. Besteht die Möglichkeit einer Fehlfunktion oder deren Risiko, kann der DSP 18 den Betrieb der Stromquelle 14 mit einem Steuerausgang abbrechen. Drüber hinaus kann der DSP 18 zu einem Eingreifen der Bedienperson aufrufen, während er Diagnoseinformationen an Anzeigeeinrichtungen und/oder über die Netzwerkverbindung 30 ausgibt.
  • Das Computersteuerungs- und Überwachungsmodul kann die Funktionalität haben, über die Netzwerkverbindung mit einer entfernten Vorrichtung, wie etwa einem Computer, einem Server, einem PDA (Personal Digital Assistant), einem Pager, einem drahtlosen Telefon oder einer anderen netzwerkkompatiblen Vorrichtung zu kommunizieren, die in der Lage ist, Informationen über ein Netzwerk zu senden oder zu empfangen. Demzufolge können Betriebs- und Leistungsparameter des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 dynamisch in Echtzeit und/oder in einer Datei über ein Netzwerk zugeführt werden. In ähnlicher Weise kann der Betrieb des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 dynamisch über Befehle gesteuert werden, die durch das Computersteuerungs- und Überwachungsmodul empfangen und verarbeitet werden.
  • Das Last-Überwachungsmodul kann eine Lastschutz- und eine Lastlinearitätskorrektur enthalten. Bei den vorliegenden bevorzugten Ausführungsformen ist die Last bzw. der Verbraucher ein Lautsprecher. Bei anderen Ausführungsformen kann die Überwachung beliebiger anderer Verbraucher, die vom PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 angesteuert werden, durch das Last-Überwachungsmodul ausgeführt werden. Der Lastschutz kann das Berechnen der Lastimpedanz (Z), wie etwa der Lautsprecherimpedanz, unter Verwendung willkürlicher Signale und Fourier-Verfahren durch gleichzeitiges Abtasten des Ausgangsstroms (Iout) und der Ausgangsspannung (Vout) des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 beinhalten.
  • Darüber hinaus kann der Temperaturschutz von Verbrauchern, wie etwa Lautsprechern ausgeführt werden, indem Betriebstemperaturen von Ansteuereinrichtungen bewertet werden. Bei einer Ausführungsform ist die Berechnung der Lautsprecher-Eingangsleistung mit einer Abtastrate, die Nyquist-Abtastgrenzen des Ausgangssignal unterstützt, nicht erforderlich. Anstelle dessen kann die durchschnittliche Leistung zu ausreichender Genauigkeit mit einer Abtastung bei im wesentlichen geringeren Raten berechnet werden, solange die Raten ausrei chend schneller sind als die kürzeste Zeitkonstante der äquivalenten thermischen Impedanz der Ansteuereinrichtung.
  • Sobald die Betriebstemperatur der Schwingspule einer Ansteuereinrichtung bekannt ist, besteht die Möglichkeit, Korrekturen an der Frequenzempfindlichkeit vorzunehmen, um Empfindlichkeitsveränderungen zu korrigieren, die auf den höheren elektrischen Widerstand zurückzuführen sind. Somit können anschließende Verluste einiger dB Empfindlichkeit beispielsweise bei Hochtemperatur-Schwingspulenaufbauten vermieden werden, bei denen sich der Widerstand vom Kalt- zum Warmbetrieb verdoppeln kann. Es können hinlänglich bekannte Techniken vom DSP 18 verwendet werden, um die hubbezogene Beschädigung durch die Ansteuervorrichtung unter Verwendung des Last-Überwachungsmoduls zu minimieren.
  • Die Linearkorrektur von Verbrauchern, wie etwa Lautsprecher-Ansteuereinrichtungen kann die Korrektur von nicht-linearen Effekten innerhalb des Verbrauchers durch näherungsweises Bestimmen der nicht-linearen Effekte mit dem Last-Überwachungsmodul beinhalten. Beispielsweise können die Fehler in der Linearität, die vom Magnetaufbau eines Lautsprechers, dem Akustikaufbau und/oder der Aufhängung stammen, korrigiert werden. Die Korrektur der Nicht-Linearität eines Lautsprechers gestattet den Aufbau von Systemen mit höherer akustischer Ausgangsleistung. Darüber hinaus gehen traditionelle Lautsprecher-Motoraufbauten bei der Effizienz einen Kompromiss ein, um Linearität zu erzielen. Die Korrektur der Linearität außerhalb der Lautsprecher mit dem Last-Überwachungsmodul gestattet eine Konzentration der Motoraufbauten auf die Effizienz.
  • Das Taktmodul kann eine Mastertaktzeitgabe wie auch beliebige andere Zeitgabefunktionen beinhalten, die im PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 erforderlich sind. Die Mastertaktzeitgabe kann die Betriebsfrequenz sämtlicher Teilsysteme definieren. Die Zeitgabe durch die Mastertaktzeitgabe kann beispielsweise durch einen Kristall erzeugt werden, um Genauigkeit und geringern Jitter zu erzeugen. Darüber hinaus kann der DSP 18 zudem die Funktionalität enthalten, die Master taktfrequenz extern von einer anderen Zeitgabequelle, wie etwa einem weiteren DSP 18 über die Netzwerkverbindung 30 zu erhalten.
  • In 2 kann der ADC 92 innerhalb des DSP 18 wenigstens einen Analog-zu-Digital-Wandler enthalten, um ein ununterbrochenes Eingangssignal (ununterbrochene Eingangssignale) abzutasten und derartige Signale in eine digitale Aufzeichnung für die weitere Verarbeitung umzuwandeln. Bei anderen Ausführungsformen kann sich der ADC 82 außerhalb des DSP 18 befinden. Bei weiteren Ausführungsformen, bei denen das Eingangssignal digital ist, kann auf den ADC 92 verzichtet werden.
  • Die Linearitätskomponente 94 kann Interpolatoren, Linearisiereinrichtungen, Quantisierer und Rauschformer beinhalten, um wahrnehmbare Unterschiede bei ununterbrochenen Signalen zu verwalten, zu formen und anderweitig zu minimieren, die digital abgetastet wurden. Eine derartige Minimierung kann zudem eine vorwärtsgekoppelte Regelung beinhalten, um nicht-lineare Effekte in der Ausgangsstufe des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 näherungsweise zu bestimmen. Die Berechnung der nicht-linearen Effekte kann zudem die Berücksichtigung der Zustandsparameter des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10, wie etwa der Stromversorgungsspannungen, der Ausgangsspannung (Vout), der Eingangsspannung (Iout), des Schaltverhältnisses des OCA 48, der Torsteuerzustände, der Temperatur der Halbleitervorrichtung und dergleichen, beinhalten. Die Zustandsparameter können vom DSP 18 innerhalb der Linearitätskomponente 94 berücksichtigt werden, um die Verzerrung zu verringern.
  • Die schnellen ADC 96 können schnell und präzise ununterbrochene Signale übersetzen, die von der Stromquelle 14 und dem Leistungs-DAC 16 bereitgestellt werden. Bei der dargestellten Ausführungsform können die schnellen ADC 96 die Spannungen +Vcc und –Vcc von der Stromquelle 14 wie auch die Ausgangsströme des OCA 48 übersetzen. Die Ausgangsströme des OCA 48 können durch Stromsensoren 86 auf OCA-Stromleitungen 88 zugeführt werden. Bei anderen Ausführungsformen können die Ausgangsströme des OCA 48 an einem beliebigen anderen Ort zwischen dem OCA 48 und dem Wandler 12 unter Verwendung von Stromsensoren oder einer beliebigen anderen Stromerfassungstechnik erfasst werden.
  • Die Steuerspannungen +Vcc und –Vcc können den schnellen ADC 96 auf Steuerspannungsleitungen 89 zugeführt werden. Bei anderen Ausführungsformen können beliebige andere ununterbrochene Signale, die für den Betrieb des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 kennzeichnend sind, von den ADC 96 übersetzt werden. Wegen Verzögerungen kann die Erfassung durch die Stromsensoren 86 und die Übersetzung durch die schnellen ADC 96 so gestaltet sein, dass eine im wesentlichen hohe Frequenzabtastrate unterstützt wird, um eine hochfrequente Ausgangsverzerrung zu begrenzen. Vorzugsweise ist die Rate der Datenumwandlung gleich der Betriebsfrequenz des Leistungs-DAC 16. Es können auch geringere Raten Verwendung finden; wenn jedoch die Umwandlungsraten den zeitvariierenden Signalen hinterherhinken, die verarbeitet werden, kann die Fähigkeit beeinflusst werden, Linearitätskorrekturen vorzunehmen. Die übersetzten ununterbrochenen Signale können von der PWM-Modulatorkomponente 98 verwendet werden.
  • Die PWM-Modulatorkomponente 98 kann eine vorwärtsgekoppelte Regelung über Regelungssignale bereitstellen, die den Torsteuerungen 46 auf den Logiksignalleitungen 58 zugeführt werden. Bei den vorliegenden bevorzugten Ausführungsformen beinhaltet die vorwärtsgekoppelte Regelung eine Verstärkungsregelung mit offenem Regelkreis und eine Überlappungsregelung des OCA 48.
  • Die Verstärkungsregelung mit offenem Regelkreis kann verwendet werden, um Ausgangsstufen-Verstärkungsfehler zu korrigieren, die von einem Regulierungsmangel der Steuerspannungen Vcc stammen. Wenn die Steuerspannungen Vcc nicht dieselbe Größe haben, kann der Offset, der im Ausgangssignal erzeugt wird, ebenfalls durch den DSP 18 korrigiert werden, indem ein Offset zum Steuersignal hinzugefügt wird. Beim DSP 18 kann jedoch die Verstärkungsregelung als eine einfache Multiplikationsoperation implementiert werden, deren Koeffizient dem DSP 18 zugeführt wird.
  • Die Überlappungsregelung ist eine Gesamtverhältnisregelung, die vorzugsweise sowohl eine statische als auch eine dynamische Vorspannungseinstellung des Schaltverhältnisses des OCA 48 ausführt. Bei den vorliegenden bevorzugten Ausführungsformen kann die Überlappungsregelung die Ausgangsströme des OCA 48 als Eingangsvariable verwenden, um das Schaltverhältnis zu regeln. Ausgangsströme des OAC 48, die von den schnellen ADCs 96 umgewandelt wurden, können der PWM-Modularkomponente 98 für die Überlappungsregelung verfügbar gemacht werden. Die Überlappungsregelung kann Verluste in der Ausgangsstufe, wie etwa einen effektiven Verlust der Magnetisierung, auf der Basis der Ausgangsströme des OCA 48 kompensieren.
