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CN101057406A - 对输入信号进行脉冲宽度调制的配置 - Google Patents

对输入信号进行脉冲宽度调制的配置 Download PDF

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CN101057406A CNA2005800388783A CN200580038878A CN101057406A CN 101057406 A CN101057406 A CN 101057406A CN A2005800388783 A CNA2005800388783 A CN A2005800388783A CN 200580038878 A CN200580038878 A CN 200580038878A CN 101057406 A CN101057406 A CN 101057406A
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Abstract

提供了一种对模拟或数字输入信号进行脉冲宽度调制的配置。通过向脉冲宽度调制器施加具有相反误差的信号，对该脉冲宽度调制器中产生的非线性失真进行预补偿。具有相反误差的信号由另一脉冲宽度调制器产生，该脉冲宽度调制器接收输入信号，且从两倍的输入信号中减去其输出信号。例如，该配置可用于驱动D类音频放大器。

Description

对输入信号进行脉冲宽度调制的配置
技术领域
本发明涉及一种对输入信号进行脉冲宽度调制的配置，所述配置包括脉冲宽度调制器和与至脉冲宽度调制器的输入端相连的、对所述脉冲宽度调制器的非线性误差进行预补偿的预补偿装置。该配置可从以下文献中获悉：“Dynamic Model-Based Linearization of QuantizedPulse-Width Modulation for Applications in Digital-to-AnalogConversion and Digital Power Amplifier Systems”，M.O.J.Hawksford，Journal of Audio Engineering Society，Vol.40，April1992，PP.235-252。
背景技术
例如，该配置可用于驱动D类音频功率放大器。D类技术使得能够实现大功率音频放大器，这些放大器足够小，从而可以设计时尚的多通道音频系统。输入信号传递到脉冲宽度调制器，通过基本上高于最高音频频率的切换频率被转换成两电平脉冲宽度调制信号(电平0和1)或者三电平脉冲宽度调制信号(电平-1、0和+1)。该脉冲宽度调制信号可以驱动C-MOS开关，C-MOS开关继而通过LC滤波器驱动扬声器，该LC滤波器用于从扬声器基本上去除高切换频率的信号分量。因为开关和LC滤波器中的功率损耗相对较小，所以D类放大器具有较高的功率效率。
但问题在于脉冲宽度调制本质上是非线性操作，特别是对于较高的调制指数，这导致脉冲宽度调制的输出信号遭受非线性失真。这种非线性是由于每个单独脉冲的频谱作为脉冲宽度的函数被动态调整而引起的。所有脉冲的连续总和导致了作为非线性根源的动态频谱调制。上述文献旨在通过采用其系数随输入数据而变换(shift)的有限脉冲响应滤波器对脉冲宽度调制器的输入数据进行处理，对脉冲宽度调制器的非线性失真进行预补偿。这导致了实现非常复杂，而非线性失真仅降低了大约10dB。
发明内容
本发明的目的是采用较低复杂度和更有效的实现方式对脉冲宽度调制器的非线性失真进行预补偿，因此，根据本发明的配置具有以下特征：预补偿装置，包括另一脉冲宽度调制器，该脉冲宽度调制器与最初提到的脉冲宽度调制器基本上相同，并相连以接收输入信号；减法装置，针对输入信号的基带频率，从两倍的输入信号中减去另一脉冲宽度调制器的输出；以及将减法装置的输出提供至最初提到的脉冲宽度调制器的输入。
本发明的基本思想是首先将输入信号S施加至脉冲宽度调制器，以产生失真的输出信号S+ε，针对感兴趣的频带，失真的输出信号S+ε包括与输入信号相等的无失真部分S以及由脉冲宽度调制器添加到信号上的误差信号ε。减法装置从两倍的输入信号(2S)中减去该信号S+ε，从而获得以原始失真的逆而失真的失真信号S-ε。该失真信号再次经过脉冲宽度调制，此脉冲宽度调制的误差信号ε实质上抵消了其输入信号的逆误差。
本发明可以应用于模拟输入信号和模拟脉冲宽度调制器，也可以应用于数字输入信号和数字脉冲宽度调制器。已发现，在模拟实现中，当信号的调制指数是大约95％或更大时，脉冲宽度调制器的非线性变得明显。与此相反，数字脉冲宽度调制器在低得多的调制指数下其非线性变得明显。
可以注意到，数字脉冲宽度调制器可以将数字编码的输入信号的每n比特码字转换成多个(2n个)一比特采样，其中取决于输入信号的相邻数字具有一个比特值，而其余也相邻的采样具有另一比特值。因此2n个采样代表具有2n个可能的阶梯型取值位置(flank-position)的宽度调制脉冲。