  • Bei anderen Ausführungsformen. kann die Hochfrequenzerfassung der Ausgangsspannung Vout ebenfalls als Teil der Überlappungsregelung betrachtet werden. Bei dieser Ausführungsform kann die Ausgangsspannung Vout der PWM-Modulatorkomponente 98 über die Ausgangsspannungsleitung 60 und die schnellen ADC 96 zugeführt werden. Bei anderen Ausführungsformen kann die Spannung, die für die Ausgangsspannung Vout kennzeichnen ist, von einem beliebigen anderen Ort im Leistungs-DAC 16 erfasst werden. Bei einer Ausführungsform können differenzierte Ausgangsspannungs-Informationen (dVout/dt) verwendet werden, um die Verlustinformationen zu vermehren, die durch die Ausgangsstrominformationen des OCA 48 bereitgestellt werden.
  • Die dVout/dt-Informationen beziehen sich direkt auf den Kondensatorladungsstrom am Ausgang des Ausgangs-LP-Filters 50. Somit können die Kondensatorladungsstrom-Informationen am Ausgang des Ausgangs-LP-Filters 50 die Verlustinformationen vermehren, indem zusätzliche Informationen zugeführt werden, die sich auf zirkulierende Ströme im Ausgangs-LP-Filter 50 wie auch Verluste innerhalb des OCA 48 beziehen. Demzufolge kann die Spannung Vout von der PWM-Modulatorkomponente 98 verwendet werden, um die Genauigkeit bei der Bestimmung der Verluste in der Ausgangsstufe zu erhöhen. Bei anderen Ausführungsformen können Verluste innerhalb des Ausgangs-LP-Filters 50 und/oder des OCA 48 bestimmt werden, indem die Eingangs- und Ausgangsspannungen des Ausgangs-LP-Filters 50 und/oder des OCA 48 direkt oder durch eine beliebige andere, ähnliche Technik erfasst werden.
  • Bei weiteren anderen Ausführungsformen kann die Überlappungsregelung das Umschalt-Tastverhältnis jedes der Ausgangsstufen-Schalter 58 des OCA 48 berücksichtigen. Die Erfassung des Ausgangstufen-Schaltverhältnisses kann vom DSP 18 ausgeführt werden. Das differenzierte Schalttastverhältnis (dD/dt) kann in ähnlicher Weise benutzt werden, um die Informationen des effektiven Verlustes zu vermehren, die durch Ausgabeströme des OCA 48 bereitgestellt werden. Das dD/dt kann Informationen bereitstellen, die sich auf die Verluste im Ausgangs-LP-Filter 50 und den OCA 48 beziehen. Das differenzierte Schalttastverhältnis (dD/dt) kann mit der gesamten Stromversorgungsspannung der Steuerspannungen Vcc multipliziert werden, um dV/dt am Eingang des Ausgangs-LP-Filters 50 zu erfüllen. Diese Technik unterscheidet sich von der Ableitung der Ausgangsspannung Vout durch die Umkehrung der Empfindlichkeit des Ausgangs-LP-Filters 50. Bei anderen Ausführungsformen können andere Techniken zur Bestimmung von Verlusten im Ausgangs-LP-Filter 50 und im OCA 48 angewendet werden.
  • Die Vorspannungseinstellung kann durch die Überlappungsregelung durch Verschieben des effektiven Gleichstrom-Impulsbodens separat berechneter Modulations-Dreieckswellenformen ausgeführt werden, die funktionsgemäß von der PWM-Modulatorkomponente 98 erzeugt werden. Digitalisierte Eingangssignale, die durch die Linearitätskomponente 94 verarbeitet werden, können digital auf die Dreieckswellenformen mit der N=2-PMW-Modulation durch die PWM-Modulatorkomponente 98 moduliert werden, um die Regelsignale auszubilden. Die Regelsignale können als erste und zweite Regelsignale der ersten bzw. zweiten Torsteuerschaltung 46 auf der Logiksignalleitung 58 zugeführt werden, wie es zuvor erläutert wurde.
  • Spannungsschwankungen der Stromversorgung 14, die die Vorspannungszustände verändern, können ebenfalls mit der Überlappungsregelung kompensiert werden. Da die Werte der Steuerspannungen Vcc die Zeitgabe der Leistungsstufe beeinflussen können, kann der DSP 18 beispielsweise die Überlappung der Ausgangsstufen-Schalter 56 verringern, wenn die Steuerspannungen Vcc zunehmen, und die Überlappung erhöhen, wenn die Steuerspannung Vcc abnimmt. Bei einer Ausführungsform kann die Kompensation der Spannungsschwankungen die Verwendung eines Teilers im Regelkreis beinhalten, um die Steuerung im offenen Regelkreis einzustellen. Bei einer weiteren Ausführungsform kann die Kompensation der Spannungsschwankungen die Multiplikation der berechneten Modulations-Dreieckswellenformen beinhalten. Beide Ausführungsformen gelangen zum selben PWM-Ergebnis der Division der resultierenden Pulsbreite. Die Division der effektiven Pulsbreitenmodulation durch die Spannung der Steuerspannungen Vcc kann Versorgungsempfindlichkeiten der andernfalls offenen Konfiguration des Regelkreises des PWM-Audio-Leistungsempfängers 10 beseitigen. Diese vorwärtsgekoppelte Technik wird bisweilen als Rückkopplungstechnik in dem Maße betrachtet, in dem ein Mangel der Regulierung der Steuerspannungen Vcc ein Konsequenz des Verstärkerausgangsstroms ist.
  • Um große Ausmaße einer Verzerrung und eines Versorgungs-Ripple im Ausgangssignal zu vermeiden, wird die Messung der Steuerspannungen Vcc und die Berechnungen durch den DSP 18 vorzugsweise bei hoher Frequenz ausgeführt, um die vorwärtsgekoppelte Regelung zu optimieren. Demzufolge wird die Geschwindigkeit und Genauigkeit der schnellen ADC 96 bei der Zuführung der Steuerspannungen Vcc zur PWM-Modulatorkomponente ebenfalls vorzugsweise mit hoher Frequenz ausgeführt. Darüber hinaus hat der DSP 18 vorzugsweise eine ausreichende Bandbreite, um eine Hochfrequenzüberprüfung der Leistungsstufenempfindlichkeit auf der Basis der Überwachung der Steuerspannungen Vcc durchzuführen.
  • Die PWM-Modulatorkomponente 98 kann zudem bei der Überlastverwaltung mitwirken. Bei den vorliegenden bevorzugten Ausführungsformen kann die PWM-Modulatorkomponente 98 potentielle Überlastzustände auf der Basis des Eingangssignals und/oder der Stromüberlastkennzeichen erfassen, die vom Stromüberlastbegrenzer 52 auf der Stromüberlastleitung 64 zugeführt werden. Wird ein Überlastzustand erfasst, kann das Ausgangssignal durch die PWM-Modulatorkomponente 98 festgehalten (clamp) werden. Das Clamping kann die einfache Begrenzung des Ausgangssignals mit einer Außerkraftsetzung der Steuersignale Zyklus für Zyklus beinhalten, die den Tosteuerschaltungen 46 zugeführt werden. Alternativ dazu kann der DSP 18 die zuvor beschriebene Kompressor/Begrenzer-Funkionalität aufrufen, um auf den Überlastzustand einzugehen.
  • Der PWM-Audio-Leistungsverstärker 10, der in 2 dargestellt ist, verwendet den DSP 18 in einem vollständig digitalen vorwärtsgekoppelten Aufbau, um den Leistungs-DAC 16 anzusteuern. Der verschachtelte Aufbau des OCA 48 kann durch digitale Regelausgänge des DSP 18 geregelt werden, um vorteilhafterweise die Verzerrung zu minimieren. Darüber hinaus kann durch die vorwärtsgekoppelte Optimierung der Überlappungsregelung die Leistungseffizienz maximiert werden. Weiterhin können die Regelausgänge des DSP 18 unabhängig berechnet werden, um die Umwandlung der digital abgetasteten Daten zu einer verstärkten, ununterbrochenen, äquivalenten Wellenform zu optimieren. Demzufolge ist der PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 in der Lage, HIFI-Applikationen mit dem Ergebnis eines äußerst geringen Rauschens und geringer Verzerrung zu unterstützen.
  • 3 ist ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10, der mit einem Wandler 12 elektrisch verbunden ist. Der PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 enthält die Stromquelle 14, den Leistungs-DAC 16, den DSP 18 und eine Rückkopplungs-Regelschaltung 200, die, wie dargestellt, elektrisch verbunden sind. Die Stromquelle 16 und der Leistungs-DAC 16 gleichen den zuvor beschriebenen Ausführungsformen, soweit sie nicht anders beschrieben sind. Die Funktionalität des DSP 18 ist in mancher Hinsicht ähnlich und anderer Hinsicht unterschiedlich, um dem Zusammenwirken mit der Rückkopplungs-Regelschaltung 200 gerecht zu werden.
  • Die Rückkopplungs-Regelschaltung 200 kann eine analoge Verarbeitung und Rückkopplungsregelung innerhalb des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 entlang eines analogen Weges bereitstellen, wie es mit dem Pfeil 202 dargestellt ist. Darüber hinaus kann der DSP 18 eine digitale Signalverarbeitung und vorwärtsgekoppelte Regelung entlang eines digitalen Weges bereitstellen, wie es mit Pfeil 204 dargestellt ist. Demzufolge stellt der PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 von 4 einen hybriden Aufbau dar, der eine digitale Verarbeitung innerhalb des DSP 18 und eine analoge Verarbeitung innerhalb der Rückkopplungs-Regelschaltung 200 und des Lesitungs-DAC 16 beinhaltet. Der PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 dieser Ausführungsform nutzt vorteilhafterweise die Verar beitungsstabilität der logikbasierten Berechnung der digitalen Domäne und die Rückkopplungsstabilität mit geringer Latenzzeit der analogen Domäne, um die Verzerrung zu optimieren und die Leistungsfähigkeit der hohen Wiedergabetreue zu optimieren.
  • Im allgemeinen können bei der Rückkopplungs-Regelschaltung 200 dieser Ausführungsform Fehler dadurch korrigiert werden, dass Unterschiede zwischen dem gewünschten Regeleingangssignal, das auf der Eingangssignalleitung 20 zugeführt wird, und dem beobachteten Ausgangssignal auf der Ausgangssignalleitung 26 bemerkt werden. Wenn Fehler beobachtet werden, kann sich die Rückkopplungs-Regelschaltung in einer eigenkonvergenten Art und Weise (Stabilität) verhalten, um diese Fehler zu minimieren. Korrekturen werden durch Fehler hervorgerufen, und somit kann immer ein Restfehler im Ausgangssignal zurückbleiben, da der Umfang der Rückkopplungs-Fehlerkorrektur durch Stabilitätsbeschränkungen begrenzt. ist. Der DSP 18 kann eine dominantes Fehlersignal bewerten und ein Vorwärtsfehlerkorrektur-Signal in die Rückkopplungsregelung einleiten. Demzufolge kann der Netzfehler, der durch die Rückkopplungs-Regelschaltung 200 zu korrigieren bleibt, verringert werden. Mit anderen Worten kann die Leistungsfähigkeit des offenen Regelkreises des Leistungs-DAC 16 (vorwärtsgerichtete Rückkopplung) durch die Vorwärtsfehlerkorrektur des DSP 18 verbessert werden, wodurch das Netzverzerrungsergebnis minimiert werden kann.
  • 4 ist ein detaillierteres Blockschaltbild des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 aus 3, der die Stromquelle 14, den Leistungs-DAC 16, den DSP 18 und die Rückkopplungs-Regelschaltung 200 enthält. Wie bei den vorherigen Ausführungsformen, enthält der Leistungs-DAC 16 die Torsteuerschaltungen 46, das Ausgangs-LP-Filter 50, den Stromüberlastbegrenzer 52 und den Laststrommonitor 54 zusammen mit einem Schaltnetzteil 206, die, wie dargestellt, elektrisch verbunden sind. Das Schaltnetzteil 206 einiger Ausführungsformen kann der zuvor beschriebene Gegenstromverstärker (OCA) 48 (2) sein. Bei anderen Ausführungsformen kann das Schaltnetzteil 206 ein herkömmliches Halbbrücken-Netzteil oder eine beliebige andere Art eines Schaltnetzteils sein.
  • Der dargestellte DSP 18 enthält die Logikkomponente 90, die ADC-Komponente 92 und eine Digital-zu-Analog-Wandler- (DAC-) Komponente 208. Die Rückkopplungs-Regelschaltung 200 der dargestellten Ausführungsform enthält LP-Filter 210, einen Fehlerverstärker mit Clamping-Fähigkeit 212, ein Rückkopplungsnetzwerk 214, einen Addierer 216, einen Umkehrer 218, einen PWM-Modulator 220 und einen Dreieckswellengenerator 222. Aus Gründen der Kürze konzentriert sich die übrige Erläuterung auf die Unterschiede zu den vorherigen Ausführungsformen.
  • Die DAC-Komponente 208 kann Eingangssignale, die digital verarbeitet wurden, mit der Logikkomponente 90 übersetzen, um digital verarbeitete Eingangssignale in ununterbrochener analoger Form zu erzeugen. Die Digitalverarbeitung durch den DSP 18 kann die Linearisierung des einheitlich abgetasteten Eingangssignals umfassen. Die digital verarbeiteten Eingangssignale können in analoger Form auf einer DSP-Ausgangsleitung 224 den LP-Filtern 210 zur Filterung zugeführt werden, um Festzeit-Abtastkomponenten zu entfernen. Darüber hinaus können die LP-Filter 210 die digital verarbeiteten Eingangssignale interpolieren. Die Quantisierung und die Rauschformung, die von der Linearitätskomponente 94 der Ausführungsformen ausgeführt wird, die unter Bezugnahme auf 2 beschrieben wurden, kann bei dieser Ausführungsform vermieden werden, da das Eingangssignal in der analogen anstelle in der digitalen Domäne verarbeitet wird. Nach der Filterung kann das Signal vom Fehlerverstärker 212 zur weiteren Abänderung, wie etwa der frequenzabhängigen Verstärkung und der Phasenempfindlichkeitsoptimierung, empfangen werden, um die Gegenkopplung zu maximieren.
  • Das Rückkopplungsnetzwerk 214 kann eine Fehlerkorrektur auf der Basis der Analyse der Zustandparameter bereitstellen, um das Ausgangssignal zu linearisieren. Bei der dargestellten Ausführungsform enthalten die Zustandsparameter den Ausgangsstrom (Iout) von der Stromüberwachungsleitung 70, Vout von der Vout-Leitung 60 und den Strom in den vorangestellten Stufen des Ausgangs-LP-Filters 50 (die Ausgangsströme des Schaltnetzteils 206) von den Spannungsrückkopplungs-Erfassungsleitungen 62. Bei dieser Ausführungsform führt die Vout-Leitung 60 eine entfernte Erfassungsspannungs-Rückkopplung und die Spannungsrückkopplungs-Erfassungsleitungen 62 eine schnelle lokale Spannungs rückkopplung zu. Bei anderen Ausführungsformen können beliebige andere Zustandsparameter als Eingänge in das Rückkopplungsnetzwerk 214 enthalten sein. Auf der Basis der Zustandsparameter und des Eingangssignals kann das Rückkopplungsnetzwerk 214 einen Ausgangssignalfehler entwickeln, um das Ausgangssignal im Bezug auf das Eingangssignal zu linearisieren. Der Ausgangssignalfehler kann durch den Fehlerverstärker 212 auf die digital verarbeiteten Eingangssignale angewendet werden, die durch den DSP 18 zugeführt werden.
  • Der Fehlerverstärker 212 empfängt zudem ein proportionales Vcc-Signal auf einer Proportional-zu-Vcc-Leitung 226. Das proportionale Vcc-Signal ist für die Änderungen der Spannungen Vcc kennzeichnend und kann verwendet werden, um die Verstärkung des PWM-Modulators 220 mit der vorwärtsgekoppelten Regelung einzustellen. Die Einstellung der Verstärkung des PWM-Modulators 220 wird vorzugsweise durch Skalieren der Amplitude der Dreieckswelle mit dem proportionalen Vcc-Signal erreicht, das auf der Proportional-zu-Vcc-Leitung 226 zugeführt wird. Um die optimale Rückkopplungsregelung beizubehalten, steigt die Verstärkung vorzugsweise an, wenn die Spannungen Vcc fallen, und fällt, wenn die Spannungen Vcc ansteigen. Darüber hinaus verfügt der Fehlerverstärker 212 zudem über eine Clamping-Fähigkeit. Die Clamping-Fähigkeit kann auf einen vorbestimmten Schwellenwert auf der Basis der zulässigen Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers 212 eingestellt sein. Bei Überschreiten des Schwellenwertes kann die Clampingschaltung aktiviert werden, um die Erzeugung höherer Spannungen nicht zuzulassen. Der vorbestimmte Schwellenwert kann ebenfalls proportional zu den Steuerspannungen Vcc unter Verwendung des Vcc-Signals gemacht werden.
  • Der Fehlerverstärker 212 erzeugt ein Fehlerverstärker-Ausgangssignal auf der Basis des digital verarbeiteten Eingangssignals, der Verstärkung und des Ausgangssignalfehlers. Das Fehlerverstärker-Ausgangssignal wird dem Addierer 216 auf einer Fehlerverstärker-Signalleitung 226 zugeführt. Darüber hinaus kann ein Vorwärtsfehlerkorrektur-Signal dem Addierer 216 durch den DSP 18 über die LP-Filter 210 auf einer Fehlerkorrekturleitung 228 zugeführt werden.
  • Das Vorwärtsfehlerkorrektur-Signal kann dem DSP 18 zugeführt werden, um das Ausgangssignal durch Einstellen des Ausgangssignalfehlers weiter zu linearisieren. Demzufolge kann bei diesen Ausführungsformen ein Teil des Linearisierungsterms durch das Vorwärtsfehlerkorrektur-Signal bereitgestellt werden und ein Teil durch den Ausgangssignalfehler bereitgestellt werden. Der DSP 18 kann das Vorwärtsfehlerkorrektur-Signal auf der Basis der Bewertung des dominanten Fehlersignals bestimmen.
  • Die Bewertung des dominanten Fehlersignals kann auf der ungefähren Modellausbildung des nicht-linearen Wesens des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 von 3 und 4 unter Verwendung eines Hammerstein-Modellaufbaus basieren. Beim Hammersteinaufbau kann der PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 als Modell einer einfachen Kaskade zweier Teilsysteme mit einem nicht-linearen, speicherlosen Block ausgebildet sein, der den Eingang empfängt und an einen linearen Systemblock ausgibt, der einen Speicher enthält.
  • Bei diesem Modell kann der nicht lineare Block einen einzigartigen Wert der Ausgangsspannung für jeden Eingang haben, d.h. diese Funktion kann in ihrem Ausgang einwertig sein. Der Eingang kann ein Vektor sein, der aus einer Eingangsbedarfsspannung (Eingangssignal) und einem Ausgangsstrom (Ausgangsströmen) besteht, die für die Ausgangsströme des Schaltnetzteils 206 repräsentativ sind (wobei die Eingangsströme zum Ausgangs-LP-Filter 50 auf den Spannungsrückkopplungs-Erfassungsleitungen 62 zugeführt werden). Bei niedrigen Frequenzen können die Eingangs- und Ausgangsströme des Ausgangs-LP-Filters 50 identisch sein. Wenn die Frequenz zunimmt können sich infolge der Kondensatorladeströme innerhalb des Ausgangs-LP-Filters 50 Unterschiede entwickeln.
  • Bei einer weiteren Ausführungsform kann die direkte Prüfung der Eingangsströme zur Beobachtung der inneren Ströme des Ausgangs-LP-Filters 50 dadurch vermieden werden, dass die Ausgangsspannung Vout gemessen wird. Bei dieser Ausführungsform können die Eingangsströme in den Ausgangs-LP-Filter 50 berechnet werden durch: Clpf·dVout/dt + Iout. Gleichung 1
  • Wobei Clpf für die Summe der internen Kapazitanzen des Ausgangs-LP-Filters 50 stehen kann und dVout/dt die differenzierte Ausgangsspannung Vout und Iout der Ausgangsstrom Iout sein kann der mit dem Sensor 66 gemessen wird.