本发明的另一目的是提供一种对数字编码输入信号进行脉冲宽度调制的配置，这种配置尤其具有以下特征：所述两个脉冲宽度调制器都是数字脉冲宽度调制器，其输出信号具有比输入信号的采样率大的采样率，而且所述另一脉冲宽度调制器的输出信号经过抽取器的处理，该抽取器将采样率减小到数字编码输入信号的采样率。尽管将最初提到的数字脉冲宽度调制器的输出施加到(直接或通过DA转换器)该配置的输出，但是将另一数字脉冲宽度调制器的输出施加至抽取器，该抽取器将2n个采样转换为单个多比特码字，以与多比特输入信号码字组合。换句话说：因为一个多比特输入采样产生输出信号中的多个一比特采样，所以在将另一脉冲宽度调制器的数字输出信号与两倍的输入信号组合以形成失真信号S-ε之前，将其施加至抽取器，以使使该输出信号的采样率与输入信号的采样率相等。
通常，数字编码的(音频)输入信号的采样率太低且码字长度太大而不能像上述说明的那样直接施加至数字脉冲宽度调制器。输入信号的采样率通常仅略高于最高基带频率的两倍，而宽度调制输出脉冲的采样率必须比最高基带频率高数倍。基于这个原因，在将数字输入信号施加至另一脉冲宽度调制器之前，可以先将其通过内插器(上采样器)来提高采样率。
如果将(上采样的)输入信号直接施加至脉冲宽度调制器，则信号的较大码字长度将导致调制器的输出信号有过多可能的阶梯型取值位置。因此，通常的做法是在至脉冲宽度调制器的输入端插入多比特数字噪声整形器(∑Δ调制器)。该噪声整形器基本上减小了信号的码字长度，同时将码字长度减小所固有的量化噪声整形为在感兴趣的频带以外的更高频率上。对于在最初提到的数字脉冲宽度调制器之前插入噪声整形器的本发明配置，其特征还在于：另一数字噪声整形器，其基本上与最初提到的数字噪声整形器完全相同，并插入在另一数字脉冲宽度调制器之前。这样，可以确定第一噪声整形器和最初提到的脉冲宽度调制器的组合产生的误差信号在基带上与另一噪声发生器和另一脉冲宽度调制器的组合产生的误差信号基本上相等。
附图说明
以下将参考附图对本发明进行描述，这里示出了：
图1根据本发明的用于对模拟信号进行脉冲宽度调制的配置，
图2根据本发明的用于对数字信号进行脉冲宽度调制的配置，
图3根据本发明的用于对数字信号进行脉冲宽度调制的第二配置，以及
图4示出了采用图3所示配置的本发明的有益效果。
具体实施方式
图1配置包括具有针对模拟输入信号的输入端子2的现有技术模拟脉冲宽度调制器1、用于接收时钟脉冲Cl的时钟脉冲输入3和用于传递脉冲序列的输出端子4，其中脉冲序列具有统一的时钟控制脉冲频率以及随着输入信号电平而变化的脉冲宽度。脉冲频率基本上高于输入信号的最高频率。举例来说，在50-20000Hz的音频信号的情况下，脉冲频率可以是300kHz到10MHz。输出端子4处的脉冲宽度调制信号用于驱动现有技术的D类功率输出放大器5。将该功率输出脉冲施加至具有电感器6和电容器7的LC低通滤波器，从而经过低通滤波的信号对扬声器8进行驱动。
脉冲宽度调制器1的输出信号的低频部分应该尽可能地等于该调制器的输入信号。但是，如本申请引言部分提到的，脉冲宽度调制器本质上是非线性元件，其引入如二次和三次谐波失真之类的非线性失真，特别是输入信号的高调制指数下。因此，当用Sa表示脉冲宽度调制器1的输入信号，调制器的输出脉冲序列的低频部分可以用Sa+ε表示，其中ε代表调制器1引入的失真。
为了减小这个失真，将输入信号Sa施加至另一脉冲宽度调制器9的输入端子，而不是脉冲宽度调制器1的输入端子。该另一脉冲宽度调制器也具有用于接收时钟脉冲Cl的时钟脉冲输入11、用于传递宽度调制脉冲序列的输出端子12，并且在结构上尽可能合理地与脉冲宽度调制器1等同。因此，，如果输入信号Sa已施加至脉冲宽度调制器1的输入，则输出脉冲的低频部分为Sa+ε，也就是说与脉冲宽度调制器1的输出信号基本上相等。
脉冲宽度调制器9的输出信号Sa+ε通过低通滤波器9a施加至减法器13，其中低通滤波器9保持基带信号Sa+ε基本上不变，但是去除了信号的脉动特性在减法器13处，从输入信号Sa中减去该信号，从而在减法器的输出处出现的失真-ε，其与调制器9的输出信号失真相隔离且与其相反。随后在加法器14中将该隔离且相反的失真加到输入信号Sa上，以得到具有相反失真的的输入信号Sa-ε，最后将该失真信号施加至脉冲宽度调制器1的输入端子2。因为在该信号中，信号分量Sa相对于失真分量-ε占主导地位，所以脉冲宽度调制器1实质上产生抵消其输入信号的相反失真-ε的失真ε，从而在脉冲宽度调制器1的输出端产生失真基本上消除的的信号。换句话说：另一脉冲宽度调制器9和减法装置13和14产生实质上对脉冲宽度调制器1产生的失真进行预补偿的失真。
可以注意到，可选地，减法器13可以从脉冲宽度调制器9的输出信号Sa+ε中减去输入信号Sa来产生隔离但非相反的误差信号ε，而用第二减法器代替加法器14，从输入信号Sa中减去误差信号ε来产生信号Sa-ε。也可以注意到，如果减法器13接收到两倍的输入信号(2Sa)，则可以省去加法器14。但是，这可能意味着在至减法器13的+输入的输入端处引入的因子为2的模拟放大器以及附加的非线性失真的风险。