  • Das Vorwärtsfehlerkorrektur-Signal, das durch den DSP 18 erzeugt wird, kann durch eine Fehlerfläche dargestellt werden, deren Zentrum bei Vo=0 und Io=0 mit Null angenommen wird. Mit anderen Worten kann bei Zuständen geringer Signale kein Vorwärtsfehlerkorrektur-Signal erzeugt werden, weshalb es keinen Einfluss auf das Rauschen des offenen Regelkreises gibt. In diesem Fall ist das Gesamtrauschen das Rauschen des rauschunterdrückten analogen Teils der Rückkopplung des geschlossenen Regelkreises. Der Wert Vo kann auf der relativen Position der beabsichtigten Ausgangsspannung Vout im Bezug auf die Steuerspannungsgrenzen +/–Vcc basieren, d.h. es versteht sich, dass Vo von etwa +1 bis –1 bei +Vcc bzw. –Vcc reicht. Signale, die proportional zu den Steuerspannungen Vcc sind, können abgeleitet werden, um die Ausgangsspannung Vout in Relation zu den im wesentlichen nicht regulierten Steuerspannungen Vcc zu setzen.
  • Bei einer Ausführungsform kann der Wert des Fehlers (Fläche) durch den DSP 18 unter Verwendung überwachter Werte des Eingangssignals und der Steuerspannungen Vcc berechnet werden. Wie es zuvor erläutert wurde, können die überwachten Werte Vout und Iout dem DSP 18 auf der Vout-Leitung 60 bzw. der Iout-Leitung 68 zugeführt werden. Darüber hinaus können die Steuerspannungen Vcc von der Stromquelle 14 zugeführt werden, wie es in 4 gezeigt ist, um Signale proportional zu den Steuerspannungen Vcc zu entwickeln.
  • Bei einer weiteren Ausführungsform können die Werte aus einer Suchtabelle abgeleitet werden. Die Suchtabelle kann im DSP 18 oder einem lokalen Speichermechanismus gespeichert sein oder dem DSP 188 über die Netzwerkverbindung 30 zugänglich sein.
  • Sofern die Leistungsstufe mit einer guten Übereinstimmung der positiven und negativen Schalteigenschaften ausgestattet ist, kann die Fehlerfläche symmetrisch um den Ursprung geneigt werden. Somit kann es für jeden Punkt im ersten Quadranten einen entsprechenden Spiegelpunkt identischer Größe und entgegengesetztem Polaritätsfehler im dritten Quadranten geben. In ähnlicher Weise kann es für den zweiten Quadranten einen Spiegelpunkt im vierten Quadranten geben. Diese Symmetrie kann die Größe der Suchtabelle effektiv halbieren.
  • Infolge von Abweichungen von Modell zu Modell können eine Suchtabelle oder Berechnungsalgorithmus-Koeffizienten die Möglichkeit der Aktualisierung beinhalten. Beispielsweise machen die Unterschiede zwischen Verkäufern von MOSFET, die Änderungen am Zellenaufbau im Laufe der Zeit und/oder unterschiedliche Wandler 12, eine Modifikation wünschenswert. Bei einer Ausführungsform kann die Aktualisierungsmöglichkeit eine Individualisierung der Fehlerkorrekturen für jeden PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 zulassen.
  • Eine Abbildung der Fehlerfläche des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 kann beispielsweise durch direkte Messung der Ausgangsstufe und Schaltungssimulation erreicht werden. Eine direkte Messung der Ausgangsstufe kann mehrere gleichzeitige Messungen beinhalten. Sofern der getestete PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 eine substantielle niederfrequente Rückkopplung verwendet, um die Ausgangsspannung Vout zu steuern, können die Ausgangsspannung Vout und der Ausgangsstrom Iout derart programmiert sein, dass sie an jedem beliebigen Punkt auf der VI-Ebene liegen, sofern eine große bipolare Stromquelle in Reihe mit einem gewünschten Wert eines Lastwiderstandes angeordnet ist.
  • Der PWM-Audio-Leistungsverstärker 10 im Test und die Stromquelle können anschließend gleichzeitig für etwa ein Millisekunde aktiviert (gepulst) werden. Der programmierte Unterschied der Ausgangsspannung dividiert durch den Lastwiderstand kann den gewünschten Versuchsstrom erzeugen. Die Stromquellenspannungen wie auch die Ausgangsspannung und der Strom können gemessen werden. Die Spannung, die auf der Fehlerverstärker-Signalleitung 226 am Ausgang des Fehlerverstärkers 212 gemessen wird, kann nun die Summe der benötigten Fehlerspannung und des erwarteten linearen Terms des Eingangs enthalten. Durch Subtrahieren des erwarteten linearen Terms des Eingangs von der Messung kann der Wert der Fehlerfläche für den entsprechenden Leitungsstufen-Zustand abgeleitet werden.
  • Bei den Ausführungsformen, bei denen eine Suchtabelle verwendet wird, können die gemessenen Fehlerebenenwerte in der Suchtabelle gespeichert werden. Bei Ausführungsformen, die einen Algorithmusansatz zu Berechnung der Fehlerfläche verwenden, kann eine Regressionsanalyse vom DSP 18 verwendet werden, um den Messungen logisch zu folgen und die präzisesten Koeffizienten für die gewählten Fehlerfunktionen zu identifizieren.
  • In 4 wird die Summe des Vorwärtsfehler-Korrektursignals vom DSP 18 und des Fehlerverstärker-Ausgangssignals als erster Eingang dem PWM-Modulator 220 zugeführt. Darüber hinaus kann die Summe durch den Umkehrer 218 umgekehrt werden und als zweiter Eingang dem PWM-Modulator 220 zugeführt werden, wie es dargestellt ist. Die Einleitung des Vorwärtsfehlers in den geschlossenen Regelkreis senkt wirkungsvoll den Netzfehler ab, indem die Leistungsfähigkeit des geschlossenen Regelkreises des Leistungs-DAC 16 verbessert wird. Bei dieser Ausführungsform sind die Eingänge in den PWM-Modulator 220 ununterbrochene Signale, die in der analogen Domäne entwickelt werden. Demzufolge kann die Betriebsfrequenz der Rückkopplungs-Regelschaltung 200 die Betriebsfrequenz des Leistungs-DAC 16 unterstützen und die Möglichkeit bieten, die hochfrequente Ausgangsverzerrung zu begrenzen.
  • Der PWM-Modulator 220 kann die beiden Eingänge zu einer Dreieckswellenform modulieren, die auf einer Dreieckswellenformleitung 230 zugeführt werden. Die Steuerausgänge aus dem PWM-Modulator 220 können das Schaltnetzteil 206 über die Tosteuerschaltungen 46 wie bei den zuvor erwähnten Ausführungsformen ansteuern. Der PWM-Modulator 220 kann potentielle Überlastzustände auf der Basis der Stromüberlastkennzeichnung erfassen, die auf der Stromüberlastleitung 64 vom Stromüberlastbegrenzer 52 zugeführt wird. In Abhängigkeit der Überlastkennzeichnung kann der PWM-Modulator 220 eine gewisse Art der Überlastverringerung und/oder eine Zyklus-zu-Zyklus-Begrenzungstechnik anwenden, um den Überlastzustand zu verringern. Wie es in 4 gezeigt ist, kann die Stromüberlastleitung 64 zudem die Stromüberlastkennzeichnung dem DSP 18 zuführen, so dass der DSP 18 die Kompressions-/Begrenzer-Funktionalität einsetzen kann, wie es zuvor erläutert wurde.
  • Die Dreieckswellenform kann durch den Dreieckswellengenerator 222 auf der Basis eines Taktsignals erzeugt werden, das auf einer Taktleitung 232 vom DSP 18 empfangen wird.
  • Bei den Ausführungsformen, bei denen das Schaltnetzteil 206 der zuvor erwähnte OCA 48 (2) ist, kann der DSP 18 eine Überlappungsregelung ausführen. Die Überlappungsregelung kann ähnlich den zuvor erwähnten Ausführungsformen ausgeführt werden, indem die effektive Gleichstrom-Impulsbodenspannung der Dreieckswellenform eingestellt wird. Bei dieser Ausführungsform können jedoch die Datenabtast- und Verarbeitungsraten innerhalb des DSP 18 der Ausgangsströme des Schaltnetzteils 206 und/oder der Spannungsausgang Vout bei der Überlappungssteuerung im wesentlichen niedriger sein. Bei den vorliegenden bevorzugten Ausführungsformen können die Abtast- und Verarbeitungsraten hinsichtlich der Frequenz zur Audiobandbreite des Eingangssignals ähnlich sein.
  • Wenngleich relativ hohe Raten der Abtastung und der Verarbeitung die Wiedergabetreue verbessern können, können die Raten vom DSP 18 im wesentlichen niedriger sein als bei den vorherigen Ausführungsformen, da die Rückkopplungs-Regelscheltung 200 eine Hochfrequenz-Fehlerkorrektur der zeitvariierenden Ausgangssignale ausführen kann. Demzufolge kann eine Linearisierung des Ausgangssignals durch die Rückkopplungs-Regelschaltung 200 mit dem Signalausgabefehler bei einer im wesentlichen höheren Frequenz auftreten als Änderungen im Vorwärtsfehlerkorrektur-Signal, das vom DSP 18 zugeführt wird. Da das Vorwärtsfehlerkorrektur-Signal in den Rückkopplungsregelkreis eingeleitet wird, um den Ausgangssignalfehler einzustellen, kann der Restfehler, der vom Ausgangssignalfehler nicht minimiert wird, mit dem Vorwärtsfehlerkorrektur-Signal weiter verringert werden, ohne das dies zu Lasten der Stabilität bei der Gegenkopplungsregelung geht.
  • Da eine Dreieckswellenform durch den Dreieckswellengenerator 222 erzeugt wird, kann der DSP 18 ein Offset-Signal erzeugen. Das Offset-Signal kann zu analog konvertiert werden und dem Dreieckswellengenerator 222 auf einer Offset-Leitung 234 zugeführt werden.
  • Die Beobachtung der Steuerspannungen Vcc bei dieser Ausführungsform kann zudem bei einer niedrigeren Frequenz als bei den vorhergehenden Ausführungsformen erfolgen, die unter Bezugnahme auf 1 und 2 beschrieben wurden. Demzufolge kann der Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) im DSP 18 (nicht gezeigt) zur Digitalisierung der Steuerspannungen Vcc eine niedrigere Frequenz und Genauigkeit haben, als die schnellen ADC 96 im DSP 18 von 2. Beispielsweise kann die Multiplexierung eines relativ langsamen Konverters zur Überwachung der Steuerspannungen Vcc ein Ergebnis geringen Rauschens und geringer Verzerrung bei hoher Leistung erzeugen. Die geringeren Erfordernisse hinsichtlich Frequenz und Genauigkeit bei der Kompensierung der Steuerspannung Vcc in dieser Ausführungsform sind in ähnlicher Weise auf die hochfrequente Rückkopplungsregelung zurückzuführen, die durch die Rückkopplungs-Regelschaltung 200 bereitgestellt wird.
  • Die Erzeugung der Dreieckswellenform kann zudem bei einer höheren Frequenz auf der Basis des proportionalen Vcc-Signals eingestellt werden, das auf der Proportional-zu-Vcc-Leitung 226 von der Stromquelle 14 zugeführt wird. Wie bei den vorhergehenden Ausführungsformen, können die Änderungen bei den Steuerspannungen Vcc die geeignete Zeitgabe der Ausgangsstufe beeinflussen. Demzufolge kann das proportionale Vcc-Signal bei der Überlappungsregelung verwendet werden, um derartige Schwankungen zu kompensieren, indem die Überlappung erhöht wird, wenn die Steuerspannungen Vcc zunehmen, und die Überlappung verringert wird, wenn die Steuerspannungen Vcc abnehmen.
  • Bei anderen Ausführungsformen, bei denen das Schaltnetzteil 206 der OCA 48 (29) ist, können nicht lineare Korrekturen ebenfalls mit dem DSP 18 mit Hilfe der Überlappungsregelung ausgeführt werden. Nicht lineare Korrekturen können erwünscht sein, wenn die optimale Korrektur für die Überlappung keine exakt lineare Funktion des Ausgangsstroms ist. Bei einer Ausführungsform können die nicht linearen Korrekturen vom DSP 18 unter Verwendung der Zustandsparameter berechnet werden. Bei einer weiteren Ausführungsform kann der DSP 18 eine Suchtabelle auf der Basis von Eingängen verwenden, die aus den Strom- und Spannungsinformationen abgeleitet werden, die aus den Zustandparametern verfügbar sind. Bei weiteren Ausführungsformen kann die Regelung der Überlappung mit analogen Schaltungen außerhalb des DSP 18 ausgeführt werden.
  • Das Schlafmodus-Modul dieser Ausführungsform minimiert in ähnlicher Art und Weise den Stromverbrauch des DSP 18 während Ruheperioden. Bei Ausführungsformen, bei denen das Schaltnetzteil 206 der OCA 48 ist, der zuvor unter Bezugnahme auf 2 beschrieben wurde, kann der DSP 18 zudem das Schaltnetzteil 206 in einen Schlafmodus oder einen Niederverlustmodus versetzen. Darüber hinaus kann der DSP 18 dieser Ausführungsform auch ein Schlafsteuersignal auf einer Schlafleitung 236 erzeugen. Das Schlafsteuersignal der dargestellten Ausführungsform steuert den Schlafmodus und somit den Stromverbrauch des Rückkopplungsnetzwerkes 214 und des Leistungs-DAC 16. Bei anderen Ausführungsformen können beliebige andere Abschnitte des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 in ähnlicher Weise gesteuert werden, um den Stromverbrauch zu optimieren.
  • Die Ausführungsform des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 kombiniert vorteilhaft die Berechnungsstabilität des DSP 18 mit den Hochfrequenzeigenschaften der Rückkopplungs-Regelschaltung 200. Durch Einleiten der Vorwärtsfehlerkorrektur vom DSP 18 in den Rückkopplungs-Regelkreis der Rückkopplungs-Regelschaltung 200 kann das Ausgangssignal des PWM-Audio-Leistungsverstärkers 10 wesentlich linearisiert werden.
  • Die Ausführungsformen wurden unter Bezugnahme auf Funktionsblöcke erläutert, die als Module und Komponenten gekennzeichnet sind, die keine getrennten Aufbauten darstellen sollen und zu unterschiedlichen Ausführungsformen kombiniert oder weiter unterteilt werden können, wie es nach dem Stand der Technik bekannt ist. Obwohl darüber hinaus unterschiedliche Ausführungsformen der Erfindung beschrieben wurden, wird es der Fachmann verstehen, dass zahlreiche weitere Ausführungsformen und Anwendungen möglich sind, die im Geltungsbereich dieser Erfindung liegen. Demzufolge ist die Erfindung lediglich durch die beigefügten Ansprüche und ihrer Äquivalente beschränkt.

Claims (23)

  1. Pulsbreitenmodulierter Audio-Leistungsverstärker (10), der umfasst: eine Rückkopplungsregelschaltung (200); ein Schaltnetzteil (206), das elektrisch mit der Rückkopplungsregelschaltung gekoppelt ist, wobei die Rückkopplungsregelschaltung so betrieben werden kann, dass sie das Schaltnetzteil kontinuierlich mit analoger Regelung ansteuert, um ein Ausgangssignal zu erzeugen; und einen digitalen Signalprozessor (18), der elektrisch mit der Rückkopplungsregelschaltung gekoppelt ist, wobei der digitale Signalprozessor so betrieben werden kann, dass er ein Vorwärtsfehlerkorrektur-Signal in die geschlossene Regelung einleitet.
  2. Pulsbreitenmodulierter Audio-Leistungsverstärker nach Anspruch 1, wobei die Rückkopplungsregelschaltung so betrieben werden kann, dass sie einen Ausgangssignalfehler mit analoger Verarbeitung als eine Funktion wenigstens des Ausgangsstroms des Schaltnetzteils oder der Spannung und des Stroms des Ausgangssignals erzeugt.
  3. Pulsbreitenmodulierter Audio-Leistungsverstärker nach Anspruch 1 oder 2, wobei der digitale Signalprozessor so betrieben werden kann, dass er das Vorwärts-Fehlerkorrektursignal als eine Funktion der Spannung und des Stroms des Ausgangssignals digital schätzt.
  4. Pulsbreitenmodulierter Audio-Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei geschlossene Regelung bei einer Frequenz auftritt, die hoch genug ist, um Hochfrequenz-Ausgangsverzerrung zu begrenzen und eine höhere Frequenz als Änderungen in dem Vorrwärtsfehlerkorrektur-Signal ist.
  5. Pulsbreitenmodulierter Audio-Leistungsverstärker nach Ansprüche 1 bis 4, wobei das Schaltnetzteil eine Vielzahl von Ausgangsstufen-Schaltern (56) umfasst, die jeweils mit einem Tastverhältnis betrieben werden können, wobei Überlappung der Tastverhältnisse als eine Funktion eines Offset-Signals variiert werden können, das durch den digitalen Signalprozessor erzeugt wird.
  6. Pulsbreitenmodulierter Audio-Leistungsverstärker nach Anspruch 5, wobei der digitale Signalprozessor so betrieben werden kann, dass er den Betrag von Überlappung als Funktion des Ausgangsstroms des Schaltnetzteils auswählt.
  7. Pulsbreitenmodulierter Audio-Leistungsverstärker nach Anspruch 5 oder 6, wobei der digitale Signalprozessor so betrieben werden kann, dass er die Überlappung anhand einer Verweistabelle bestimmt.
  8. Pulsbreitenmodulierter Audio-Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 5 bis 7, wobei der digitale Signalprozessor so betrieben werden kann, dass er die Spannung des Ausgangssignals erfasst und nach der Zeit differenziert, wobei die Überlappung des Tastverhältnisses als eine Funktion der abgeleiteten Ausgangsspannung ausgewählt werden kann.
  9. Pulsbreitenmodulierter Audio-Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 5 bis 8, wobei der digitale Signalprozessor so betrieben werden kann, dass er ein Schaltverhältnis der Ausgangsstufen-Schalter erfasst und nach der Zeit differenziert, wobei die Überlappung des Tastverhältnisses auch als eine Funktion des differenzierten Schaltverhältnisses ausgewählt werden kann.
  10. Pulsbreitenmodulierter Audio-Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei die Rückkopplungsregelschaltung einen Dreieckwellen-Generator (222) enthält, wobei der Dreieckwellen-Generator so betrieben werden kann, dass er ein Dreieckwellen-Signal erzeugt, wobei das Dreieckwellen-Signal durch das Offset-Signal reguliert werden kann, um den Betrag an Überlappung zu regulieren.
  11. Pulsbreitenmodulierter Audio-Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei die Rückkopplungsregelschaltung in dem analogen Bereich mit Gegenkopplungsregelung betrieben werden kann, um das Ausgangssignal kontinuierlich mit einem analogen Ausgangssignalfehler zu linearisieren; und wobei der digitale Signalprozessor mit Vorwärtsregelung betrieben werden kann, um das Ausgangssignal durch Regulierung des analogen Ausgangssignalfehlers mit dem Vorwärtsfehlerkorrektur-Signal weiter zu linearisieren.
  12. Pulsbreitenmodulierter Audio-Leistungsverstärker nach Anspruch 11, wobei die Rückkopplungsregelschaltung so betrieben werden kann, dass sie den Ausgangssignalfehler als eine Funktion der Spannung und des Stroms des Ausgangssignals erzeugt.
  13. Pulsbreitenmodulierter Audio-Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1, 2, 4 bis 10, 11 oder 12, wobei der digitale Signalprozessor so betrieben werden kann, dass er das Vorwärtsfehlerkorrektur-Signal auf Basis einer Schätzung eines dominanten Fehlersignals diskret erzeugt, wobei das dominante Fehlersignal mit der Spannung und dem Strom des Ausgangssignals geschätzt wird.
  14. Pulsbreitenmodulierter Audio-Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 13, der des Weiteren eine im Wesentlichen ungeregelte Stromquelle (14) umfasst, die so betrieben werden kann, dass sie eine Steuerspannung (Vcc) erzeugt, wobei Schwankungen der Spannung der im Wesentlichen ungeregelten Stromquelle für die Spannung des Ausgangssignals durch die Rückkoppelungsregelschaltung kompensiert werden wird.
  15. Pulsbreitenmodulierter Audio-Leistungsverstärker nach Anspruch 14, wobei der digitale Signalprozessor in dem digitalen Bereich so betrieben werden kann, dass er selektiv adaptive Schutzmaßnahmen für das Eingangssignal in Reaktion auf Überwachung der im Wesentlichen ungeregelten Stromquelle ergreift.