图2的配置包括数字脉冲宽度调制器15，并旨在转换数字编码输入信号Sd。另一脉冲宽度调制器16减小由调制器15引入的非线性失真。减小失真的原理与参考图1所述的针对模拟信号的原理相同。要注意的是，因为数字脉冲宽度调制器中的失真比模拟脉冲宽度调制器中的失真大，所以图2的配置获得的失真减小更有必要。因为在数字脉冲宽度调制器配置中，有更多失真要得到补偿，所以失真减小也更有效。此外，在数字实现中，信号运算是精确定义的，因此更容易做到等同。
将具有采样率fu和码字长度n的数字编码输入信号Sd施加至另一脉冲宽度调制器16的输入17。脉冲宽度调制器16将每n比特的输入码字转换成固定的2n个一比特采样的序列，从而输出信号的采样率就是2n.fu。每个这样的2n个一比特采样的序列均包括一个值(例如“1”)的相邻采样集，其数目等于n比特输入码字的值。2n个脉冲的序列额剩余采样也是相邻的，并具有另一值(“0”)。将该序列施加至数字脉冲宽度调制器15的输出。
将脉冲宽度调制器16的采样率为2n.fu的输出脉冲施加至抽取器19，抽取器19将采样率降低到输入信号Sd的采样率fu。抽取器19包括：低通滤波器部分，用于防止信号的更高频率折叠进(音频)基带；以及实际上删除不需要的采样的部分。抽取器的输出信号是采样率为fu的数字编码多比特信号。这里，基带信号可以用Sd+ε表示，其中ε表示由脉冲宽度调制器16引入的基带失真。
输入信号Sd在乘法器20中乘以2。在图2配置的数字实现中，这是通过将信号的每个数字码字增加一个低有效零比特而简单精确地实现的。然后减法器21从乘法器20的输出信号2.Sd中减去采样率为fu的输出信号Sd+ε，将该减法结果2.Sd-(Sd+ε)＝Sd-ε施加到脉冲宽度调制器15的输入25。如参考图1所作说明，通过输入信号中的相反失真，基本上对脉冲宽度调制器15产生的失真进行了预补偿。
以下段落描述了图3所示配置。在该图中，给予与图2中元件相对应的元件相同的附图标记。
图2所示配置中，输出18处脉冲宽度调制脉冲的采样率fu与施加至输入17的数字编码输入信号Sd的采样率相等。通常在实际中，要调制的信号的采样率仅仅略大于最高信号频率的两倍，这对于脉冲宽度调制的输出信号的脉冲速率来说太低了。例如，对于音频应用，采样率fs通常为44.1kHz，而脉冲宽度调制的输出信号的脉冲速率应该大于2.5MHz。在图3所示配置中，通过在该配置的输入端插入上采样器22来解决该问题。对于音频应用，例如，上采样率可以为16，从而上采样后的频率fu为16×44.1kHz＝705.6kHz。
图2所示配置的另一限制是输入信号的码字长度确定了组成输出中的一个宽度调制脉冲的一比特采样的数目2n，这通常导致过大的值。对于通常20比特的音频码字长度，组成一个单输出脉冲的一比特采样的数目为220＝1048576。这个问题的标准解决方法是在脉冲宽度调制器15之前使用多比特∑Δ调制器23。按照本发明，在脉冲宽度调制器16的前面放置相同的多比特∑Δ调制器24。这些∑Δ调制器用作码字长度缩减器，把输入码字长度(例如20比特)转换成输出码字长度(例如n＝6比特)，从将组成一个输出信号脉冲的采样的数目2n缩减到比较合理的值2n＝64。众所周知，将∑Δ调制器用于减小码字长度的优点在于，将对于码字长度缩减来说所固有的量化噪声整形到比感兴趣的频带高的频率上。
如前已提及，优选地使脉冲宽度调制器15和16彼此完全等同，这同样应用于噪声整形器(∑Δ调制器)23和24，从而使误差预补偿尽可能有效。由于同样的理由，图3所示配置包括数字延迟26，用于补偿噪声整形器24、脉冲宽度调制器16和抽取器19的延迟。可以在图2中乘法器20的输入端或者输出端中插入类似的延迟，以补偿脉冲宽度调制器16和抽取器19的延迟。
图4示出了一些频谱图，这些图说明了在将1.3kHz的数字编码正弦输入信号施加至图3所示配置时根据本发明的配置的有益效果。
图4a示出了无失真输入信号Sd的频谱。
图4b示出当将无失真的输入信号Sd施加至噪声整形器23的输入时该噪声整形器的输出信号的频谱。整形到更高频率上的量化噪声清楚可见。音频频带中的信噪比大约为100.3dB。
图4c示出了将无失真的输入信号Sd施加至噪声整形器23的输入、从而未施加预补偿时脉冲宽度调制器15的输出信号的频谱。由于非线性脉冲宽度调制，存在较大的信号劣化。特别是第二和第三谐波失真清楚可见。音频频带中的谐波失真增加到-43.8dB。
图4d示出了将无失真输入信号Sd施加至噪声整形器24时脉冲宽度调制器15的输出信号的频谱。在这种情况下预补偿有效。非线性失真，特别是第二和第三谐波失真基本上消除了。音频频带中的谐波失真此时为-78.2dB。
图中所示以及以上所述本发明的实施例旨在作为示例，而非具有限制的意义。在不背离所附权利要求限定的本发明范围的前提下，本领域技术人员可以对这些实施例进行多种的修改。例如：在图1中低通滤波器9a可以放置于减法器13的输出端上或者加法器14的输出端上，而不是脉冲宽度调制器12的输出端上。同样，图3中输入到减法器21的+输入的信号可以全部或者部分地从噪声发生器24的输出去除，只要使用了低通滤波器来消除该信号中存在的高频量化噪声。