  16. Pulsbreitenmodulierter Audio-Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 15, wobei der digitale Signalprozessor so betrieben werden kann, dass er diskrete Lastschutzüberwachung als eine Funktion der Spannung des Stroms des Ausgangssignals durchführt.
  17. Pulsbreitenmodulierter Audio-Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 16, wobei der digitale Signalprozessor so betrieben werden kann, dass er das Ausgangsfehlersignal diskret mit dem Vorwärtsfehlerkorrektur-Signal reguliert, das von dem digitalen Bereich in den analogen Bereich konvertiert worden ist.
  18. Pulsbreitenmodulierter Audio-Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 17, wobei das Schaltnetzteil einen Gegenstromverstärker (48) enthält.
  19. Verfahren zum Minimieren von Verzerrung und Optimieren von Wiedergabetreue in einem pulsbreitenmodulierten Audio-Leistungsverstärker (10), wobei das Verfahren umfasst: digitales Verarbeiten eines Eingangssignals; Umwandeln des Eingangssignals in eine kontinuierliche Wellenform; Verstärken der kontinuierlichen Wellenform mit einem Schaltnetzteil (206), um ein Ausgangssignal zu erzeugen; Linearisieren des Ausgangssignals mit einem Gegenkopplungs-Regelkreis; und Einleiten eines Vorwärtsfehlerkorrektur-Signals in den Gegenkopplungs-Regelkreis, um das Ausgangssignal weiter zu linearisieren.
  20. Verfahren nach Anspruch 19, wobei das Linearisieren des Ausgangssignals Erzeugen eines Ausgangssignalfehlers in dem analogen Bereich als Funktion der Spannung und des Stroms des Ausgangssignals umfasst.
  21. Verfahren nach den Ansprüchen 19 oder 20, wobei das Einleiten eines Vorwärtsfehlerkorrektur-Signals Erzeugen des Vorwärtsfehlerkorrektur-Signals mit einem Vorwärtsregelkreis in dem digitalen Bereich als eine Funktion der Spannung und des Stroms des Ausgangssignals umfasst.
  22. Verfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 21, wobei die Spannung des Ausgangssignals als eine Funktion von Schwankungen in einer Stromquellen-Steuerspannung kompensiert wird.
  23. Verfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 22, wobei Einleiten eines Vorwärtsfehlerkorrektur-Signals Erzeugen des Vorwärtsfehlerkorrektur-Signals mit einem digitalen Signalprozessor (18) in dem digitalen Bereich umfasst.
DE60211872T 2001-03-26 2002-03-26 Pulsbreitemodulationsverstärker mit digitalem signalprozessor Expired - Lifetime DE60211872T2 (de)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US27878001P 2001-03-26 2001-03-26
US278780P 2001-03-26
PCT/US2002/009284 WO2002078179A2 (en) 2001-03-26 2002-03-26 Digital signal processor enhanced pulse width modulation amplifier

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE60211872D1 DE60211872D1 (de) 2006-07-06
DE60211872T2 true DE60211872T2 (de) 2006-10-26

Family

ID=23066331

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE60211872T Expired - Lifetime DE60211872T2 (de) 2001-03-26 2002-03-26 Pulsbreitemodulationsverstärker mit digitalem signalprozessor

Country Status (7)

Country Link
US (1) US6683494B2 (de)
EP (1) EP1374394B1 (de)
JP (2) JP4129183B2 (de)
CN (1) CN100433546C (de)
AT (1) ATE328391T1 (de)
DE (1) DE60211872T2 (de)
WO (1) WO2002078179A2 (de)

Families Citing this family (152)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4651791B2 (ja) * 2000-08-29 2011-03-16 Ｎｅｃ液晶テクノロジー株式会社 反射型液晶表示装置、その製造方法、及びその駆動方法
US6943548B1 (en) 2001-06-22 2005-09-13 Fonar Corporation Adaptive dynamic range receiver for MRI
US20030095000A1 (en) * 2001-11-16 2003-05-22 Acoustic Technology, Inc. Apparatus with ultra high output power class D audio amplifier
US7580532B2 (en) * 2002-08-06 2009-08-25 Lg Electronics Inc. Multi-channel pulse width modulation apparatus
US7840015B1 (en) * 2002-09-04 2010-11-23 Cirrus Logic, Inc. Thermal feedback for switch mode amplification
US7142597B2 (en) * 2002-09-26 2006-11-28 Freescale Semiconductor, Inc. Full bridge integral noise shaping for quantization of pulse width modulation signals
US6977502B1 (en) 2002-11-04 2005-12-20 Fonar Corporation Configurable matrix receiver for MRI
US7394445B2 (en) * 2002-11-12 2008-07-01 Power-One, Inc. Digital power manager for controlling and monitoring an array of point-of-load regulators
US6949916B2 (en) 2002-11-12 2005-09-27 Power-One Limited System and method for controlling a point-of-load regulator
US7456617B2 (en) * 2002-11-13 2008-11-25 Power-One, Inc. System for controlling and monitoring an array of point-of-load regulators by a host
US6833691B2 (en) * 2002-11-19 2004-12-21 Power-One Limited System and method for providing digital pulse width modulation
CN1714502A (zh) * 2002-11-22 2005-12-28 皇家飞利浦电子股份有限公司 经脉冲宽度调制的噪声整形器
US7249267B2 (en) 2002-12-21 2007-07-24 Power-One, Inc. Method and system for communicating filter compensation coefficients for a digital power control system
US7836322B2 (en) * 2002-12-21 2010-11-16 Power-One, Inc. System for controlling an array of point-of-load regulators and auxiliary devices
US7882372B2 (en) * 2002-12-21 2011-02-01 Power-One, Inc. Method and system for controlling and monitoring an array of point-of-load regulators
US7673157B2 (en) 2002-12-21 2010-03-02 Power-One, Inc. Method and system for controlling a mixed array of point-of-load regulators through a bus translator
US7266709B2 (en) 2002-12-21 2007-09-04 Power-One, Inc. Method and system for controlling an array of point-of-load regulators and auxiliary devices
US7743266B2 (en) * 2002-12-21 2010-06-22 Power-One, Inc. Method and system for optimizing filter compensation coefficients for a digital power control system
US7737961B2 (en) * 2002-12-21 2010-06-15 Power-One, Inc. Method and system for controlling and monitoring an array of point-of-load regulators
US7373527B2 (en) * 2002-12-23 2008-05-13 Power-One, Inc. System and method for interleaving point-of-load regulators
JP2004214998A (ja) * 2003-01-06 2004-07-29 Denon Ltd デジタルアンプ
US7253625B2 (en) * 2003-02-03 2007-08-07 Koninklijke Philips Electronics N.V. Precision gradient amplifier with multiple output voltage levels
US7710092B2 (en) * 2003-02-10 2010-05-04 Power-One, Inc. Self tracking ADC for digital power supply control systems
US7023190B2 (en) * 2003-02-10 2006-04-04 Power-One, Inc. ADC transfer function providing improved dynamic regulation in a switched mode power supply
US6936999B2 (en) * 2003-03-14 2005-08-30 Power-One Limited System and method for controlling output-timing parameters of power converters
US7080265B2 (en) * 2003-03-14 2006-07-18 Power-One, Inc. Voltage set point control scheme
US7729790B1 (en) * 2003-03-21 2010-06-01 D2Audio Corporation Phase alignment of audio output data in a multi-channel configuration
US7590251B2 (en) * 2003-03-21 2009-09-15 D2Audio Corporation Clip detection in PWM amplifier
US7706545B2 (en) * 2003-03-21 2010-04-27 D2Audio Corporation Systems and methods for protection of audio amplifier circuits
EP1614214A1 (de) * 2003-04-07 2006-01-11 Philips Intellectual Property & Standards GmbH Digitaler verstärker
KR20050120779A (ko) * 2003-04-07 2005-12-23 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 디지털 증폭기, 스위칭 타이밍 수정기 및 펄스 타이밍 에러수정 방법
US7929718B1 (en) 2003-05-12 2011-04-19 D2Audio Corporation Systems and methods for switching and mixing signals in a multi-channel amplifier
US20040232864A1 (en) * 2003-05-23 2004-11-25 Hideki Sunaga Apparatus for controlling motor
EP1547433B1 (de) * 2003-06-10 2012-01-25 Harman International Industries, Incorporated Audioverstärker mit lokaler schnittstelle
JP4529390B2 (ja) * 2003-07-16 2010-08-25 ソニー株式会社 スイッチング型増幅器並びにその補正制御回路及び方法
US7332959B2 (en) * 2003-07-24 2008-02-19 Dobbs-Stanford Corporation Modulated triangular wave amplifier
DE10353965A1 (de) * 2003-11-19 2005-06-09 Siemens Ag Verstärker mit endstufen-gesteuerter Regelung
US7372682B2 (en) * 2004-02-12 2008-05-13 Power-One, Inc. System and method for managing fault in a power system
EP1596625A1 (de) * 2004-05-11 2005-11-16 AKG Acoustics GmbH Schaltungsanordnung zum Versorgen von Lautsprechern
TWI279077B (en) * 2004-10-05 2007-04-11 Benq Corp D-class audio power amplifier and method thereof
GB2419757B (en) * 2004-11-01 2008-11-26 Zetex Plc A digital amplifier
US7826625B2 (en) * 2004-12-21 2010-11-02 Ntt Docomo, Inc. Method and apparatus for frame-based loudspeaker equalization
JP2006180049A (ja) * 2004-12-21 2006-07-06 Yamaha Corp ディジタルアンプ
GB2421648B (en) * 2004-12-23 2009-01-07 Zetex Plc Amplifier fault detection circuit
US8015590B2 (en) 2004-12-30 2011-09-06 Mondo Systems, Inc. Integrated multimedia signal processing system using centralized processing of signals
US7825986B2 (en) * 2004-12-30 2010-11-02 Mondo Systems, Inc. Integrated multimedia signal processing system using centralized processing of signals and other peripheral device
US7653447B2 (en) 2004-12-30 2010-01-26 Mondo Systems, Inc. Integrated audio video signal processing system using centralized processing of signals
US8880205B2 (en) 2004-12-30 2014-11-04 Mondo Systems, Inc. Integrated multimedia signal processing system using centralized processing of signals
US7208897B2 (en) * 2005-03-04 2007-04-24 Linear Corporation Motion control system for barrier drive
US7141956B2 (en) * 2005-03-18 2006-11-28 Power-One, Inc. Digital output voltage regulation circuit having first control loop for high speed and second control loop for high accuracy
US7554310B2 (en) * 2005-03-18 2009-06-30 Power-One, Inc. Digital double-loop output voltage regulation
US7403428B2 (en) * 2005-03-31 2008-07-22 Sandisk Corporation Systems for erasing non-volatile memory utilizing changing word line conditions to compensate for slower erasing memory cells
US7239115B2 (en) * 2005-04-04 2007-07-03 Power-One, Inc. Digital pulse width modulation controller with preset filter coefficients
US7327149B2 (en) * 2005-05-10 2008-02-05 Power-One, Inc. Bi-directional MOS current sense circuit
US7259618B2 (en) * 2005-08-25 2007-08-21 D2Audio Corporation Systems and methods for load detection and correction in a digital amplifier
FR2890500B1 (fr) * 2005-09-07 2008-04-04 Vincent Jean Sebastie Tamisier Dispositif d'amplification d'une tension representative d'une information audiophonique
US7692417B2 (en) 2005-09-19 2010-04-06 Skyworks Solutions, Inc. Switched mode power converter
WO2007038944A1 (en) * 2005-09-21 2007-04-12 Freescale Semiconductor, Inc. An integrated circuit and a method for selecting a voltage in an integrated circuit
JP4853176B2 (ja) * 2005-09-28 2012-01-11 ヤマハ株式会社 Ｄ級増幅器
EP1770855B1 (de) 2005-09-28 2011-08-17 Yamaha Corporation Klasse D Verstärker
US7778324B2 (en) * 2005-11-18 2010-08-17 Harman International Industries, Incorporated System for dynamic time offsetting in interleaved power amplifiers
US20070154021A1 (en) * 2005-12-22 2007-07-05 Mikael Bohman Digital feedback to improve the sound reproduction of an electro-dynamic loudspeaker
EP1804374A3 (de) * 2005-12-27 2008-05-28 Sharp Kabushiki Kaisha Schaltverstärker
US7315264B2 (en) * 2006-01-17 2008-01-01 D2Audio Corporation Systems and methods for controlling transient response in the output of a noise shaper
CN101371434B (zh) * 2006-01-24 2011-04-20 D2音频有限公司 用于通过将超声波信号加到输入音频信号以改进数字放大器的性能的系统和方法
US7286010B2 (en) 2006-01-26 2007-10-23 D2Audio Corporation Systems and methods for over-current protection
EP1985014B1 (de) * 2006-02-07 2010-07-28 D2Audio Corporation Pulsbreitenmodulator mit feedback/feedforward-schutz
US7180439B1 (en) * 2006-03-16 2007-02-20 Analog Devices, Inc. Multi-path digital power supply controller
US7705647B2 (en) * 2006-06-14 2010-04-27 Qualcomm Incorporated Duty cycle correction circuit
US7427893B2 (en) * 2006-06-15 2008-09-23 Kwang-Hwa Liu Circuit and method for controlling the power mode a class-D amplifier
US7598714B2 (en) * 2006-07-12 2009-10-06 Harman International Industries, Incorporated Amplifier employing interleaved signals for PWM ripple suppression
US8285400B2 (en) * 2006-12-12 2012-10-09 Tdk-Lambda Corporation Digital controller for controlling output voltage under large variations in load and supply voltage
US8111846B2 (en) * 2007-01-03 2012-02-07 Pacifictech Microelectronics, Inc. Low distortion switching amplifier circuits and methods
JP4935379B2 (ja) * 2007-01-26 2012-05-23 富士通株式会社 電源装置および通信機器
US7652459B2 (en) * 2007-02-23 2010-01-26 Intel Corporation Adaptive controller with mode tracking and parametric estimation for digital power converters
CN101558558B (zh) * 2007-05-07 2011-08-31 哈曼国际工业有限公司 自动零电压开关模式控制器
US7570118B1 (en) * 2007-09-27 2009-08-04 Cirrus Logic, Inc. Thermal overload protection circuit and method for protecting switching power amplifier circuits
NZ562739A (en) * 2007-10-19 2010-04-30 Waikatolink Ltd Signal simulation apparatus and method
US7834613B2 (en) * 2007-10-30 2010-11-16 Power-One, Inc. Isolated current to voltage, voltage to voltage converter
US9036835B2 (en) * 2007-11-05 2015-05-19 Aliphcom Combining an audio power amplifier and a power converter in a single device
US8319484B2 (en) * 2007-12-12 2012-11-27 Intersil Americas Inc. Voltage regulator system and method for efficiency optimization using duty cycle measurements
WO2009088886A2 (en) * 2007-12-31 2009-07-16 Intersil Americas Inc. Systems and methods for improved over-current clipping
JP5233309B2 (ja) * 2008-02-19 2013-07-10 ヤマハ株式会社 Ｄ級電力増幅装置
JP2009239505A (ja) * 2008-03-26 2009-10-15 Roland Corp オーディオ用増幅装置
NL1035333C2 (nl) 2008-04-23 2009-10-26 Hypex Electronics B V Werkwijze en stuurschakeling voor het sturen van pulsbreedtemodulatie.
US8742744B2 (en) * 2009-01-13 2014-06-03 University Of Alabama Sensor-less operation and detection of CCM and DCM operation modes in synchronous switching power converters
US8093951B1 (en) * 2009-04-14 2012-01-10 Cirrus Logic, Inc. Pulse-width modulated (PWM) audio power amplifier having output signal magnitude controlled pulse voltage and switching frequency
TWI392224B (zh) * 2009-04-16 2013-04-01 Realtek Semiconductor Corp 音頻處理晶片及其音頻訊號處理方法
CN101964632B (zh) * 2009-07-23 2013-08-28 魏光前 功率强化电子装置
US8380138B2 (en) * 2009-10-21 2013-02-19 Qualcomm Incorporated Duty cycle correction circuitry
US8378743B2 (en) * 2010-03-04 2013-02-19 Bose Corporation Reducing pulse error distortion
US8194869B2 (en) * 2010-03-17 2012-06-05 Harman International Industries, Incorporated Audio power management system
WO2011161911A1 (ja) * 2010-06-25 2011-12-29 パナソニック株式会社 増幅装置
KR101080534B1 (ko) 2010-12-14 2011-11-04 강형권 병렬 연결형 하이 임피던스 ｐａ 앰프
US8441316B2 (en) 2011-01-06 2013-05-14 Diodes Incorporated Switching supply circuits and methods
CN102185475B (zh) * 2011-03-11 2013-03-13 苏州易能微电子科技有限公司 快速非线性响应控制环路
FR2976747B1 (fr) * 2011-06-15 2014-02-14 Leroy Somer Moteurs Alternateur a regulation de tension
US8228118B1 (en) * 2011-09-17 2012-07-24 Wen-Hsiung Hsieh Switching amplifier using capacitor for transmitting energy
EP2632173B1 (de) * 2012-02-22 2015-06-03 Harman Becker Automotive Systems GmbH Lautsprecherüberlastungsschutz
CN103500574B (zh) * 2012-08-16 2017-06-27 万喻 一种智能电子喇叭及其实现方法
CN103687148A (zh) * 2012-09-18 2014-03-26 株式会社理光 Led驱动回路
US9386374B2 (en) * 2012-10-30 2016-07-05 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for keeping output loudness and quality of sound among different equalizer modes
JP6155733B2 (ja) * 2013-03-22 2017-07-05 セイコーエプソン株式会社 液体吐出装置および容量性負荷駆動回路
US9831843B1 (en) 2013-09-05 2017-11-28 Cirrus Logic, Inc. Opportunistic playback state changes for audio devices
US9509261B2 (en) * 2013-12-02 2016-11-29 Crestron Electronics Inc. Reduced crosstalk and matched output power audio amplifier
EP3217544B1 (de) 2014-02-04 2020-11-18 Cirrus Logic, Inc. Schaltmodusverstärker
US10284217B1 (en) 2014-03-05 2019-05-07 Cirrus Logic, Inc. Multi-path analog front end and analog-to-digital converter for a signal processing system
US9774342B1 (en) 2014-03-05 2017-09-26 Cirrus Logic, Inc. Multi-path analog front end and analog-to-digital converter for a signal processing system
WO2015171937A1 (en) * 2014-05-08 2015-11-12 Cirrus Logic, Inc. Switched mode converter with low-voltage turn-around mode
US10785568B2 (en) 2014-06-26 2020-09-22 Cirrus Logic, Inc. Reducing audio artifacts in a system for enhancing dynamic range of audio signal path
CN110048678B (zh) * 2014-08-29 2024-09-27 意法半导体研发(深圳)有限公司 用于音频放大器的高级电流限制功能
US9596537B2 (en) 2014-09-11 2017-03-14 Cirrus Logic, Inc. Systems and methods for reduction of audio artifacts in an audio system with dynamic range enhancement
US9503027B2 (en) 2014-10-27 2016-11-22 Cirrus Logic, Inc. Systems and methods for dynamic range enhancement using an open-loop modulator in parallel with a closed-loop modulator
US9628033B2 (en) 2014-10-29 2017-04-18 Cirrus Logic, Inc. Power stage with switched mode amplifier and linear amplifier
US9503023B2 (en) * 2015-04-01 2016-11-22 Nxp B.V. Class-D amplifier
US9959856B2 (en) 2015-06-15 2018-05-01 Cirrus Logic, Inc. Systems and methods for reducing artifacts and improving performance of a multi-path analog-to-digital converter
US9955254B2 (en) * 2015-11-25 2018-04-24 Cirrus Logic, Inc. Systems and methods for preventing distortion due to supply-based modulation index changes in an audio playback system
US9543975B1 (en) 2015-12-29 2017-01-10 Cirrus Logic, Inc. Multi-path analog front end and analog-to-digital converter for a signal processing system with low-pass filter between paths
US9880802B2 (en) 2016-01-21 2018-01-30 Cirrus Logic, Inc. Systems and methods for reducing audio artifacts from switching between paths of a multi-path signal processing system
NL2016605B1 (en) 2016-04-14 2017-11-02 Axign B V Digital audio converter and amplifier controller.