Claims (3)

1.一种用于对输入信号进行脉冲宽度调制的配置，所述配置包括：脉冲宽度调制器(1，15)；以及预补偿装置，与至所述脉冲宽度调制器的输入引线相连，以对所述脉冲宽度调制器的非线性误差进行预补偿，所述配置的特征在于：所述预补偿装置包括：另一脉冲宽度调制器(9，16)，与最初所述的脉冲宽度调制器(1，15)基本上相同，并且相连以接收所述输入信号；减法装置(13-14，20-21)，用于针对所述输入信号中的基带频率，从两倍的输入信号中减去所述另一脉冲宽度调制器的输出；以及用于将所述减法装置输出提供至最初所述的脉冲宽度调制器(1，15)的输入(2，25)的装置。
2.根据权利要求1所述的配置，用于对数字编码输入信号进行脉冲宽度调制，其特征在于：所述两个脉冲宽度调制器(15，16)都是数字脉冲宽度调制器，其输出信号具有比所述输入信号的采样率大的采样率，而且用抽取器(19)对所述另一脉冲宽度调制器的输出信号进行处理，所述抽取器(19)将所述采样率降低到所述数字编码输入信号的采样率。
3.根据权利要求1所述的配置，其中在最初所述的数字脉冲宽度调制器(15)之前放置多比特数字噪声整形器(23)，以及其特征在于：在所述另一数字脉冲宽度调制器(16)之前放置与最初所述的数字噪声整形器基本上相同的另一多比特数字噪声整形器(24)。
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