ITUA20163750A1 (it) * 2016-05-24 2017-11-24 St Microelectronics Srl Procedimento per misurare il carico in amplificatori di tipo switching, dispositivo e amplificatore corrispondenti
JP6670380B2 (ja) * 2016-06-10 2020-03-18 シャープ株式会社 デジタルアンプおよび出力装置
US9998826B2 (en) 2016-06-28 2018-06-12 Cirrus Logic, Inc. Optimization of performance and power in audio system
US10545561B2 (en) 2016-08-10 2020-01-28 Cirrus Logic, Inc. Multi-path digitation based on input signal fidelity and output requirements
US10263630B2 (en) 2016-08-11 2019-04-16 Cirrus Logic, Inc. Multi-path analog front end with adaptive path
US9813814B1 (en) 2016-08-23 2017-11-07 Cirrus Logic, Inc. Enhancing dynamic range based on spectral content of signal
US9780800B1 (en) 2016-09-19 2017-10-03 Cirrus Logic, Inc. Matching paths in a multiple path analog-to-digital converter
US9762255B1 (en) 2016-09-19 2017-09-12 Cirrus Logic, Inc. Reconfiguring paths in a multiple path analog-to-digital converter
US9929703B1 (en) 2016-09-27 2018-03-27 Cirrus Logic, Inc. Amplifier with configurable final output stage
US9967665B2 (en) 2016-10-05 2018-05-08 Cirrus Logic, Inc. Adaptation of dynamic range enhancement based on noise floor of signal
CN106792372B (zh) * 2017-02-23 2020-03-17 广州海格通信集团股份有限公司 船用广播设备
US10794971B2 (en) * 2017-03-27 2020-10-06 Waveguide Corporation Duty-cycle control for power-level adjustment in switch-mode power amplifiers
US10321230B2 (en) 2017-04-07 2019-06-11 Cirrus Logic, Inc. Switching in an audio system with multiple playback paths
US10008992B1 (en) 2017-04-14 2018-06-26 Cirrus Logic, Inc. Switching in amplifier with configurable final output stage
US9917557B1 (en) 2017-04-17 2018-03-13 Cirrus Logic, Inc. Calibration for amplifier with configurable final output stage
WO2018211698A1 (ja) 2017-05-19 2018-11-22 ヤマハ株式会社 音響処理装置および音響処理装置の制御方法
JP6819775B2 (ja) * 2017-05-19 2021-01-27 ヤマハ株式会社 音響処理装置および音響処理装置の制御方法
US10199918B2 (en) * 2017-07-10 2019-02-05 Semiconductor Components Industries, Llc Method of forming a semiconductor device
CN107360502B (zh) * 2017-08-30 2023-12-22 东莞精恒电子有限公司 一种脉宽调制双1000w(ir2)功放模组
CN108322849B (zh) * 2018-01-11 2021-02-02 南京矽力微电子技术有限公司 音频信号处理器和音频信号处理方法
JP2019129329A (ja) 2018-01-22 2019-08-01 株式会社東芝 電力増幅器
US11228284B2 (en) * 2018-02-20 2022-01-18 Cirrus Logic, Inc. Controlling parameters of an amplifier system based on a measured physical quantity
JP7069910B2 (ja) * 2018-03-22 2022-05-18 ヤマハ株式会社 音響機器、サーバ、音響システム、音響機器の制御方法およびサーバの制御方法
JP7251351B2 (ja) * 2019-06-24 2023-04-04 富士電機株式会社 ゲート駆動装置及び電力変換装置
US10771893B1 (en) * 2019-10-10 2020-09-08 xMEMS Labs, Inc. Sound producing apparatus
US11205999B2 (en) * 2019-10-22 2021-12-21 Mediatek Inc. Amplifier with signal dependent mode operation
US11424724B2 (en) 2019-12-31 2022-08-23 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Ampilfier with VCO-based ADC
CN111049501B (zh) * 2020-01-14 2023-04-25 西安清泰科新能源技术有限责任公司 一种电压信号采样滤波电路
BR102020003835A2 (pt) * 2020-02-26 2021-09-08 Jose Mazini Tarifa Sistema eletrônico de controle ativo de potência para amplificadores de áudio automotivo
CN113300680B (zh) * 2021-04-09 2023-09-15 汇顶科技私人有限公司 脉冲宽度调变放大器、相关芯片及信号宽度调变的方法
WO2024207475A1 (zh) * 2023-04-07 2024-10-10 瑞声科技（南京）有限公司 一种扬声器温度保护方法、装置、设备及存储介质
CN118984142A (zh) * 2024-10-22 2024-11-19 烟台东方威思顿电气有限公司 一种基于自适应变频的串级双控d类功率放大器

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1542264A (en) 1975-04-24 1979-03-14 Acoustic Res Int Loudspeaker systems
NL8401823A (nl) 1984-06-08 1986-01-02 Philips Nv Inrichting voor het omzetten van een elektrisch signaal in een akoestisch signaal of omgekeerd en een niet-lineair netwerk, te gebruiken in de inrichting.
JP2711315B2 (ja) * 1987-05-07 1998-02-10 ニシム電子工業株式会社 スイッチング電源装置
DE4024160A1 (de) 1989-08-11 1991-02-14 Siemens Ag Gleichstromsteller
DE4007566C2 (de) * 1990-03-09 1998-07-16 Siemens Ag Leistungsverstärker für die Speisung einer Induktivität mit geschalteten Transistoren
GB9103777D0 (en) 1991-02-22 1991-04-10 B & W Loudspeakers Analogue and digital convertors
DE4111884A1 (de) 1991-04-09 1992-10-15 Klippel Wolfgang Schaltungsanordnung zur korrektur des linearen und nichtlinearen uebertragungsverhaltens elektroakustischer wandler
GB9318238D0 (en) 1993-09-02 1993-10-20 B & W Loudspeakers Digital converter
DE4332804C2 (de) 1993-09-27 1997-06-05 Klippel Wolfgang Adaptive Korrekturschaltung für elektroakustische Schallsender
DE4334040C2 (de) 1993-10-06 1996-07-11 Klippel Wolfgang Schaltungsanordnung zur selbständigen Korrektur des Übertragungsverhaltens von elektrodynamischen Schallsendern ohne zusätzlichen mechanischen oder akustischen Sensor
DE4336608C2 (de) 1993-10-27 1997-02-06 Klippel Wolfgang Schaltungsanordnung zum Schutz elektrodynamischer Lautsprecher gegen mechanische Überlastung durch hohe Schwingspulenauslenkung
DE4336609A1 (de) 1993-10-27 1995-05-04 Klippel Wolfgang Prädikative Schutzschaltung für elektroakustische Schallsender
CN1058588C (zh) * 1993-11-30 2000-11-15 王冠国际公司 桥式线性放大器的开关电源
US5559467A (en) 1995-01-27 1996-09-24 The Regents Of The University Of California Digital, pulse width modulation audio power amplifier with noise and ripple shaping
US5657219A (en) * 1995-08-29 1997-08-12 Crown International, Inc. Opposed current power converter
KR100267364B1 (ko) * 1996-04-30 2000-10-16 윤종용 전류콘트롤 에러를 줄이기 위한 적응피이드 포워드 장치
US5923144A (en) * 1996-06-28 1999-07-13 Allen-Bradley Company, Llc Frequency generator for a motor controller
CN1110891C (zh) * 1999-09-21 2003-06-04 玉林市飞扬电子有限公司 数字功率放大器

Also Published As

Publication number Publication date
US6683494B2 (en) 2004-01-27
JP2005509306A (ja) 2005-04-07
CN100433546C (zh) 2008-11-12
EP1374394B1 (de) 2006-05-31
US20020167354A1 (en) 2002-11-14
WO2002078179A3 (en) 2003-01-03
WO2002078179A2 (en) 2002-10-03
WO2002078179B1 (en) 2003-11-27
EP1374394A2 (de) 2004-01-02
JP4129183B2 (ja) 2008-08-06
CN1653683A (zh) 2005-08-10
JP2008104235A (ja) 2008-05-01
ATE328391T1 (de) 2006-06-15
DE60211872D1 (de) 2006-07-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE60211872T2 (de) Pulsbreitemodulationsverstärker mit digitalem signalprozessor
US6396933B1 (en) High-fidelity and high-efficiency analog amplifier combined with digital amplifier
DE69634781T2 (de) Kleinsignallinearisierung in leistungsschaltverstärkern
CN1768472B (zh) 数字放大器
US10749479B2 (en) Amplification systems and methods with distortion reductions
DE112021002847T5 (de) Minimieren von spannungsabfall in einem leistungswandler
US20070057720A1 (en) Systems and methods for load detection and correction in a digital amplifier
EP1277273B1 (de) Verfahren und sendeschaltung zur erzeugung eines sendesignals
CN101512897A (zh) 采用交织信号进行脉冲宽度调制纹波抑制的放大器
Adduci et al. PWM power audio amplifier with voltage/current mixed feedback for high-efficiency speakers
WO2022170645A1 (zh) 一种应用于大功率范围的低失真d类功放
US7113030B2 (en) Class-D power amplifier capable of eliminating excessive response phenomenon when returning to a steady state from an abnormal state and an amplification method thereof
DE102015204518A1 (de) Offset-Kompensation für einen VDS-Ausgleicher in einer Stromerfassungsschaltung
US10749486B2 (en) Class D amplifier current feedback
US9209762B1 (en) Switching power amplifier with rate-controlled power supply voltage transitions
DE112018004452B4 (de) Verstärker für kopfhörer und verfahren zum wandeln eines digitalen audiosignals in ein lautsprechersignal
EP1685648A1 (de) Verstärker mit endstufen-gesteuerter regelung
US7365598B2 (en) Global loop integrating modulator
US20170214365A1 (en) Audio amplifier
Bellili et al. Low power class D audio amplifier with high performance and high efficiency
US11159132B2 (en) Class D amplifier stereo to mono converter
DE102022124867A1 (de) Eine adaptive Abtast-Halte-Schaltung zur Signalverstärker-Bereichsauswahl
EP1444785A1 (de) Digital/analog-umsetzer-schaltung mit einer vorrichtung zur kompensation von nichtlinearen verzerrungen
CN102082511B (zh) 脉宽调变的定频控制电路及方法
Chiesi et al. Modeling of a parallel hybrid power audio amplifier

Legal Events

Date Code Title Description
8364 No opposition during term of opposition